DE102008015160B4

DE102008015160B4 - Detektoreinrichtung und korrespondierendes Verfahren

Info

Publication number: DE102008015160B4
Application number: DE102008015160A
Authority: DE
Inventors: Axel Dr.-Ing. Hülsmann
Original assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Current assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Priority date: 2008-03-20
Filing date: 2008-03-20
Publication date: 2010-03-25
Anticipated expiration: 2028-03-21
Also published as: US20110037453A1; JP2011514533A; WO2009115310A1; JP5425177B2; EP2269081A1; DE102008015160A1

Abstract

Eine Hochfrequenz-Detektoreinrichtung hat eine Detektorschaltung, bei der das Eingangstor des Branchline-Kopplers, an den sich die Fundamentalwelle eines Eingangssignals auslöscht, zur Einkopplung einer Vorspannung VDC von zwei Schottky-Dioden (4, 5) verwendet und HF-technisch mit einem Widerstand (R0) einer Leitungsimpedanz (Z0) abgeschlossen ist. Die beiden phasenverschobenen Ausgänge (8, 9) des Branchline-Kopplers (7) gehen über Anpassleitungen (19, 20) auf zwei Detektor-Dioden (4, 5) und werden hinter den Detektor-Dioden (4, 5) wieder kombiniert. Die kombinierten Signale werden über einen nachgeschalteten Tiefpass (24) an den Detektorausgang (3) geführt. Eine Kompensationsschaltung (21) weist zur Kompensation der Temperaturdrift der Detektor-Dioden (4, 5) wenigstens eine zusätzliche Diode (22, 24) auf, die baugleich zu den Detektor-Dioden (4, 5) ist (Fig. 2).

Description

Die Erfindung betrifft eine Detektoreinrichtung für Hochfrequenzsignale in einem Frequenzbereich, insbesondere eine vorzugsweise breitbandige Hochfrequenzsignal-Detektoreinrichtung oder einen vorzugsweise breitbandigen Hochfrequenzdetektor, mit wenigstens einem Detektoreingang, wenigstens einem Detektorausgang und einer ersten Detektor-Diode und einer zweiten Detektor-Diode sowie ein Verfahren zur Leistungsmessung eines Hochfrequenzsignals in einem Frequenzband.
Unter Hochfrequenz werden im Allgemeinen Frequenzen oberhalb 3 MHz verstanden.
Die Verwendung von Schottky-Dioden zur Mikrowellen-Leistungsmessung ist bekannt.
Eine gattungsgemäße Detektoreinrichtung nach dem Oberbegriff der Erfindung ist aus der US 4 873 484 bekannt, bei welcher die Detektor-Dioden an jeweils einen Koaxialausgang angeschlossen sind, wobei Leistungsmessungen im Bereich 0 bis +30 dBm an einem Koaxialausgang und Leistungsmessungen im Bereich –50 dBm bis 0 dBm an dem anderen Koaxialausgang durchgeführt werden.
Aus der DE 102 95 964 T5 ist ein Leistungsdetektor mit größerem Erfassungsbereich bekannt, bei welchem ein erster Leistungsdetektor an einen ersten Zweig und ein zweiter Leistungsdetektor an einen zweiten Zweig angeschlossen ist, wobei der erste und der zweite Leistungsdetektor für unterschiedliche Unterbereiche eines dynamischen Bereichs kalibriert sind.
Aus der US 2006/0160501 A1 ist ein abstimmbares Mikrowellengerät mit selbstabstimmender Anpassungsschaltung bekannt, wobei ein dynamisches Impedanzanpassungsnetzwerk zur Bestimmung einer Fehlanpassung an einem Eingang eingerichtet ist.
Aus der US 2005/0270123 A1 ist ein elektronischer Phasenreflektor mit verbesserten Phasenverschiebungseigenschaften bekannt, bei welchem zwei Varactor-Dioden mit einem Massebezugspotential verbunden sind.
Beispielsweise zeigt die US 5 394 159 A einen Dioden-Detektor, der in einer Streifenleiter-Antenne integriert ist, wobei Abstimmung und Abgleich des Detektors durch Anpassung der Geometrie der Patch Antenne erreicht werden.
Weiter ist aus der US 4 791 380 ein Detektor-Schaltkreis für Hochfrequenzsignale bekannt, der durch ein Paar abgestimmter Dioden geformt ist, wobei die Dioden auf ein gemeinsames Substrat aufgebracht sind, welches durch einen auf Temperatur reagierenden Rückkopplungskreis aufgeheizt wird.
Aus der US 4 000 472 ist ein Hüllkurven-Detektor bekannt, der einen Standard-Spannungsverdoppler-Hüllkurven-Detektor hat, dessen linearer Arbeitsbereich durch einen Ruhestrom vergrößert ist und bei dem der Spannungsvorsatz durch eine Temperaturdrift-Kompensation stabilisiert ist.
Je höher die Frequenz der zu detektierenden elektromagnetischen Welle ist, desto wichtiger wird eine gute Leistungsanpassung. Hierzu wird eine Diode mit einem Anpassnetzwerk am Eingang versehen, wobei eine optimale Impedanz-Anpassung dabei typischerweise nur bei einer bestimmten Frequenz erreicht wird, so dass außerhalb eines schmalbandigen Frequenzbereichs ein Teil der Mikrowellenleistung reflektiert wird und es somit zu Fehlmessungen kommt, die durch entsprechende Kalibrierung kompensiert werden kann, aber den Einsatzbereich einschränkt.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Detektoreinrichtung der eingangs genannten Art zu schaffen, bei der die Leistungsanpassung am Detektoreingang verbessert ist.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine Detektoreinrichtung gemäß Anspruch 1 und durch die beiden Verfahren gemäß den Ansprüchen 18 und 19 gelöst.
