DE3715083C2 - Verstärkeranordnung mit parallel arbeitenden Signalverstärkern - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Verstärkeranordnung mit den im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Merkmalen.

Es ist häufig erwünscht, ein Signal mit einem höheren Leistungs­ pegel zu erzeugen, als ihm ein einzelnes Verstärkerelement liefern kann. Um dies z. B. bei Ton-Leistungsverstärkern zu er­ reichen, ordnet man gewöhnlich zwei (oder mehr) Röhren in einer Parallelschaltung oder in einer Gegentaktschaltung an, um die bei einem gegebenen Verzerrungsgrad erzielbare Ausgangsleistung zu verdoppeln (oder noch mehr zu erhöhen). Gegentaktbetrieb ist eine Art von Parallelbetrieb, bei dem sich der Klirrfaktor gegenseitig aufhebt, und wird gewöhnlich in Hifi-Tonverstärkern und auch in Kabelfernseh-Verstärkern angewandt.

Die Parallelschaltung mehrerer Signalverstärkerelemente ist sehr üblich bei HF- und Mikrowellen-Frequenzen, weil bei den hohen Betriebsfrequenzen die physikalischen Grenzen der einzel­ nen Elemente meist erreicht sind und sich ihre Leistungsauf­ nahme oder Belastbarkeit verringern. Es ist eine Fülle von An­ ordnungen bekannt geworden, um die Ausgangsleistung einer Viel­ zahl von Mikrowellen-Signalverarbeitungselementen wie z. B. Ver­ stärkern zu kombinieren. In diesem Zusammenhang sei auf einen Artikel von K.J. Russell "Microwave Power Combining Technique" hingewiesen (veröffentlicht in IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Band MTT-27, No. 5, Mai 1979). Die dort offenbarte Technik richtet sich auf die Verwendung einander völlig gleicher Signalverarbeitungselemente, die in symmetri­ schen Strukturen angeordnet sind, so daß die am Vereinigungs­ punkt eintreffenden Signale phasengleich sind. In anderen Fäl­ len, wie z. B. in der US-PS 4 291 278 beschrieben, ist die Struktur nicht symmetrisch, und es sind Phasenschieber einge­ fügt, um die durch die asymmetrische Struktur bedingten Phasen­ unterschiede zu kompensieren.

Ein Phasenausgleich zwischen zwei Verstärkerzweigen mit Hilfe eines Phasenschiebers ist auch aus der JP 58-206212 A bekannt, bei welcher zwei parallel betriebene Verstärker sowohl ein­ gangsseitig wie auch ausgangsseitig über Hybridekoppler zusam­ mengeschaltet sind. Die Parallelschaltung einer größeren Anzahl von Verstärkerzweigen zur Erhöhung der Verstärkerleistung ist ferner aus der DE 28 07 813 B1 bekannt. Schließlich ist die Verwendung zweier paralleler Verstärkerzweige mit Feldeffekt­ transistoren als Verstärkerelemente aus der DE 33 24 540 A1 bekannt; mit einem Richtkoppler wird das Eingangssignal auf die beiden Verstärkerzweige aufgeteilt und über jeweils ein Ein­ gangstransformationsnetzwerk dem betreffenden FET-Verstärker zugeführt, denen jeweils ein Ausgangstransformationsnetzwerk nachgeschaltet ist, deren Ausgangssignale wiederum über einen Richtkoppler zusammengeführt und an einen gemeinsamen Ausgang geliefert werden.

Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß bei solchen parallel geschalteten HF-Verstärkern die in den einzelnen Ver­ stärkerzweigen auftretenden Signalverzögerungen sich um mehr als eine Signalperiode unterscheiden können, und dies hat zur Folge, daß bei der Verstärkung sehr hochfrequenter Signale eine Bandbreitenverminderung eintritt, auch wenn Phasenverschiebungen innerhalb einer Periode ausgeglichen werden.

Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, solche unerwünsch­ ten Bandbreitenverminderungen bei Parallelschaltung mehrerer Verstärkerzweige weitgehend zu vermeiden.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst. Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprü­ chen gekennzeichnet.

Das Verdienst der Erfindung liegt im Herausfinden der Ursache für die zunächst unerklärliche Bandbreitenverminderung, die selbst dann zu beobachten ist, wenn man für einen Phasenaus­ gleich in den einzelnen Verstärkerzweigen sorgt. Der Grund hier­ für hat sich dann im Verbleiben von Laufzeitunterschieden von vollen Perioden herausgestellt, und erst durch die erfindungs­ gemäße Maßnahme eines vollständigen Laufzeitausgleichs auch über mehrere Perioden konnte die theoretische Bandbreite des Gesamtverstärkers erreicht werden.

