DE3738262C2 - Geschirmte koplanare Streifenleiteranordnung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Leiteranordnung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Bevorzugtes Anwendungsgebiet dieser Leiteranordnung sind integrierte Hohlleitersysteme zur Erzeugung und Über­ tragung hochfrequenter elektromagnetischer Energie.

In o.g. Hohlleitersystemen besteht häufig die Aufgabe, zwei Verbrauchern über eine Streifenleiteranordnung breit­ bandig Hochfrequenzleistung aus einem Signalhohlleiter so zuzuführen, daß die an den Verbrauchern anliegenden Signal­ spannungen gleichphasig sind. Ein Beispiel hierfür ist ein Mikrowellen-Gegentakt-Hohlleitermischer in cross-bar-Aus­ führung, wie er aus "Microwave-Journal", July 1985, Seite 131-134, bekannt ist. In Fig. 1 sind zwei Verbraucher V1, V2, z. B. zwei Dioden, die sich jeweils zwischen einem Mittenleiter 3 und einer von zwei beidseitig des Mitten­ leiters 3 angeordneten Masseflächen 4, 5 befinden, auf einem Substrat in der Mitte des Querschnitts eines Recht­ eckhohlleiters angeordnet. Die Zuführung der lokalen Oszillatorleistung P₁₀ an die Verbraucher erfolgt durch eine Leiteranordnung in koplanarer suspended-stripline- Konfiguration mit einem Hohlleiter-suspended-stripline- Übergang (E-Feldsonde), wie er z. B. aus "IEEE-MTT" Februar 1973, Seite 117-118, bekannt ist (Fig. 2).

Um Konversionsverluste gering zu halten und eine hohe Gleichphasigkeit der den Dioden gelieferten Leistung zu gewährleisten, müssen die Verbraucher an die Quellimpedanz reaktiv angepaßt werden, was üblicherweise geschieht, indem der Abstand R zwischen Verbraucher und E-Feldsonde zu R∼N·λ/4 (λ = Streifenleiterwellenlänge) gewählt wird. Dies führt jedoch, da die Leitungslänge R gewöhnlich mehrere Wellenlängen λ beträgt, zu einer Bandbreiten­ reduktion aufgrund des "Longline"-Effekts.

Die Gleichphasigkeit der an die Dioden gelieferten LO- Leistung RF dient der Unterdrückung von unerwünschten Rauschsignalen, mit denen die LO-Leistung P₁₀ amplituden­ moduliert ist, und die nach Weiterleitung an die nicht­ linearen Elemente des Mischers in die Zwischenfrequenz­ ebene transponiert werden und eine Verschlechterung des Rauschverhaltens des Mischers zur Folge haben. Bei Leiter­ anordnungen in koplanarer suspended-stripline-Konfiguration und üblicher Gehäuseauslegung wird jedoch die Gleichphasig­ keit der den Verbrauchern zugeführten Leistungen trotz o.g. Anpassung dadurch beeinträchtigt, daß über die Spalten S, die wegen der Herstellung in der Anordnung aus zwei Gehäuse­ teilen nicht vermeidbar sind, Hochfrequenzströme fließen und in die RF-Leistung einkoppeln.

Herkömmliche Ausführungen der E-Feldsonde wirken sich eben­ falls nachteilig auf die Gleichphasigkeit der Leistungs­ zuführung an die Verbraucher aus, da mit größerer Ein­ tauchtiefe der Sonde in den LO-Hohlleiter 7, d. h. stärkerer Ankopplung an das LO-Feld auch die Sondeninduktivität zunimmt und somit die Aufteilung der Leistung auf die beiden Leiter stärker dem Einfluß von Einbautoleranzen des Sondensubstrats 8 unterliegt. Darüber hinaus bewirkt die Sondenreaktanz auch eine nicht erwünschte Bandbreiten­ reduktion der Anordnung.

Die der Erfindung zugrundeliegenden Aufgabe besteht darin, die angeführten Nachteile herkömmlicher koplanarer Leiter­ anordnungen für eine gleichphasige und konversionsverlust­ arme Leistungszuführung an zwei Verbraucher zu vermeiden. Weiterhin soll eine Leiteranordnung von einfachem, kompaktem und robustem Aufbau mit geringem technischen Aufwand hergestellt werden können.

Diese Aufgabe wird er­ findungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des Patent­ anspruchs 1 aufgeführten Merkmale gelöst.

Vorteilhafte Ausführungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen 2-7 angeführt.