Die Aufgabe wird bei der Detektoreinrichtung erfindungsgemäß dadurch gelöst, dass der Detektoreingang der Detektoreinrichtung mit einem ersten Eingang eines Branchline-Kopplers elektrisch verbunden ist, dass die erste Detektor-Diode zwischen einem ersten Ausgang des Branchline-Kopplers und dem Detektorausgang angeordnet ist und dass die zweite Detektor-Diode zwischen einem zweiten Ausgang des Branchline-Kopplers und dem Detektorausgang angeordnet ist, wobei die Ausgangsseiten der ersten und zweiten Detektor-Diode an einem Knoten elektrisch verbunden und gemeinsam auf den Detektorausgang geführt sind. Vorzugsweise sind die Detektor-Dioden jeweils in Durchlassrichtung zwischen dem jewieligen Ausgang des Branchline-Kopplers und dem Detektorausgang angeordnet, also jeweils mit ihren Eingängen mit dem betreffenden Ausgängen des Branchline-Kopplers und mit ihren Ausgängen mit dem Detektorausgang elektrisch verbunden. Unter einem Branchline-Koppler wird allgemein ein vierpoliger Koppler verstanden, bei dem sich am Eingangstor die Fundamentalwelle bezüglich einer vorgewählten Frequenz auslöscht. Der Detektorausgang kann einen einpoligen oder einen mehrpoligen Anschluss aufweisen, an dem die Ausgangs-Spannungssignale der Dioden getrennt oder in Kombination abgreifbar sind. Von Vorteil ist bei der Erfindung, dass der zur Leistungsanpassung der Detektordioden zweckentfremdet eingesetzte Branchline-Koppler eine breitbandige Leistungsanpassung ergibt. Somit ist es möglich, Schottky-Detektoren zur breitbandigen Leistungsmessung elektromagnetischer Strahlung mit hervorragender Linearität und Responsibilität bis in den THz-Bereich zu nutzen. Die Erfindung eignet sich insbesondere zur Anwendung bei bildgebenden Systemen im Bereich der Mikrowellen bis THz-Wellen, zur THz-Spektroskopie, zum Radar, zur Radiometrie sowie der Leistungsmessung elektromagnetischer Strahlung allgemein, besonders in Mikro-, Millimeter- und Sub-Millimeterwellen-Bereich.
Die erfindungsgemäße Detektoreinrichtung ist somit vorteilhaft zur Detektion von Signalen im Frequenzbereich oberhalb 1 GHz, beispielsweise im W-Band, 75–110 GHz, oder darüber oder im D-Band, 110–170 GHz, einsetzbar.
Eine Ausgestaltung der Erfindung kann vorsehen, dass am Detektorausgang die Summe der Spannung an der Ausgangsseite der ersten Detektor-Diode und der Spannung an der Ausgangsseite der zweiten Detektor-Diode bereitgestellt ist. Hierdurch wird vorteilhaft die Phasenverschiebung der Ausgangssignale des Branchline-Kopplers zu einer zusätzlichen Glättung und Reduzierung von Oberwellen im Ausgangssignal der Detektoreinrichtung verwendet. Die Summation der beiden Spannungssignale kann durch getrennte Digitalisierung und anschließende Addition erfolgen. Ein besonders einfacher Schaltungsaufbau ergibt sich jedoch, wenn die Ausgangsseiten der ersten und zweiten Detektor-Diode elektrisch verbunden und gemeinsam auf dem Detektorausgang geführt sind.
Eine Ausgestaltung der Erfindung kann vorsehen, dass der Frequenzbereich wenigstens durch eine Mittenfrequenz charakterisiert ist und dass die Arme des Branchline-Kopplers jeweils eine Länge haben, die mehr als ein Achtel und weniger als die Hälfte der Wellenlänge der Mittenfrequenz der Detektoreinrichtung beträgt, insbesondere ungefähr ein Viertel der Wellenlänge der Mittelfrequenz, wobei Abweichungen hiervon um zehn Prozent immer noch eine hervorragende Leistungsanpassung am Detektoreingang ergeben. Die Mittefrequenz ist vorzugsweise durch das arithmetische oder geometrische Mittel der Grenzfrequenzen des Frequenzbereichs bestimmt. Vorzugsweise ist der Frequenzbereich ein zusammenhängender Abschnitt der Frequenzskala.
Die Breitbandigkeit der Leistungsanpassung ist erhöhbar, indem die Längen der Arme des Branchline-Kopplers gegeneinander verstimmt werden, also von dem Wert eines Viertels der Wellenlänge der Mittenfrequenz in unterschiedliche Richtungen und um unterschiedliche Beträge abweichen.
Gemäß einer Ausgestaltung der Erfindung kann vorgesehen sein, dass der Arm des Branchline-Kopplers zwischen dem ersten und dem zweiten Eingang und/oder der Arm des Branchline-Kopplers zwischen dem ersten und dem zweiten Ausgang einen Impedanzwert hat/haben, der jeweils zwischen der Hälfte und dem Ein einhalbfachen des Impedanzwerts der Detektor-Eingangsseite beträgt, insbesondere ungefähr dieser gleich ist. Vorzugsweise weisen beide Arme, also der Arm des Eingangstors und der Arm des Ausgangstors, denselbe Impedanzwert auf, deren Wert gleich der Impedanz der Detektor-Eingangsseite ist. Es sind jedoch auch bei Abweichungen von bis zu 10% und sogar bis zu 20% und mehr von diesem Wert noch sehr gute breitbandige Leistungsanpassungseigenschaften erreichbar.
Gemäß einer Ausgestaltung der Erfindung kann vorgesehen sein, dass der Arm des Branchline-Kopplers zwischen dem ersten Eingang und dem ersten Ausgang und/oder der Arm des Branchline-Kopplers zwischen dem zweiten Eingang und dem zweiten Ausgang einen Impedanzwert hat/haben, der mehr als die Hälfte des Impedanzwerts und weniger als der Impedanzwert der Detektor-Eingangsseite beträgt, insbesondere ungefähr 70% des Impedanzwerts der Detektor-Eingangsseite. Vorzugsweise sind die beiden genannten Arme mit gleichen Impedanzwerten ausgebildet und/oder es ist ein Impedanzwert von dem 1/√2-fachen des Impedanzwerts der Detektor-Eingangsseite realisiert, wobei Abweichungen von bis zu 10% und mehr hiervon immer noch sehr gute breitbandige Leistungsanpassungen ergeben.
Gemäß einer Ausgestaltung der Erfindung kann vorgesehen sein, dass ein zweiter Eingang des Branchline-Kopplers von einer Spannungsquelle, vorzugsweise einer Gleichspannungsquelle, elektrisch gespeist ist. Somit wird das Eingangstor des Kopplers, an dem sich am Branchline-Koppler die Fundamentalwelle des Eingangssignals auslöscht und der mit dem Leitungswiderstand abgeschlossen werden kann, zur Einkopplung der Vorspannung von den zwei Detektor-Dioden verwendet. Durch die eingespeiste Vorspannung ist der Arbeitspunkt der Detektor-Dioden für einen optimalen Betrieb der Detektoreinrichtung vorteilhaft wählbar. Bei Einspeisung einer negativen Vor spannung sind die Detektor-Dioden jeweils in Sperrrichtung zwischen dem jeweiligen Ausgang des Branchline-Kopplers und dem Detektorausgang angeordnet und betreibbar, also jeweils mit ihren Ausgängen mit dem betreffenden Ausgängen des Branchline-Kopplers und mit ihren Eingängen mit dem Detektorausgang elektrisch verbunden.