Bei der erfindungsgemäßen Anordnung paralleler Verstärkerzweige können sich die laufzeitbedingten Phasenverzögerungen in den einzelnen Zweigen um mehr als 360° unterscheiden. Die zu ver­ stärkenden Signale werden von einem Signalteiler in mindestens zwei Eingangssignalanteile verminderter Amplitude aufgeteilt, die über Eingangskoppler den Eingängen zweier Verstärker zu­ geführt werden. Die beiden Verstärker liefern an ihren Aus­ gängen einen ersten bzw. zweiten verstärkten Signalanteil. Mit den Ausgängen der beiden Verstärker ist ein Ausgangskoppler verbunden, um die beiden verstärkten Signalanteile an einem Summensignalanschluß zu kombinieren. Um maximale Ausgangs­ leistung bei jeder Frequenz zu erreichen, ist zunächst eine Phasenkoinzidenz der beiden verstärkten Signalanteile innerhalb einer Phase notwendig. Die Momentanbandbreite kann infolge der zu großen Verzögerungsdifferenz kleiner als gewünscht sein. Mit einem der Eingänge und mit dem Ausgang desjenigen Verstärkers, dessen elektrische Verzögerung um das Maß dieser Verzögerungs­ differenz kleiner ist als die elektrische Verzögerung des anderen Verstärkers, ist eine Laufzeitkorrekturschaltung ge­ koppelt, deren zusätzliche elektrische Verzögerung die Verzöge­ rungsdifferenz kompensiert. Die Verzögerung zwischen den Ein- und Ausgängen werden dadurch gleich gemacht, und die Phasen werden kompensiert, wodurch man ein maximales Ausgangssignal mit maximaler Momentanbandbreite erhält.

Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen anhand von Zeichnungen näher erläutert:

Fig. 1 ist ein Blockschaltbild einer bekannten Anordnung zum Parallelschalten von Wanderfeldröhren-Verstärkern (WFR-Verstärker);

Fig. 2 ist ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 3 zeigt in einer graphischen Darstellung die mit der erfindungsgemäßen Anordnung erzielbare Verbesserung der Bandbreite;

Fig. 4 ist ein Blockschaltbild einer Parallelanordnung, in der ein geeichter Phasenschieber verwendet wird, um die Laufzeitverzögerung als Funktion der Frequenz zu bestimmen;

Fig. 5 ist eine graphische Darstellung der Entkopplung als Funktion der Frequenz und zeigt die maximale Bandbrei­ te für eine spezielle Parallelanordnung;

Fig. 6 ist eine graphische Darstellung der Phasenschie­ berstellung als Funktion der Frequenz für die Fälle mit und ohne Phasenkompensator;

Fig. 7 ist ein Blockschaltbild einer parallelgeschal­ teten Verstärkeranordnung, worin die Angleichung sowohl der Verzögerung als auch der Phase am Summierungspunkt durch aus­ gewählte Übertragungsweglängen erzielt wird.

Bei der in Fig. 1 dargestellten Parallelanordnung von Wan­ derfeldröhren werden die zu verstärken den Signale über ei­ nen HF-Eingangsanschluß 12 an einen Eingang eines 3 dB-90°-Hybridekopplers 14 gelegt. Der Hybridekoppler 14 erzeugt an einem Ausgangsanschluß 16 ein phasengleiches Signal (In­ phase-Signal) und an einem Ausgangsanschluß 16 ein um 90° phasenverschobenes Ausgangssignal im wesentlichen gleicher Amplitude. Solche Hybridekoppler sind allgemein bekannt und brauchen hier nicht näher beschrieben zu werden. Das Inphase-Signal vom Ausgangsanschluß 16 wird über eine Hochfrequenz­ leitung 20 an einen Eingangsanschluß eines Wanderfeldröhren-Ver­ stärkers (WFR-Verstärker) 22 gelegt. Die Signale vom Aus­ gang 18 des Hybridekopplers 14 werden über einen verstell­ baren Phasenschieber 24 und Hochfrequenzleitungs-Abschnitte 23 und 23' an einen Eingangsanschluß 25 eines zweiten WFR-Verstärkers 26 gelegt. Die auf die Eingänge der Verstärker 22 und 26 gegebenen Signale werden über jeweils eine weitere Hochfrequenzleitung 28 bzw. 30 auf jeweils einen Eingangsan­ schluß 32 bzw. 34 eines weiteren 3 dB-90°-Hybridekopplers 36 gegeben. Der Hybridekoppler 36 koppelt die an seine Eingangs­ anschlüsse 32 und 34 gelegten Signale auf die Ausgangsan­ schlüsse 38 und 40. Der Ausgangsanschluß 40 ist mit einer Verlustlast 42 und der Ausgangsanschluß 38 mit einer Aus­ gangsklemme 44 verbunden. Die Verlustlast 42 ist an den Wellenwiderstand der Hochfrequenzleitungen und der Hybride­ koppler angepaßt.