Die Erfindung beruht auf dem Gedanken, eine maximale Gleich­ phasigkeit der zwei Verbrauchern zugeführten Leistungen dadurch zu gewährleisten, daß die die Leistung RF zuführen­ de koplanare Leiteranordnung durch eine geeignete Gehäuse­ auslegung als Schlitzleitung realisiert wird mit einem kurzgeschlossenen Leitungsstück zur Impedanzanpassung, und die Leistung P₁ in die Schlitzleitung vermittels einer E-Feldsonde eingekoppelt wird, die durch parallel zu den äquipotentialflächen des einkoppelnden Hohlleiters gelegte Masseflügel eine minimale Reaktanz aufweist.

Nachstehend wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand von Zeichnungen erläutert.

Fig. 1 zeigt die schematische Darstellung eines cross-bar-Mischers mit konventioneller Leitungsanordnung.

Fig. 2 zeigt die schematische Darstellung einer konventionellen E-Feldsonde für den Übergang zwischen koplanarer suspended- stripline und Rechteck-Hohlleiter in der Querschnittsebene des LO-Hohlleiters.

Fig. 3 zeigt die Leitungszuführung für zwei Verbraucher V1 und V2 über die Schlitz­ leitung K1, K2 mit einer konventionellen E-Feldsonde.

Fig. 4 zeigt die schematische Darstellung einer erfindungsgemäßen Leiteranordnung zur LO-Zuführung bei einem Rund-Hohlleiter­ mischer.

Fig. 5 zeigt die E-Feldlinien in der suspended- stripline für a) L « Lambda/4, b) L » Lambda/4.

In Fig. 4 ist schematisch eine erfindungsgemäße Anordnung aus zwei Rundhohlleitern 9, 10 dargestellt mit zwei Ver­ brauchern V1, V2, die jeweils zwischen einem der zwei Massenleiter 4, 5 und dem Mittenleiter 3 angeordnet sind. Die Zuleitung der RF-Leistung an die Verbraucher V1, V2 erfolgt über die an einem Ende kurzgeschlossenen Leitungen K1, K2, an die die Leitungen K3, K4 jeweils im Abstand a vom Kurzschluß ankoppeln.

Fig. 5 dient zur Verdeutlichung der E-Feldverteilung in einer erfindungsgemäßen Leiter-Anordnung.

Fig. 5a zeigt für eine geschirmte suspended-stripline mit zwei Masseleitern 11, 12 und dem Mittenleiter 3, die auf einem Substrat SU im Schirmkanal 13 angeordnet sind, die E-Feldverteilung für Frequenzen, deren Wellenlänge λ groß gegenüber den Abmessungen des Kanals 13 ist. Über den Spalt S fließen HF-Ströme, deren Phase und Weglänge von den Zufälligkeiten der Kontaktgabe im Bereich des Spalts abhängig sind und die störend in das RF-Signal einkoppeln. Wählt man nun, wie in der Erfindung vorge­ schlagen, die Gehäuseabmessungen so, daß Lambda/4∼L ist (L = Weglänge der Masseströme von einer Massekante MK der koplanaren Anordnung zur anderen), sind die Ströme über die Kontaktstelle S und damit auch die durch sie verursachte Einkopplung in die RF-Leistung minimal. Die elektroma­ gnetische Energie des Leitersystems ist fast vollständig im Bereich der beiden Schlitze der Leiter K1 und K2 kon­ zentriert und der Leitungsmechanismus identisch mit dem zweier Schlitzleitungen (Fig. 5b).

Die Verbraucher V1 und V2 befinden sich über den Schlitzen dieser Leitungen und können gemäß den Methoden der Schlitz­ leitungstechnik mittels einer Resonanztransformation an die Quellimpedanz angepaßt werden. Hierzu werden die Schlitz­ leitungen K1 und K2 im Abstand A∼N·Lambda/4 von den Verbrauchern kurzgeschlossen Fig. 4). In einem Abstand a vom Kurzschlußende der Leiter K1 und K2 erfolgt eine An­ kopplung an die zur E-Feldsonde führenden Leitungen K3 und K4. Die Größe des Transformationsverhältnisses wird durch die Länge des Kurzschlußstücks a bestimmt und kann selbst­ verständlich für die Leitungen K1 und K2 auch jeweils individuell eingestellt werden, so daß eventuelle Unter­ schiede in den elektrischen Eigenschaften der Verbraucher V1 und V2 berücksichtigt werden können. Auch bei Ver­ brauchern mit im Frequenzbereich von Millimeterwellen kleinen Wirkwiderständen, wie z. B. beamlead-Dioden mit ca. 8 Ohm, die an eine Quellimpedanz von ca. 400-500 Ohm anzupassen sind, gelingt es mit dieser Anordnung und N = gerade positive ganze Zahl das Stehwellenverhältnis auf dem Abschnitt R klein zu halten und damit auch den Einfluß parasitärer Ströme im Bereich des Spalts S auf die RF-Leistung weiter zu verringern. Haben andererseits die Verbraucher V1, V2 eine sehr viel höhere Impedanz als der Leitungswellenwiderstand von K1, K2 beträgt, wird eine Resonanzanpassung durch die Wahl N = ungerade positive ganze Zahl erreicht. Ein Beispiel hierfür stellen Feld­ effekttransistoren dar.