In jedem Fall sind die Detektor-Dioden in Bezug auf die Spannungsquelle in Durchlassrichtung, also mit dem Eingang zum positiven Pol bzw. mit dem Ausgang zum negativen Pol, geschaltet, wobei der Fall keiner Spannungsquelle für die Anordnung der Detektor-Dioden wie ein Fall mit positiver Spannungsquelle behandelt wird.
Zur Verringerung der Reflektion am Detektoreingang kann vorgesehen sein, dass an dem zweiten Eingang des Branchline-Kopplers ein Abschlusswiderstand vorgesehen ist, dessen Wert gleich ist dem hochfrequenten Leitungswellenwiderstand des eingangsseitigen Netzwerks. Vorzugsweise ist dieser Widerstand zwischen einer Gleichsspannungsquelle für die Vorspannung der Detektor-Diode und dem zweiten Eingang des Branchline-Kopplers in Reihe angeordnet, es kann jedoch auch je nach Dimensionierung der Detektoreinrichtung und nach Einsatzbereich keine Vorspannung nötig sein. Das eingangsseitige Netzwerk ist dasjenige Netzwerk, an dem der Detektoreingang angeschlossen ist. Ein derartiges eingangsseitiges Netzwerk kann beispielsweise eine Antenne und/oder eine Verstärkerstufe umfassen. Durch den Anpassungswiderstand am zweiten Eingang des Branchline-Kopplers ist somit der Detektoreingang für hohe Frequenzen mit dem Wellenwiderstand abgeschlossen.
Eine verbesserte Anpassung der Detektor-Dioden an den Branchline-Koppler ergibt sich, wenn die elektrische Verbindungsleitung zwischen dem ersten Ausgang des Branchline-Kopplers und der ersten Detektor-Diode und die elektrische Verbindungsleitung zwischen dem zweiten Ausgang des Branchline-Kopplers und der zweiten Detektor-Diode jeweils einen Impedanzwert haben, der größer ist als der Impedanzwert der Detektor-Eingangsseite und kleiner ist als das Doppelte des Impedanzwerts der Detektor-Eingangsseite, insbesondere ungefähr das 1,4-fache des Impedanzwerts der Detektor-Eingangsseite beträgt, wobei sich sehr gute Anpassungs-Eigenschaften auch bei einer Abweichung von bis zu 10% oder sogar bis zu 20% von dem √2-fachen des Impedanzwerts der Detektor-Eingangsseite ergeben.
Zur Verbesserung des Arbeitsverhaltens, insbesondere zur Kompensation von Temperaturschwankungen, kann vorgesehen sein, dass die Detektoreinrichtung eine Kompensationsschaltung hat, die von der Spannungsquelle gespeist ist, dass die Kompensationsschaltung wenigstens eine dritte Diode hat, dass die wenigstens eine dritte Diode mit der ersten Detektor-Diode und/oder mit der zweiten Detektor-Diode auf einem gemeinsamen Chip ausgebildet ist und dass die dritte Diode in Durchlassrichtung zwischen der Spannungsquelle und einem Kompensationsausgang angeordnet ist. Der Eingang der dritten Diode ist also mit dem spannungsführenden Ausgang der Spannungsquelle verbunden, während der Ausgang der dritten Diode mit dem Kompensationsausgang elektrisch verbunden ist. Vorzugsweise ist diese dritte Diode für sich oder mit weiteren Dioden gemeinsam so ausgebildet, dass das Temperaturverhalten der ersten und zweiten Detektor-Diode einzeln oder gemeinsam nachgebildet wird. Die dritte Diode ist daher als Kompensations-Diode verwendbar.
Eine besonders effektive Kompensation von temperaturbedingten Schwankungen der Eigenschaften der ersten und zweiten Detektor-Diode ergibt sich, wenn die Kompensationsschaltung eine vierte Diode hat, wenn die vierte Diode parallel zu der dritten Diode geschaltet ist und wenn die erste, zweite, dritte und vierte Diode baugleich und auf einem gemeinsamen Chip ausgebildet sind. Hierdurch wird vorteilhaft erreicht, dass die dritte und vierte Diode auf dem gleichen Temperaturniveau wie die erste und zweite Detektor-Diode sind, wobei die Kompensationsschaltung ein Temperaturverhalten zeigt, dass identisch ist zu dem Temperaturverhalten der ersten und zweiten Detektor-Diode. Unter einer baugleichen Ausgestaltung der Dioden wird insbesondere eine flächengleiche und/oder geometriegleiche und/oder materialgleiche Ausgestaltung der halbleitenden Übergangsbereiche in den Dioden verstanden. Auch die vierte Diode ist somit wie die dritte Diode als Kompensations-Diode verwendbar.
Eine weitere Glättung des Ausgangssignals der Detektoreinrichtung ergibt sich, wenn zwischen der ersten und zweiten Detektor-Diode und dem Detektorausgang ein Tiefpass angeordnet ist. Vorzugsweise umfasst der Tiefpass einen Widerstand, dessen Widerstandswert wenigstens zwei Größenordnungen größer ist als der Widerstandswert des Abschlusswiderstands am zweiten Eingang des Branchline-Kopplers und der zwischen den Ausgang der Detektor-Dioden und Masse geschaltet ist. Hierdurch wird vorteilhaft erreicht, dass der zum eingangsseitigen Abschluss vorgesehene Abschlusswiderstand am zweiten Eingang des Branchline-Kopplers einen vernachlässigbaren Einfluss auf die Detektor-Dioden hat und dass ein Ausgangsspannungssignal über dem Widerstand des Tiefpasses abgreifbar ist.
Bei einer Ausgestaltung der Erfindung kann vorgesehen sein, dass zwischen der dritten und/oder der vierten Diode und dem Kompensationsausgang ein Tiefpass angeordnet ist, der gleich zu dem Tiefpass am Detektorausgang ausgebildet ist. Insbesondere weist dieser Tiefpass gleichartige Bauelemente in gleicher Verschaltung auf wie der Tiefpass am Detektorausgang, wobei die Kenngrößen der Bauelemente beider Tiefpässe jeweils gleich sind. Hierdurch wird vorteilhaft erreicht, dass die Kompensationsschaltung das Temperaturverhalten der Detektor-Dioden noch besser nachbilden kann. Zur weiteren Verbesserung der Nachbildung in der Kompensationsschaltung kann vorgesehen sein, dass am Eingang der Kompensationsschaltung ein Widerstand angeordnet ist, dessen Widerstandswert gleich ist dem Widerstandswert des Abschlusswiderstandes am zweiten Eingang des Branchline-Kopplers.