Wenn in einer Anordnung der in Fig. 1 gezeigten Art die Pha­ se des am Anschluß 34 des Kopplers 36 ankommenden Signals um -90° gegenüber dem am Anschluß 32 kommenden Signal verschoben ist (das Minuszeichen in der Gradangabe be­ deutet eine Verzögerung), dann addieren sich die Signale am Ausgangsanschluß 38, während sie sich am Ausgangsan­ schluß 40 auslöschen. Irgendeine Amplitudendifferenz zwi­ schen den an den Anschlüssen 32 und 34 ankommenden Signalen führt dazu, daß ein Teil der Energie über den Anschluß 40 zur Verlustlast 42 gekoppelt wird. Dieser in die Last 42 fließende Teil der Energie ist nicht mehr verfügbar, um über die Ausgangsklemme an den gewünschten Verbraucher ge­ legt zu werden. In ähnlicher Weise nimmt, wenn die relative Phasenlage der an die Anschlüsse 32 und 34 gelegten Signale von 90° abweicht, die auf den Ausgangsanschluß 38 gekoppelte Leistung ab, und die über den Ausgangsanschluß 40 zur Ver­ lustlast 42 gekoppelte Leistung wird größer. Dies geht so weit, bis ein Zustand erreicht ist, in dem die Phase des am Anschluß 44 liegenden Signals gegenüber der Phase des am Anschluß 32 liegenden Signals um 90° voreilt (eine +90°-Bedingung); zu diesem Zeitpunkt fließt die ge­ samte Leistung in die Verlustlast 42 und keine Leistung zur Ausgangsklemme 44. Um bei dieser bekannten Anordnung die Phase einzustellen, wird die gewünschte Betriebsfrequenz an den HF-Eingangsanschluß 12 gelegt, und der Phasenschie­ ber 24 wird so eingestellt, daß am Ausgangsanschluß 44 maxi­ male Leistung erscheint. In der Praxis wird man empfindlicher die in die Verlustlast 42 fließende Leistung auf ihr Minimum justieren, um auf diese Weise den Punkt zu erreichen, wo die Leistung am Ausgangsanschluß 44 maximal ist.

Die Fig. 2 zeigt eine parallele Verstärkeranordnung gemäß der Erfindung. Die Fig. 2 ist ähnlich der Fig. 1 und ver­ wendet auch dieselben Bezugszahlen zur Bezeichnung ent­ sprechender Elemente. Es wurde gefunden, daß verteilte Verstärker wie z. B. Wanderfeldröhren-Verstärker Phasendiffe­ renzen haben können, die über 360° liegen. In der Tat kann bei Wanderfeldröhren-Verstärkern, die ansonsten völlig gleich sind, die Weglänge um 3 oder mehr Wellenlängen dif­ ferieren. Wenn man also die Phasenkorrektur in der anhand der Fig. 1 beschriebenen Weise durchgeführt hat, um maxima­ le Ausgangsleistung für die gewünschte Last zu erhalten, können zwischen den beiden Wegen (deren einer über den Ver­ stärker 22 und deren anderer über den Verstärker 26 führt) Wegdifferenzen von einigen Wellenlängen existieren. Solche Wegdifferenzen haben begrenzte Bandbreite zur Folge.

Die Verminderung der Bandbreite infolge von Weglängendiffe­ renzen von N.(360°), wobei N eine ganze Zahl ist, läßt sich verstehen, wenn man z. B. den Fall betrachtet, daß die an den Anschlüssen 32 und 34 des Ausgangs-Hybridekopplers 36 an­ komm enden Signale bei einer Frequenz von 10 GHz in Phase sind, die Weglänge durch den WFR-Verstärker 26 aber um eine Wellenlänge größer ist als die Weglänge durch den WFR-Ver­ stärker 22. Es ist klar, daß diese Differenz von einer Wel­ lenlänge zu einer Differenz von zwei Wellenlängen wird, wenn sich die Frequenz auf 20 GHh erhöht, und daß dazwischen eine Differenz von 1,5 Wellenlängen (180°) vorkommt, wenn die Fre­ quenz 15 GHz beträgt. Bei 15 GHz also haben die an die Anschlüs­ se 32 und 34 gelegten Signale einander entgegengesetzte Phase. Infolgedessen wird bei 15 GHz kein Signal vom Anschluß 38 zur Nutzlastklemme 44 geliefert, vielmehr wird die gesamte Leistung in der Verlustlast 42 verbraucht. Wenn sich die An­ zahl der Wellenlängen in der Phasendifferenz erhöht, wird die Phasenänderung mit wachsender Frequenz größer. Mit zu­ nehmender Anzahl von Wellenlängen in der Verzögerungsdiffe­ renz erscheint die 180°-Änderung der Phasendifferenz, bei der die nutzbare Ausgangsleistung von ihrem Maximum auf den Null­ wert sinkt, bei Frequenzen, die dichter an 10 GHz als an 15 GHz liegen. Weglängendifferenzen von 5 Wellenlängen können die momentane Bandbreite (Frequenz zwischen einem Maximum und einem Minimum der Ausgangsleistung) auf 5% reduzieren. Diese Frequenzbegrenzung infolge der Parallel­ schaltung überlagert sich mit anderen Frequenzbegrenzungen, die den individuellen Strukturen der Anordnung eigen sind. Man sieht also, daß jede Ungleichheit der Weglänge in einer Parallelanordnung wie etwa einem Wanderfeldröhren-Verstärker äußerst nachteilig ist.