Der Übergang zwischen LO-Hohlleiter 9 und den Schlitz­ leitungen K3 und K4 ist als E-Feldsonde mit zwei Massen­ flügeln 14, 15, die näherungsweise parallel zu den Äqui­ potentiallinien des Hohlleiter-E-Feldes gelegt sind und einer in den Hohlleiter ragenden Fortsetzung 16 des Mitten­ leiters 3, ausgebildet (Fig. 4). Da die Massenflügel 14, 15 vorwiegend kapazitiv koppeln, der Sondenteil 16 jedoch induktiv, läßt sich durch geeignete Auslegung der Massen­ flügel und des Fortsatzes die Sondenreaktanz verringern und damit einerseits die Bandbreite des Übergangs erhöhen, andererseits aber auch eine gleichmäßige und phasengleiche Aufteilung der LO-Leistung auf die Schlitzleitungen K1 und K2 erreichen.

Claims (7)

1. Geschirmte koplanare Streifenleiteranordnung mit zwei Verbrauchern V1, V2 und einer E-Feldsonde, dadurch gekennzeichnet, daß die Streifenleiter K1 bzw. K2 an die Verbraucher V1 und V2 ankoppeln und jeweils in einem Abstand A∼N·Lambda/4 (N = ganze positive Zahl, Lambda = Streifenleiterwellenlänge) von den Verbrauchern kurzgeschlossen sind, daß in einem Abstand a vom jeweiligen Kurzschluß die Streifen­ leiter K3 bzw. K4 an die Streifenleiter K1 bzw. K2 ankoppeln, daß die Massestreifen der Streifenleiter K3 und K4 und der Mittenleiter der Streifenleiter K1 und K2 in einen Hohlleiter (9) ragen und die E-Feldsonde realisieren, wobei der Verlauf der Massestreifen der Leiter K3 und K4 im Hohlleiter (9) den Äquipotentiallinien der im Hohlleiter (9) geführten elektro­ magnetischen Welle angenähert ist und das Schirmgehäuse der Anordnung zwischen den Verbrauchern V1 und V2 und der E-Feld­ sonde so ausgelegt ist, daß die Weglänge L von einer Massenkante MK der koplanaren Anordnung zur anderen ungefähr L ≈ Lambda/4 beträgt und daß die Leiter K1, K2, K3, K4 so ausgelegt sind, daß ein aus dem Hohl­ leiter (9) ausgekoppeltes Signal derart auf die Streifenleiter aufgeteilt wird, daß die den Ver­ brauchern V1, V2 zugeführten Signale gleichphasig sind.

2. Leiteranordnung nach Anspruch 1 , gekennzeichnet dadurch, daß die Leiter K1, K2 bzw. K3, K4 identisch und symmetrisch zum Mittenleiter (3) angeordnet sind.

3. Leiteranordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet dadurch, daß die Verbraucher nicht-lineare Bau­ elemente sind.

4. Leiteranordnung nach Anspruch 2, gekennzeichnet dadurch, daß die Bauelemente Dioden sind und jeweils zwischen Masseleiter und Mittenleiter geschaltet sind und auf einem Substrat quer in einen Signalhohlleiter (10) eingefügt sind.

5. Leiteranordnung nach Anspruch 2, gekennzeichnet dadurch, daß die Bauelemente Feldeffekttransistoren sind, die mit zwei Anschlüssen jeweils zwischen Masseleiter und Mittenleiter geschaltet sind und auf einem Substrat quer in einen Signalhohlleiter (10) eingefügt sind.

6. Leiteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei der Hohlleiter (9) ein Rechteck-, Quadrat- oder Rundhohlleiter ist.

7. Leiteranordnung nach Ansprüchen 1 bis 5, wobei der Hohlleiter (10) ein Rechteck-, Quadrat- oder Rundhohlleiter ist.