Besonders vorteilhafte Detektor-Eigenschaften ergeben sich bei der Erfindung, wenn die Detektor-Dioden als Schottky-Dioden ausgebildet sind. Hierdurch ist es möglich, die hervorragende Linearität und Responsibilität der Schottky-Dioden zur breitbandigen Leistungsmessung elektromagnetischer Strahlung bis in den THz-Bereich zu nutzen.
Die Integration von Schottky-Dioden wird erleichtert durch die Verwendung von Schottky-Dioden als Gatefinger eines Feldeffekt-Transistors (FET).
Gemäß einer Ausgestaltung der Erfindung kann vorgesehen sein, dass eine Auswerteeinheit vorgesehen ist, mit der die Differenz der Spannungssignale am Detektorausgang und am Kompensationsausgang ermittelbar ist und mit der aus der ermittelten Differenz die Leistung des am Detektoreingang anliegenden Eingangssignals bestimmbar ist. Vorzugsweise ist eine derartige Auswerteeinheit als Differenzverstärker ausgebildet, dessen Eingänge an dem Detektorausgang und dem Kompensationsausgang angeschlossen sind.
Eine besonders kompakte Bauform ergibt sich, wenn der Differenzverstärker integriert, beispielsweise auf einem Chip, ausgebildet ist.
Da das Konzept auf Schaltungselementen beruht, die sich leicht in monolithisch integrierten Mikro-, Millimeter- und Submillimeterwellen-Schaltungen (sogenannten MMICs) realisieren lassen, können komplette Empfangssysteme als Ein-Chip-Lösung realisiert werden. Die Arme des Branchline-Kopplers und/oder die elektrischen Verbindungsleitungen sind beispielsweise durch Mikro-Streifenleiter oder koplanare Wellenleiter realisierbar, deren Geometrie jeweils die erforderlichen Impedanzwerte ergibt. Hierdurch sinkt der Platz- und Gewichtsbedarf von Komplett-Systemen erheblich. Insbesondere kann ein derartiger Detektor-MMIC aus rauscharmen Eingangsverstärkern, sogenannten Low Noise Amplifiers oder LNAs, und Schottky-Detektoren integriert werden und damit die reduzierte Detektions-Qualität der gegebenenfalls vorhandenen FET-Schottky-Kontakte kompensieren. Die am Detektorausgang anliegende Video-Ausgangsspannung, die vorzugsweise möglichst linear abhängig zur Hochfrequenz-Eingangsleistung ist, wird beispielsweise durch einen Tiefpass gemessen, der entweder mit der gesamten Schaltung aus Dicke-Schalter, Eingangs-LNA und Schottky-Detektor integriert oder aus dem Eingangswiderstand und der Eingangskapazität eines Oszilloskops oder auf andere Weise realisiert ist.
Durch die Integrationsmöglichkeit eignet sich das beschriebene Schaltungskonzept hervorragend für bildgebende Radiometer- oder Radar-Systeme im Millimeter- oder Submillimeterwellen-Frequenzbereich, aber auch für THz-Wellen. Solche Systeme werden beispielsweise für sicherheitsrelevante Personenschleusen oder in der Raumfahrt zur Fernerkundung benötigt.
Zur Lösung der Aufgabe sieht die Erfindung bei einem Verfahren der eingangs genannten Art vor, dass das Signal in den Detektoreingang einer erfindungsgemäßen Detektoreinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 14 eingespeist wird, dass die Mittenfrequenz der Detektoreinrichtung innerhalb des Frequenzbands liegt und dass eine Spannung am Detektorausgang der Detektoreinrichtung als Maß für die anliegende Signalleistung bestimmt wird.
Alternativ sieht die Erfindung zur Lösung der Aufgabe bei einem Verfahren der eingangs genannten Art vor, dass das Signal in den Detektoreingang einer Detektoreinrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 14 eingespeist wird, dass die Mittenfrequenz der Detektoreinrichtung innerhalb des Frequenzbands liegt und dass die Differenz der Spannung am Detektorausgang der Detektoreinrichtung und der Spannung am Kompensationsausgang einer Kompensationsschaltung der Detektoreinrichtung als Maß für die anliegende Signalleistung bestimmt wird.
Mit der Erfindung einer Detektoreinrichtung ist somit vorteilhaft ein Verfahren zur Leistungsbestimmung eines elektromagnetischen Signals in einem Frequenzband durchführbar, wobei das Signal in dem Detektoreingang einer erfindungsgemäßen Detektoreinrichtung eingespeist wird, die Mittenfrequenz der Detektoreinrichtung innerhalb des Frequenzbands liegt und die Spannung am Detektorausgang der Detektoreinrichtun als Maß für die anliegende Signalleistung bestimmt wird. Erfindungsgemäß wird in einer Variante des Verfahrens die Differenz der Spannung am Detektorausgang der Detektoreinrichtung und der Spannung an einem Kompensationsausgang der Detektoreinrichtung als Maß für die anliegende Signalleistung bestimmt. Der Kompensationsausgang der Detektoreinrichtung stellt hierbei ein Signal bereit, das die Temperaturdrift der Detektor dioden, die zur Leistungsbestimmung des eingespeisten Signals vorgesehen sind, nachbildet.
Die Erfindung wird nun anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert, ist aber nicht auf diese Ausführungsbeispiele beschräkt. Weitere Ausführungsbeispiele können durch Kombination mit Merkmalen aus den Unteransprüchen und/oder durch Hinzunahme von Fachwissen gebildet werden.
Es zeigt:
1 das Prinzipschaltbild einer erfindungsgemäßen Detektoreinrichtung,
2 das Prinzipschaltbild einer weiteren erfindungsgemäßen Detektoreinrichtung mit Kompensationsschaltung,
3 die Reflexion des eingespeisten Signals in Abhängigkeit von der Frequenz bei einer erfindungsgemäßen Detektoreinrichtung,
4 die Reflexion des eingespeisten Signals am Detektoreingang bei einer erfindungsgemäßen Detektoreinrichtung in Smith-Darstellung,
5 die Abhängigkeit des Spannungssignals am Detektorausgang von der Frequenz des eingespeisten Signals,
6 eine Darstellung der Spannungsdiffernz aus 5,
7 die Abhängigkeit der Ausgangssignale von der eingespeisten Leistung,
8 die Reflexion des eingespeisten Signals am Detektoreingang in Abhängigkeit von der eingespeisten Leistung und
9 die Abhängigkeit des reflektierten Signals am Detektoreingang von der eingespeisten Signalleistung in Smith-Darstellung.