Gemäß der vorliegenden Erfindung erfolgt die Justierung eines Phasenschiebers 224 nicht nur, um einen phasenglei­ chen Zustand der Signale am Ausgangsanschluß 38 des Hybride­ kopplers 36 zu schaffen, sondern auch um die zwei über die beiden WFR-Verstärker 22 und 26 führenden Weglängen zwischen dem Eingangsanschluß 13 des Hybridekopplers 14 und dem Aus­ gangsanschluß 38 des Hybridekopplers 36 einander anzuglei­ chen. Die Angleichung der Weglänge erfolgt so, daß die Weg­ längendifferenz gleich N.(360°) mit N = 0 ist. Es sei hervor­ gehoben, daß kein grundlegender Unterschied zwischen dem Phasenschieber 24 der bekannten Anordnung nach Fig. 1 und dem Phasenschieber 224 der Anordnung nach Fig. 2 besteht, abgesehen von ihrer Ausrichtung. Phasenverschiebungen wer­ den häufig unter Verwendung von Phasenverzögerungseinrich­ tungen wie etwa Hochfrequenzleitungsstücken vorgenommen.

Wie bereits erwähnt, ist die Messung der Leistung, die über den Ausgangsanschluß 40 des Hybridekopplers 36 zur Verlust­ last 42 gekoppelt wird, eine empfindliche Messung dafür, inwieweit die Phasenaddition am Ausgangsanschluß 38 korrekt ist; sie ist eine indirekte Messung des Signals am Ausgangs­ anschluß 38. Zwei WFR-Verstärker wurden über jeweils gleich­ lange Hochfrequenzleitungen eingangsseitig und ausgangssei­ tig mit den zugeordneten Hybridekopplern verbunden. Ein Phasensteller, wie er bei 24 in Fig. 1 gezeigt ist, wurde so eingestellt, daß bei einer Mittenfrequenz von 11,95 GHz maximale Ausgangsleistung am Anschluß 38 erhalten wurde. Die Fig. 3 zeigt mit der Kurve 300 die Relation der zum Verlustanschluß gelieferten Leistung zur gesamten Eingangs­ leistung (dieses Verhältnis wird als "Entkopplung" bezeich­ net). Wie zu erkennen ist, erreicht diese Kurve bei 11,95 GHz ein Maximum der Entkopplung von 42 dB. Die Entkopplung wird fortschreitend geringer (das relative Maß der zur Ver­ lustlast 42 gekoppelten Leistung-wird größer) und erreicht 16 bzw. 17 dB bei 11,7 GHz bzw. 12,2 GHz. Die Momentanband­ breite für eine Entkopplung von 20 dB ist ungefähr 280 MHz. Eine Entkopplung von 20 dB entspricht einem Leistungsanteil von 1% in der Verlustlast und einem Anteil von 99%, die als Nutzlast an der Ausgangsklemme 44 zur Verfügung steht. Ein Wert von 17 dB bedeutet, daß ungefähr 2% der Leistung zum Verlustanschluß geht, während 98% als Nutzlast zur Klemme 44 gekoppelt werden. Andererseits bedeutet ein Wert von 40 dB, daß 0,01% der Leistung zum Verlustanschluß fließt und 99,99% nutzbar ist. Es ist natürlich erwünscht, die zum Anschluß 38 gehende Leistung maximal und die zum An­ schluß 40 fließende Leistung minimal zu machen. Die Kurve 310 in Fig. 3 zeigt den Betrag der zur Verlustlast gehen­ den Leistung als Funktion der Frequenz in einer Anordnung gemäß der Fig. 2, nachdem der Phasenschieber 224 so einge­ stellt wurde, daß sowohl die Phase korrigiert ist als auch die Differenz N.(360°) in der Weglänge über die Verstärker 22 und 26 kompensiert ist. Wie man erkennt, ist die Ent­ kopplung über den gesamten Frequenzbereich von 11 700 bis 12 200 MHz gleich oder größer als 20 dB, was eine Momentan­ bandbreite von mindestens 500 MHz bedeutet. Dies ist eine wesentliche Verbesserung der Betriebsbandbreite.

Die Fig. 4 bis 7 veranschaulichen ein Verfahren, wie die Anzahl von Wellenlängen der Verzögerungsdifferenz in den beiden Wegen eingestellt wird, um die Differenz zu korri­ gieren. Die Fig. 4 ist ein Blockschaltbild einer Anordnung Zuin Prüfen der Wanderfeldröhren-Verstärker und der 3 dB-Hy­ bridekoppler, die im System verwendet werden sollen. Elemente in der Fig. 4, die Elementen in den Fig. 1 und 2 ent­ sprechen, sind mit denselben Bezugszahlen bezeichnet wie dort. Zwischen den Ausgangsanschluß des Hybridekopplers 36 und die Verlustlast 42 ist ein Richtkoppler 498 ein ge­ fügt, der eine Probe der zur Verlustlast 42 fließenden Leistung zu einem Leistungsmesser 496 koppelt. In ähnli­ cher Weise ist ein weiterer Richtkoppler 494 zwischen den Ausgangsanschluß 38 und eine an die Klemme 44 angeschlos­ sene angepaßte Last (nicht dargestellt) geschaltet. Der Richtkoppler 494 ist so ausgelegt, daß er eine Probe der zur Klemme 44 fließenden Leistung auf einen Leistungs­ messer 492 koppelt. In der Anordnung nach Fig. 4 ist die Länge der Hochfrequenzleitung 20 vom Anschluß 16 des Kopp­ lers 14 zum Eingangsanschluß 21 des Verstärkers 22 so be­ messen, daß sie elektrisch gleich der Länge der Hochfre­ quenzleitungsstrecke ist, die vom Ausgangsanschluß 18 des Kopplers 14 zum Eingangsanschluß 25 des Verstärkers 26 führt und die Leitungsstücke 23 und 23' und außerdem den geeichten Phasenschieber 424 enthält. Diese Art der Gleichmachung ist an sich bekannt, sei aber hier kurz beschrieben. Die elektrische Länge einer Hochfrequenzlei­ tung hängt hauptsächlich vom dielektrischen Material der Leitung ab. Übliche dielektrische Stoffe sind Luft mit einer Dielektrizitätskonstante (ε) von 1,0, Polytetra­ fluoräthylen (Teflon) mit einem ε von 2,1 und Polyäthylen (ε = 2,26). Gleichartig beschaffene Hochfrequenzleitun­ gen mit gleicher körperlicher Länge haben auch gleiche elektrische Länge. Die elektrische Länge (in elektrischen Graden Φ) von Hochfrequenzleitungen der körperlichen Län­ ge S errechnet sich nach folgender Gleichung:

Φ = S/λ (360°) (1)

wobei

λ = C/fε (2)

so daß

Φ = 360° Sfε/C (3)
Hierin ist C die Lichtgeschwindigkeit im Vakuum, f ist die Frequenz in Hz, und ε ist die relative Dielektrizi­ tätskonstante des dielektrischen Materials der Hochfre­ quenzleitung. Der geeichte Phasenschieber 424 ist zweck­ mäßigerweise ein in seiner körperlichen Länge veränderbares Stück einer Hochfrequenzleitung mit Luftdielektrikum, und die Hochfrequenzleitungen 20, 23 und 23' sind vorzugsweise flexible Koaxialkabel mit jeweils dem gleichen dielektri­ schen Material. Die körperliche Länge L des verstellbaren Phasenschiebers 424 wird gleich folgendem Ausdruck gemacht:

ε₂₀ (Länge₂₀-[Länge 23 + Länge 23']) (4)