1 zeigt eine Detektoreinrichtung 1 für elektrische bzw. elektromagnetische Hochfrequenzsignale in einem Frequenzbereich, im folgenden Eingangssignale genannt, wobei die Hochfrequenzsignale in einen Detektoreingang 2 eingekoppelt wird. Die Detektoreinrichtung 1 weist einen Detektorausgang 3 auf, an dem ein Ausgangssignal „Video Out” anliegt, dessen Spannungspegel mit der Leistung des eingekoppelten Eingangssignals „RFin” variiert.
Zur Erzeugung dieses Ausgangssignals weist die Detektoreinrichtung 1 eine erste Detektor-Diode 4, oder kurz erste Diode 4, und eine zweite Detektor-Diode 5, oder kurz zweite Diode 5, auf, die beide als Schottky-Dioden ausgebildet sind.
Zur Anpassung der Detektoreinrichtung 1 an ein in 1 nicht weiter dargestelltes, an den Detektoreingang 2 angeschlossenes Netzwerk, über welches die Eingangssignale in die Detektoreinrichtung 1 eingekoppelt werden, ist ein erster Eingang 6 eines Branchline-Kopplers 7 elektrisch mit dem Detektoreingang 2 verbunden, und es ist die erste Detektor-Diode 4 mit ihrer Eingangsseite mit dem ersten Ausgang 8 des Branchline-Kopplers 7 elektrisch verbunden und die zweite Detektor-Diode 5 mit ihrer Eingangsseite mit dem zweiten Ausgang 9 des Branchline-Kopplers 7. An den Ausgängen 8 und 9 des Branchline-Kopplers 7, an dem die gegeneinander um 90° phasenverschobenen, in ihrer Leistung etwa hälftig aufgeteil ten Eingangssignale anliegen, ist daher jeweils eine Detektor-Diode 4 bzw. 5 angeschlossen, die in Abhängigkeit von der eingehenden Leistung ein Spannungssignal erzeugt. Eine Abweichung von der hälftigen Aufteilung ist für die Funktion der Schaltung insbesondere bei Verwendung von Schottky-Dioden hinnehmbar. Erste Detektor-Diode 4 und zweite Detektor-Diode 5 sind jeweils in Durchlassrichtung zwischen dem ersten Ausgang 8 bzw. dem zweiten Ausgang 9 und dem Detektorausgang 3 angeordnet.
An dem Detektorausgang 3 ist somit die Summe der Spannung an der Ausgangsseite 11 der ersten Detektor-Diode 4 und der Spannung an der Ausgangsseite 12 der zweiten Detektor-Diode 5 bereitgestellt und messbar. Hierzu sind die Ausgangsseiten 11 und 12 der ersten und zweiten Detektor-Dioden 4 und 5 an einem Knoten 27 verbunden und gemeinsam auf den Detektorausgang 3 geführt.
Die Detektoreinrichtung 1 ist zur Leistungsmessung eines hochfrequenten Eingangssignals innerhalb eines Frequenzbereiches ausgebildet, wobei der Frequenzbereich durch eine Mittenfrequenz charakterisiert ist. Der Branchline-Koppler 7 ist als Vierpol-Schaltung ausgebildet, wobei die Pole 6, 8, 9 und 10 jeweils wie gezeigt durch Arme 13, 14, 15 und 16 verbunden sind. Diese Arme 13, 14, 15 und 16 weisen jeweils eine Länge auf, die ein Viertel der Wellenlänge der Mittenfrequenz beträgt.
Um eine möglichst breitbandige Ankopplung des Branchline-Kopplers 7 an den Detektoreingang 2 zu erreichen, sind die Arme 13 und 15, welche die Eingänge 6 und 10 bzw. die Ausgänge 8 und 9 verbinden, jeweils so ausgestaltet, dass sie einen Impedanzwert aufweisen, der gleich dem Impedanzwert der Detektor-Eingangsseite, also dem Impedanzwert des eingangs seitigen Netzwerks, ist. Im Ausführungsbeispiel gemäß 1 ist dieser Impedanzwert Z₀ zu 50 Ω gewählt. Die Arme 14 und 16, die jeweils einen Eingang 6 und 10 mit einem Ausgang 8 und 9 des Branchline-Kopplers 7 verbinden, sind dagegen um den Faktor 1/√2 gegen die Impedanz Z₀ des eingangsseitigen Netzwerks verstimmt. Diese Arme 14 und 16 sind daher so ausgestaltet, dass sie einen Impedanzwert haben, der gerundet das 0,7071-fache der Impedanz Z₀ des eingangsseitigen Netzwerks beträgt.
Durch Optimierung der Abweichung von den in 1 angegebenen Werten kann eine höhere Breitbandigkeit der Anpassung erzielt werden, wobei vorzugsweise der Arm 13 gleich zu dem Arm 15 und der Arm 14 gleich zu dem Arm 16 ausgebildet bleibt.
Zur Einstellung des Arbeitspunktes der Dioden 4 und 5 ist an dem zweiten Eingang 10 des Branchline-Kopplers 7, an welchem sich die erste Fundamentalwelle bei der Mittenfrequenz des Eingangssignals aufgrund der Längengestaltung der Arme 13, 14, 15 und 16 idealer Weise auslöscht, eine Spannungsquelle 17 angeschlossen, die mit ihrem anderen Anschluss auf Masse gelegt ist. Diese Spannungsquelle 17 speist eine Spannung V_DC in den zweiten Eingang 10 des Branchline-Kopplers 7 ein.
Für einen HF-richtigen Abschluss des eingangsseitigen Netzwerks ist zwischen dem spannungsführenden Anschluss der Spannungsquelle 17 und dem zweiten Eingang 10 des Branchline-Kopplers zusätzlich ein Abschlusswiderstand 18 vorgesehen. Dieser Abschlusswiderstand 18 weist einen Widerstandswert R₀ auf, der gleich dem hochfrequenten Leitungswellenwiderstand bzw. dessen reellwertigen Grenzwert für hohe Frequenzen, des eingangsseitigen Netzwerks ist.