An die Eingangsklemme 12 werden Signale einer Reihe unter­ schiedlicher Frequenzen gelegt, die sich über den Betriebs­ frequenzbereich verteilen. Bei jeder Frequenz wird der ge­ eichte Phasenschieber 424 zunächst grob justiert, um die vom Leistungsmesser 492 angezeigte Leistung auf ihr Maximum zu bringen, und anschließend fein justiert, indem die vom Leistungsmesser 496 angezeigte Leistung auf ihr Minimum gebracht wird. Die von jedem Leistungsmesser angezeigte Leistung wird dann notiert, und zwar für eine Anzahl ver­ schiedener Frequenzen innerhalb des Betriebsfrequenzbe­ reichs. Die Fig. 5 ist eine graphische Darstellung des Verhältnisses der Leistungen bei einem bestimmten Meßauf­ bau. Wie in Fig. 5 dargestellt, liegt die Kurve 510 der Entkopplung (Unterschied zwischen den von den beiden Lei­ stungsmessern 492 und 496 angezeigten Leistungen, ausge­ drückt in dB) oberhalb 32 dB bei allen durchgemessenen Frequenzen innerhalb des Frequenzbereichs von 11,7 bis 12,2 GHz. Es sei bemerkt, daß der Wert der Entkopplung für 11,95 GHz dem für die gleiche Frequenz geltenden Ent­ kopplungswert der Kurve 300 in Fig. 3 entspricht. Die Kurve 510 in Fig. 5 ist das ideale Verhalten des in der Anordnung nach Fig. 4 geprüften parallen Verstärkersystems. Anfäng­ lich wird der geeichte Phasenschieber 424 so eingestellt, daß er am Leistungsmesser 496 eine Null- oder Minimuman­ zeige bei einer Referenzfrequenz bewirkt; die betreffende körperliche (physikalische) Referenzposition des Phasen­ schiebers wird notiert. Die Frequenz wird dann um einen Schritt erhöht oder vermindert, und der Phasenschieber wird bei der neuen Frequenz nachgestellt, um die Anzeige am Leistungsmesser 496 wiederum auf einen Minimum- oder Nullwert abzugleichen. Die neue Position des Phasenschie­ bers wird ebenfalls notiert. Dann wird die Frequenz wie­ derum um einen Schritt geändert, der Phasenschieber wird wieder für eine Nullanzeige nachjustiert, und seine kör­ perliche Position wird wieder notiert. Dieser Prozeß der Nachjustierung und Notierung der Positionen wird für eine Anzahl von Frequenzen innerhalb des Betriebsfrequenzbe­ reichs durchgeführt. Die Kurve 610 zeigt in einer graphi­ schen Darstellung die Änderung der physikalischen Position oder der Länge des geeichten Luftdielektrikum-Phasenschie­ bers 424 der Fig. 4. Diese graphische Darstellung enthält genügend Informationen, um festzustellen, wie groß die An­ zahl der Wellenlängen an überschüssiger Verzögerung im System ist. Die körperliche Bewegung des Phasenschiebers und auch seine Phase sind eine lineare Funktion der Fre­ quenz. Wie man an der Kurve 610 in Fig. 6 erkennen kann, erfordert eine Frequenzänderung von 500 MHz (11,7 GHz bis 12,2 GHz) eine Phasenschiebebewegung von 0,125 Zoll (etwa 3,17 Millimeter), um die Anzeige des Leistungsmesser 496 auf Null (bzw. auf den Minimalwert) zu halten.

Zur Berechnung der elektrischen Länge der Phasenschieber­ bewegung lassen sich die obigen Gleichungen (1) bis (3) verwenden. Für einen durch eine Hochfrequenzleitung mit Luftdielektrikum gebildeten Phasenschieber gilt ε = 1,0. Das Längenmaß S ist wie erwähnt S = 0,125 Zoll (etwa 3,17 Millimeter), und die Lichtgeschwindigkeit C im Vakuum be­ trägt 1,1808.10¹⁰ Zoll pro Sekunde (etwa 29,99.10¹⁰mm/s). Setzt man diese Werte und für f die Mittenfrequenz von 11,95 GHz in die obige Gleichung (3) ein, dann ergibt sich:

Φ = (360°)(0,125)(11,95.10⁹)(1,0)/1,1808.10¹⁰
Φ = 45,54°

Zur Kompensierung dieser Phasenverschiebung ist eine gan­ ze Zahl N von Wellenlängen erforderlich:

N = fΦ/360°(f₂-f₁) (5)

wobei f die Mittenfrequenz ist und f₁ und f₂ die Frequen­ zen sind, über welche Φ eingestellt wurde. Setzt man die betreffenden Werte in die Gleichung (5) ein, dann erhält man:

N = (11,95.10⁹)(45°)/360(500.10⁶)
N = 2,98.