Zur Anpassung der Detektor-Dioden 4 und 5 der Detektoreinrichtung 1 sind die elektrischen Verbindungsleitungen zwischen den Detektor-Dioden 4 und 5 und den Ausgängen 8 und 9 des Branchline-Kopplers 7 so ausgestaltet, dass sie in diesem Fall jeweils einen Impedanzwert aufweisen, der das √2-fache, also gerundet das 1,414-fache des Impedanzwertes Z₀ des eingangsseitigen Netzwerks haben.
Zur Kompensation einer Temperaturdrift der Detektor-Dioden 4 und 5 bei Betrieb der Detektoreinrichtung 1 ist nach dem Ausführungsbeispiel gemäß 2 zusätzlich eine Kompensationsschaltung 21 vorgesehen, die zwei zueinander parallel geschaltete Dioden 22 und 24 hat, die in Durchlassrichtung zwischen der Spannungsquelle 17 und einem Kompensationsausgang 23 geschaltet sind. Die Dioden 4, 5, 22 und 24 sind identisch ausgebildet und auf einem gemeinsamen Chip angeordnet. Hierdurch wird erreicht, dass die Dioden 22 und 24 Temperaturschwankungen der Detektor-Dioden 4 und 5 mitvollziehen.
Bei den Ausführungsbeispielen gemäß 1 und 2 werden die an den Ausgangsseiten 11 und 12 der Detektor-Dioden 4 und 5 anliegenden Signale, die wegen der Längenabmessung der Arme 13, 14, 15 und 16 des Branchline-Kopplers 7 gegeneinander um 90° phasenverschoben sind, an einem Knoten 27 zusammengeführt, wodurch sich eine Glättung des Signals ergibt. Eine weitere Glättung des Signals ergibt sich durch einen jeweils vor dem Detektorausgang 3 geschalteten Tiefpass 24, der einen Kondensator 30 und einen Widerstand 29 aufweist, die mit ihren freien Anschlüssen jeweils auf Masse gelegt sind.
Bei dem Ausführungsbeispiel nach 2 weist die Kompensationsschaltung 21 ebenfalls einen Tiefpasse 25 auf, der vor den Kompensationsausgang 23 geschaltet ist und einen Kondensator 33 und einen Widerstand 32 umfasst, wobei der Kapazitätswert C des Kondensators 33 gleich dem Kapazitätswert des Kondensators 30 und der Widerstandswert R des Widerstands 32 gleich dem Widerstandswert des Widerstands 29 gewählt sind, wodurch eine Temperaturdrift an den Dioden 22 und 24 in gleicher Weise am Kompensationsausgang 23 eine Schwankung des Spannungssignals V₂ bewirkt wie eine Temperaturdrift der Dioden 4 und 5 bezüglich des Spannungssignals V₁ am Detektorausgang 3. Zusätzlich weist die Kompensationsschaltung an ihrem Eingang einen Ohmschen Widerstand 26 auf, dessen Widerstandswert R₀ gleich dem Widerstandswert des Abschlusswiderstands 18 ist.
Zur Abtrennung des durch die Spannungsquelle 17 bereitgestellten Gleichspannungspegels V_DC, der eine Vorspannung für die Dioden 4 und 5 beziehungsweise 22 und 24 darstellt, ist in den Ausführungsbeispielen gemäß 1 und 2 jeweils ein Trennkondensator 28 am Detektoreingang vorgesehen, dessen Kapazitätswert durch C_in gegeben ist.
Zusätzlich weist die Schaltung gemäß 2 zwischen dem Trennkondensator 28 und dem ersten Eingang 6 des Branchline-Kopplers 7 eine Impedanz 31 auf, deren Impedanzwert Z₀ gleich dem Impedanzwert des eingangsseitigen Netzwerks gewählt ist.
Die Dimensionierung der Schaltungen nach den Ausführungsbeispielen, insbesondere die Dimensionierungen der Impedanzleitungselemente, lassen sich durch bekannte Optimierungsalgorithmen an die gewünschte Detektions-Frequenz, also die Mittenfrequenz, Detektions-Bandbreite, Detektions-Empfindlichkeit und Detektions-Linearität anpassen.
Zur Demonstration der neuartigen, vorteilhaften Eigenschaften der erfindungsgemäßen Schaltung wurde diese Anpassung beispielhaft für eine Schaltung gemäß 2 derart durchgeführt, dass die Detektoreinrichtung 1 an das D-Band, also dem Frequenzbereich zwischen 110 GHz und 170 GHz geeignet ist, wobei die Mittenfrequenz das arithmetische Mittel der Randfrequenzen, also 140 GHz, beträgt. Es ergaben sich nach einer Optimierung hier die folgenden Werte: C_in = 87 fF, Z₀ = 50 Ω, Impedanzwert der Arme 13 und 15 jeweils 50 Ω, Impedanzwert der Arme 14 und 16 jeweils 30 Ω, Impedanzwert der elektrischen Verbindungsleitungen 19 und 20 jeweils 70 Ω, R = 1 MΩ, C = 14 pF, R₀ = 37 Ω, V_DZ = 0,6 V, Länge der Arme 13 und 15 = 200 μm, Länge der Arme 14 und 16 = 96 μm, Länge der elektrischen Verbindungsleitungen 19 und 20 = 160 μm. Insbesondere die Länge und der Impedanzwert der Impedanz 31 in 2 wird von der zur Berechnung der 3 bis 8 verwendeten Simulationssoftware bestimmt.
Die Eigenschaften der so dimensionierten Detektoreinrichtung 1 gemäß 2 zeigen die 3 bis 8.
3 zeigt die Eingangsanpassung in Abhängigkeit von der eingekoppelten Hochfrequenz bei einer eingekoppelten Leistung von –20 dBm, wobei 0 dBm einer Leistung von 1 mW entsprechen. Dargestellt ist der Betrag des am Eingang 2 reflektierten Signals S(1, 1) in Relation zum eingekoppelten Signal. Es ist deutlich ersichtlich, dass das reflektierte Signal gegenüber dem Eingangssignal im gesamten dargestellten Frequenzbereich um ungefähr 20 dB abgesenkt ist. Beispielsweise beträgt die Dämpfung bei 130 GHz –17,904 dB und bei 150 GHz –19,444 dB. Außerhalb des dargestellten Bereichs geht die Dämpfung auf 0 dB zurück, es wird also das Eingangssignal reflektiert.
4 zeigt die Veränderlichkeit des komplexen Dämpfungsfaktors S(1, 1) des reflektierten Eingangssignals (40) in Abhängigkeit von der Frequenz in einem Smith-Diagramm, welches durch eine Möbius-Transformation aus der entsprechenden komplexen Halbebene gewonnen ist. Die Darstellung ist auf dem Impedanzwert 50 Ω des eingangsseitigen Netzwerks bezogen. Ersichtlich variieren Betrag und Phase des Dämpfungsfaktors im gesamten Frequenzbereich nur geringfügig in der Größenordnung von höchstens 15%. Beispielsweise ergibt sich bei 125 GHz eine Impedanz von 50,172 + j 14,234 Ω und ein Dämpfungsfaktor von 0,141 mit einer Phase von 81,220°, bei einer Frequenz von 140 GHz, also der Mittenfrequenz, eine Impedanz von 50,925 + j 9,377 Ω und ein Dämpfungsfaktor von 0,093 mit einer Phase von 79,061°, bei einer Frequenz von 155 GHz eine Impedanz von 54,866 + j 5,479 Ω und ein Dämpfungsfaktor von 0,070 mit einer Phase von 45,402°.
5 zeigt den Verlauf des am Detektorausgang 3 anliegenden Ausgangsspannungs-Signals V₁ beziehungsweise des am Kompensationsausgang anliegenden Kompensationssignals V₂ im gesamtem Frequenzbereich des D-Bands bei einer eingekoppelten Leistung P_in von –20 dBm, wobei die Zahlenwerte auf der Ordinate in Volt zu lesen sind.
6 zeigt die Abhängigkeit des Differenzsignals V₁ – V₂ bei einer eingekoppelten Leistung von –20 dBm von der Frequenz des eingekoppelten Eingangssignals. Wie aus der Darstellung ersichtlich ist, ist das Differenzsignal V₁ – V₂ oberhalb der Mittenfrequenz 140 GHz in guter Näherung konstant, also unabhängig von der Frequenz des Eingangssignals, wobei auf der Ordinate die Differenzspannung in Millivolt zu lesen ist.
7 zeigt die Abhängigkeit der Spannungen V₁ und V₂ von der eingekoppelten Leistung P_in des Eingangssignals bei 140 GHz in doppelt logarithmischer Darstellung. Ersichtlich ist das Spannungssignal V₂ unabhängig von der eingekoppelten Leistung, da die Dioden 22 und 24 dieses Eingangssignals nicht detektieren, während das Signal V₁ sehr wohl von der eingekoppelten Leistung P_in abhängt. In der logarithmischen Dar stellung kann die Abhängigkeit des Differenzsignals V₁ – V₂ von der Leistung des Eingangssignals P_in sehr gut durch eine Gerade genähert werden. Die Differenzspannung wird z. B. mit A/D-Wandler gemessen und digital verrechnet oder analog subtrahiert und mit einem A/D-Wandler ausgewertet. Die A/D-Wandler und Analog- oder Digital-Rechner können im Vergleich zu den detektierten Hochfrequenzsignalen langsam sein und werden vorzugsweise in Siliziumtechnologie hergestellt.
8 zeigt die Abhängigkeit des Dämpfungsfaktors S(1, 1) des reflektierten Eingangssignals in Abhängigkeit von der eingekoppelten Leistung P_in des Eingangssignals bei der Mittenfrequenz 140 GHz. Ersichtlich ist hier die Dämpfung im gesamten Leistungsbereich zwischen 0 und –40 dBm durchgängig stärker als –20 dB.
9 zeigt die Variation (30) des Dämpfungsfaktors S(1, 1) mit der eingekoppelten Leistung P_in in Smith-Darstellung, die wiederum bezogen ist auf die Impedanz des eingangsseitigen Netzwerks von 50 Ω, bei der Mittenfrequenz 140 GHz. Wie das Diagramm belegt, variiert der Dämpfungsfaktor S(1, 1) im dargestellten Leistungsbereich bei der Mittenfrequenz nicht wahrnehmbar.
Die vorliegende Thematik betrifft weiter eine Hochfrequenz-Detektoreinrichtung mit einer Detektorschaltung, bei der das Eingangstor des Branchline-Kopplers, an den sich die Fundamentalwelle eines Eingangssignals auslöscht, zur Einkopplung einer Vorspannung V_DC von zwei Schottky-Dioden 4 und 5 verwendet und HF-technisch mit dem Widerstand R₀ der Leitungsimpedanz Z₀ abgeschlossen ist. Die beiden phasenverschobenen Ausgänge 8 und 9 des Branchline-Kopplers 7 gehen über Anpassleitungen 19 und 20 auf zwei Detektor-Dioden 4 und 5 und werden hinter den Dioden wieder kombiniert. Die kombinierten Signale werden über einen nachgeschalteten Tiefpass 24 an den Detektorausgang 3 geführt. Eine Kompensationsschaltung 21 weist zur Kompensation der Temperaturdrift der Detektor-Dioden 4 und 5 wenigstens eine zusätzliche Diode 22, 24 auf, die baugleich zu den Detektor-Dioden 4 und 5 ist. Die Anpassleitungen 19, 20 sind gegenüber dem Impedanzwert Z₀ verstimmt, um eine teilweise Reflexion des Leistungssignals an den Ausgängen 8 und 9 zu bewirken, die zu der beschriebenen Dämpfung des Signals S(1, 1) am Eingang 6 führt.

Claims

Detektoreinrichtung (1) für Hochfrequenzsignale in einem Frequenzbereich, mit wenigstens einem Detektoreingang (2), wenigstens einem Detektorausgang (3) und einer ersten Detektor-Diode (4) und einer zweiten Detektor-Diode (5), dadurch gekennzeichnet, dass der Detektoreingang (2) mit einem ersten Eingang (6) eines Branchline-Kopplers (7) elektrisch verbunden ist, dass die erste Detektor-Diode (4) zwischen einem ersten Ausgang (8) des Branchline-Kopplers (7) und dem Detektorausgang (3) angeordnet ist und dass die zweite Detektor-Diode (5) zwischen einem zweiten Ausgang (9) des Branchline-Kopplers (7) und dem Detektorausgang (3) angeordnet ist, wobei die Ausgangsseiten der ersten (4) und zweiten (5) Detektor-Diode an einem Knoten (27) elektrisch verbunden und gemeinsam auf den Detektorausgang (3) geführt sind.
Detektoreinrichtung (1) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangsseiten (11, 12) der ersten (4) und zweiten Detektor-Diode (5) elektrisch verbunden und gemeinsam auf den Detektorausgang (3) geführt sind.
Detektoreinrichtung (1) nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Frequenzbereich wenigstens durch eine Mittenfrequenz charakterisiert ist und dass der Branchline-Koppler (7) Arme hat, wobei die Arme (13, 14, 15, 16) des Branchline-Kopplers (7) jeweils eine Länge haben, die mehr als ein Achtel und weniger als die Hälfte der Wellenlänge der Mittenfrequenz der Detektoreinrichtung (1) beträgt, insbesondere ungefähr ein Viertel der Wellenlänge der Mittenfrequenz.