Da es bekannt ist, daß jede Differenz in der effektiven elektrischen Länge ein ganzzahliges Vielfaches einer Wel­ lenlänge sein muß, ist klar, daß der tatsächliche Wert von N gleich 3 sein muß; der unrunde Wert 2,98 ist eine Folge von meßbedingten und rechenbedingten Fehlern. Somit erfordert die Kompensation der überschüssigen Verzögerung im System ein Stück einer Hochfrequenzleitung, das drei Wellenlängen bei der Mittenfrequenz des Betriebsfrequenz­ bereichs lang ist. An welcher Seite der parallelen Ver­ stärkeranordnung das zusätzliche Leitungsstück von drei Wellenlängen eingefügt werden muß, richtet sich danach, ob der geeichte Phasenschieber "länger", oder "kürzer" gemacht wurde, um die Kurve 610 der Fig. 6 zu erhalten. Wurde er kürzer gemacht, dann ist der WFR-Verstärker 26 in der Anordnung nach Fig. 4 elektrisch länger als der Verstärker 22, so daß in diesem Fall das zusätzliche Kabel­ stück von drei Wellenlängen zwischen den Anschluß 16 des Hybridekopplers 14 und den Anschluß 32 des Hybridekopplers 36 eingefügt werden muß. In der Fig. 6 zeigt die Kurve 710 die Position des Phasenschiebers bei eingefügter Kompensa­ tion. Da das kombinierende System nunmehr kompensiert ist, ändert sich die Position des Phasenschiebers nicht mehr als Funktion der Frequenz. War bei der Messung die Situation hingegen so, daß der Phasenschieber 424 mit ansteigender Frequenz "länger" gemacht werden mußte, dann bedeutet dies, daß der Weg über den Verstärker 26 der kürzere der beiden Wege ist, so daß in diesem Fall das zusätzliche Hochfre­ quenzleitungsstück von drei Wellenlängen zwischen den An­ schluß 18 des Hybridekopplers 14 und den Anschluß 34 des Hybridekopplers 36 eingefügt werden muß. Sieht man das zusätzliche Stück der Hochfrequenzleitung am Ausgang des betreffenden Verstärkers vor, dann kann die von diesem zusätzlichen Leitungsstück verursachte endliche Verlust­ leistung die maximal verfügbare Leistung für den Summie­ rungsanschluß 38 reduzieren. Im allgemeinen wird es vor­ teilhafter sein, das zusätzliche Leitungsstück auf der Eingangsseite eines Verstärkers vorzusehen.

Die Fig. 7 zeigt in Blockform die parallele Verstärkeran­ ordnung nach der Korrektur. In der Fig. 7 sind Elemente, die Elementen in Fig. 2 entsprechen, mit den gleichen Be­ zugszahlen wie dort bezeichnet. Gemäß der Fig. 7 sind der Phasenschieber 224 nach Fig. 2 und die zu seinem Anschluß dienenden Hochfrequenzleitungen 23 und 23' durch ein ein­ ziges Stück einer Hochfrequenzleitung 724 ersetzt, das dieselbe elektrische Länge hat. Um zu veranschaulichen, daß sich die Länge der Hochfrequenzleitung 724 von der­ jenigen der Hochfrequenzleitung 20 unterscheidet, ist eine Schleife 726 eingezeichnet. Die Länge der Hochfrequenz­ leitung 724 ist die Summe der Länge der Hochfrequenzlei­ tung 20 plus N.(360°) plus ΔΦ.

Es sind auch andere Ausführungsformen der Erfindung mög­ lich. Anstelle von WFR-Verstärkern können beliebige ver­ teilte Verstärker verwendet werden, deren äquivalente Ver­ zögerung mehr als einer Wellenlänge entspricht; es ist sogar möglich, verschiedene Typen von Verstärkern parallel zu schalten. Auch können z. B. Inphase-Leistungsteiler am Eingang verwendet werden, um die Signale für die Verstär­ kung an die jeweiligen Verstärker zu legen, zusammen mit Inphase-Leistungsvereinigungsschaltungen, um die verstärk­ ten Signale zu kombinieren.

Claims (9)

1. Verstärkeranordnung für elektrische Wechselsignale mit mindestens zwei parallel arbeitenden Signalverstärkern, zwischen deren jeweiligen Eingangs- und Ausgangsanschlüssen bei einer Frequenz innerhalb des Betriebsfrequenzbereichs eine erste bzw. zweite Signalverzögerung auftritt,

• - einem Eingangssignalteiler, der von einer Signalquelle ge­ lieferte Eingangssignale in einen ersten und einen zweiten Signalanteil aufteilt, die über eine Eingangskoppelschaltung den Eingangsanschlüssen des ersten bzw. zweiten Verstärkers zugeführt werden,
• - einer Ausgangskoppelschaltung, welche die Ausgangssignale der beiden Verstärker an einem Summensignal-Ausgangsanschluß zu­ sammenfaßt,
• - und einer dem Verstärker mit der kürzeren Signalverzögerung vor- bzw. nachgeschalteten Phasenkorrekturschaltung solcher Bemessung, daß Phasenunterschiede zwischen den beiden am Aus­ gangsanschluß zu summierenden Signalen ausgeglichen werden,

dadurch gekennzeichnet, daß bei einem Signalverzögerungsunter­ schied zwischen den beiden Verstärkern von mehr als der Dauer einer Periode der Frequenz die Phasenkorrekturschaltung als derart bemessene Laufzeitkorrekturschaltung (726) ausgebildet ist, daß sie auch die Periodenunterschiede zwischen den am Ausgangsanschluß zu summierenden Signalen ausgleicht.

2. Verstärkeranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Signalverstärker Wanderfeldverstärker sind.

3. Verstärkeranordnung nach Anspruch 2, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Wanderfeldverstärker jeweils eine Wanderfeld­ röhre enthalten.

4. Verstärkeranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der Eingangssignalteiler (14) einen 3 dB-90°-Hy­ bridekoppler aufweist, der den ersten Teil der zu verstärken­ den Signale mit einer nominellen Phasenverschiebung von 0° und den zweiten Teil der zu verstärkenden Signale mit einer nominel­ len Phasenverschiebung von 90° liefert.

5. Verstärkeranordnung nach Anspruch 4, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Ausgangskoppelschaltung einen zweiten 3 dB-90°-Hybridekoppler aufweist, der seinem ersten Eingangs­ anschluß zugeführte Signale mit einer relativen Phasenverzöge­ rung von 90° auf den Summensignal-Ausgangsanschluß (38) koppelt und seinem zweiten Eingangsanschuß (34) zugeführte Signale mit einer relativen Phasenverzögerung von 0° auf den Summensignal-Aus­ gangsanschluß koppelt, und daß dem ersten Eingangsanschluß (32) des zweiten 3 dB-90°-Hybridekopplers (36) das erste ver­ stärkte Signal vom Ausgangsanschluß des ersten Signalverstär­ kers (22) zugeführt wird, so daß der gesamte Phasenverzögerungs­ beitrag, der in der über den ersten Signalverstärker (22) füh­ renden Strecke vom Eingangssignalteiler (14) und vom zweiten 3 dB-90°-Hyridekoppler erbracht wird, nominell gleich 90° ist, und daß dem zweiten Eingangsanschluß (34) des zweiten 3 dB-90°-Hy­ bridekopplers (36) das zweite verstärkte Signal vom Ausgangs­ anschluß des zweiten Signalverstärkers (26) zugeführt wird, so daß der gesamte Phasenverzögerungsbeitrag, der in der über den zweiten Signalverstärker (26) führenden Strecke vom Eingangs­ signalteiler (14) und vom zweiten 3 dB-90°-Hybridekoppler (36) erbracht wird, nominell ebenfalls gleich 90° ist und dadurch Phasenkoinzidenz des ersten und des zweiten verstärkten Signals hergestellt wird und maximale Ausgangsleistung vom zweiten 3 dB-90°-Hybridekopplers (36) erhalten wird.

6. Verstärkeranordnung nach Anspruch 5, dadurch gekenn­ zeichnet, daß ein vierter Anschluß (40), der am zweiten 3 dB-90°-Hybridekoppler (36) zusätzlich zu den beiden Eingangsan­ schlüssen (32, 34) und zum Summensignal-Ausgangsanschluß (38) vorgesehen ist, mit einer ohmschen Last (42) abgeschlossen ist.

7. Verstärkeranordnung nach Anspruch 5, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der zweite 3 dB-90°-Hybridekoppler (36) ein Wellenleiterkoppler ist.

8. Verstärkeranordnung nach Anspruch 1 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Laufzeitkorrekturschaltung (726) ein Stück koaxiale Hochfrequenzleitung ist, die mit dem Eingangs­ anschluß (25) desjenigen (26) der beiden Signalverstärker (22, 26) gekoppelt ist, der die kürzere elektrische Verzögerung hat.

9. Leistungsverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, daß bei einem Eingangssignalteiler (14) mit einer Mehrzahl von Ausgangsanschlüssen (16, 18), an deren jedem ein Signalanteil erscheint, und bei einer entsprechenden Mehrzahl von Signalverstärkern (22, 26), deren Ausgangsanschlüsse mit einer Ausgangskoppelschaltung (36) zum Vereinigen der verstärk­ ten Signalanteile zu einem Summensignal zu verbinden sind, Laufzeitkorrekturschaltungen (726) zur Verzögerung der Signal­ anteile vorgesehen sind, welche diejenigen Signalverstärker durchlaufen haben, deren Signalverzögerungen geringer sind als die des Signalverstärkers mit der maximalen Signalverzögerung.