Detektoreinrichtung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass ein Arm (13) des Branchline-Kopplers (7) zwischen dem ersten (6) und einem zweiten Eingang (10) und/oder ein Arm (15) des Branchline-Kopplers (7) zwischen dem ersten (8) und dem zweiten Ausgang (9) einen Impedanzwert hat/haben, der jeweils zwischen der Hälfte und dem Anderthalbfachen des Impedanzwerts der Detektor-Eingangsseite (2) beträgt, insbesondere ungefähr diesem gleich ist.
Detektoreinrichtung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass ein Arm (14) des Branchline-Kopplers (7) zwischen dem ersten Eingang (6) und dem ersten Ausgang (8) und/oder ein Arm (16) des Branchline-Kopplers (7) zwischen einem oder dem zweiten Eingang (10) und dem zweiten Ausgang (9) einen Impedanzwert hat/haben, der mehr als die Hälfte des Impedanzwerts und weniger als der Impedanzwert der Detektor-Eingangsseite (2) beträgt, insbesondere ungefähr siebzig Prozent des Impedanzwerts der Detektor-Eingangsseite (2).
Detektoreinrichtung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass ein oder der zweite Eingang (10) des Branchline-Kopplers (7) von einer Spannungsquelle (17) elektrisch gespeist ist.
Detektoreinrichtung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Detektor-Dioden (4, 5) in Bezug auf die oder eine Spannungsquelle (17) in Durchlassrichtung geschaltet sind.
Detektoreinrichtung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass an einem oder dem zweiten Eingang (10) des Branchline-Kopplers (7), vorzugsweise zwischen der Spannungsquelle (17) und einem oder dem zweiten Eingang (10) des Branchline-Kopplers (7), ein Abschlusswiderstand (18) vorgesehen ist und dass der Widerstandswert des Abschlusswiderstands (18) gleich dem hochfrequenten Leitungswellenwiderstand eines am Detektoreingang (2) vorgesehenen Netzwerks ist.
Detektoreinrichtung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass eine elektrische Verbindungsleitung (19) zwischen dem ersten Ausgang (8) des Branchline-Kopplers (7) und der ersten Detektor-Diode (4) und/oder eine elektrische Verbindungsleitung (20) zwischen dem zweiten Ausgang (9) des Branchline-Kopplers (7) und der zweiten Detektor-Diode (5) jeweils einen Impedanzwert hat/haben, welcher größer als der halbe Impedanzwert der Detektor-Eingangsseite (2) und kleiner als das Doppelte des Impedanzwerts der Detektor-Eingangsseite (2) ist und vorzugsweise ungefähr das 1,4fache des Impedanzwerts der Detektor-Eingangsseite (2) beträgt.
Detektoreinrichtung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen der ersten (4) und zweiten Detektor-Diode (5) und dem Detektorausgang (3) ein Tiefpass angeordnet ist (24).
Detektoreinrichtung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass eine Kompensationsschaltung (21) von der oder einer Spannungsquelle (17) gespeist ist, dass die Kompensationsschaltung (21) wenigstens eine dritte Diode (22) hat, dass die wenigstens eine dritte Diode (21) mit der ersten Detektor-Diode (4) und/oder mit der zweiten Detektor-Diode (5) auf einem gemeinsamen Chip ausgebildet ist und dass die dritte Diode (22) in Durchlassrichtung in Bezug auf die Spannungsquelle (17) zwischen der Spannungsquelle (17) und einem Kompensationsausgang (23) angeordnet ist.
Detektoreinrichtung (1) nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Kompensationsschaltung (21) eine vierte Diode (24) hat, dass die vierte Diode (24) parallel zur dritten Diode (22) geschaltet ist und dass die erste (4), zweite (5), dritte (22) und vierte (24) Diode baugleich und auf einem gemeinsamen Chip ausgebildet sind.
Detektoreinrichtung (1) nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen der dritten (22) und/oder der vierten Diode (24) und dem Kompensationsausgang (23) ein Tiefpass (25) angeordnet ist, der gleich zu dem Tiefpass (24) am Detektorausgang (3) ausgebildet ist.
Detektoreinrichtung (1) nach einem der Ansprüche 11 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass am Eingang der Kompensationsschaltung (21) ein Widerstand (26) angeordnet ist, dessen Widerstandswert gleich ist dem Widerstandswert des Abschlusswiderstands (18) am zweiten Eingang (10) des Branchline-Kopplers (7).
Detektoreinrichtung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Dioden (4, 5, 22, 24) als Schottky-Dioden ausgeführt sind.
Detektoreinrichtung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Dioden (4, 5, 22, 24) jeweils als Gatefinger eines Feldeffekttransistors ausgeführt sind.
Detektoreinrichtung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass eine Auswerteeinheit vorgesehen ist, mit der die Differenz der Spannungssignale (V₁, V₂) am Detektorausgang (3) und am Kompensationsausgang (23) ermittelbar ist und mit der aus der ermittelten Differenz (V₁ – V₂) die Leistung (P_in) des am Detektoreingang (2) anliegenden Eingangssignals bestimmbar ist.
Verfahren zur Leistungsmessung eines Hochfrequenzsignals in einem Frequenzband, dadurch gekennzeichnet, dass das Signal in den Detektoreingang (2) einer Detektoreinrichtung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 14 eingespeist wird, dass die Mittenfrequenz der Detektoreinrichtung (1) innerhalb des Frequenzbands liegt und dass eine Spannung (V₁) am Detektorausgang (3) der Detektoreinrichtung (1) als Maß für die anliegende Signalleistung (P_in) bestimmt wird.
Verfahren zur Leistungsmessung eines Hochfrequenzsignals in einem Frequenzband, dadurch gekennzeichnet, dass das Signal in den Detektoreingang (2) einer Detektoreinrichtung (1) nach einem der Ansprüche 11 bis 14 eingespeist wird, dass die Mittenfrequenz der Detektoreinrichtung (1) innerhalb des Frequenzbands liegt und dass die Differenz (V₁ – V₂) der Spannung (V₁) am Detektorausgang (3) der Detektoreinrichtung (1) und der Spannung (V₂) am Kompensationsausgang (23) einer Kompensationsschaltung (21) der Detektoreinrichtung (1) als Maß für die anliegende Signalleistung (P_in) bestimmt wird.