JPS5816802B2 - 高周波増幅器の非線形補償回路 - Google Patents
高周波増幅器の非線形補償回路Info
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- JPS5816802B2 JPS5816802B2 JP53044138A JP4413878A JPS5816802B2 JP S5816802 B2 JPS5816802 B2 JP S5816802B2 JP 53044138 A JP53044138 A JP 53044138A JP 4413878 A JP4413878 A JP 4413878A JP S5816802 B2 JPS5816802 B2 JP S5816802B2
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
- H03F1/3252—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits using multiple parallel paths between input and output
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3205—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion in field-effect transistor amplifiers
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は高周波増幅器の入力振幅対出力振幅および入力
電力対出力位相特性の非線形を補償するための高周波増
幅器の非線形補償回路に関するものである。
電力対出力位相特性の非線形を補償するための高周波増
幅器の非線形補償回路に関するものである。
通常の増幅器の非線形特性の補償法としては負帰還法が
性能的には最も優れているが、高周波増幅器に対して適
用することは困難である。
性能的には最も優れているが、高周波増幅器に対して適
用することは困難である。
そのため、高周波増幅器に対する種々の非線形補償方式
の開発が進められてきた。
の開発が進められてきた。
その中で、前置歪回路を用いる構成、すなわち被補償高
周波増幅器の非線形特性を想定し、その逆特性の非線形
を有する前置歪回路を縦続に接続して総合の入出力特性
を線形にする方式は、経済性および機構上の有利性から
大電力高周波増幅器の非線形補償に最も適していると認
められる。
周波増幅器の非線形特性を想定し、その逆特性の非線形
を有する前置歪回路を縦続に接続して総合の入出力特性
を線形にする方式は、経済性および機構上の有利性から
大電力高周波増幅器の非線形補償に最も適していると認
められる。
特願昭５０−７７８２６号（特開昭５２−２２５３号公
報）〔高周波増幅器の非線形補償回路〕は、第１図に示
すように第１通路が遅延伝送路３ａを有し、第２通路が
非線形歪発生用高周波増幅器４を有する第１、第２の並
行通路と、入力端子１に加わる信号を２つの信号成分に
分岐して各通路の各々の入力端に結合する分岐結合器２
と、非線形歪発生用高周波増幅器４の出力の一部と遅延
伝送路３ａを経由してきた入力信号とをベクトル合成す
るための歪出力合成器５を備えた前置歪回路である。
報）〔高周波増幅器の非線形補償回路〕は、第１図に示
すように第１通路が遅延伝送路３ａを有し、第２通路が
非線形歪発生用高周波増幅器４を有する第１、第２の並
行通路と、入力端子１に加わる信号を２つの信号成分に
分岐して各通路の各々の入力端に結合する分岐結合器２
と、非線形歪発生用高周波増幅器４の出力の一部と遅延
伝送路３ａを経由してきた入力信号とをベクトル合成す
るための歪出力合成器５を備えた前置歪回路である。
すなわち、前記前置歪回路は高周波増幅器４の入出力特
性の非線形によって生じる歪を含む出力信号の一部と遅
延線３を経由してきた入力信号の一部とを略逆位相の関
係でベクトル合成することによって、被補償高周波増幅
器の入出力特性の逆特性に相当する入出力特性を発生さ
せるようにしたものである。
性の非線形によって生じる歪を含む出力信号の一部と遅
延線３を経由してきた入力信号の一部とを略逆位相の関
係でベクトル合成することによって、被補償高周波増幅
器の入出力特性の逆特性に相当する入出力特性を発生さ
せるようにしたものである。
前記前置歪回路は第１通路と非線形歪発生用高周波増幅
器４を含む第２通路との電気長を略等しくする必要があ
る。
器４を含む第２通路との電気長を略等しくする必要があ
る。
例えば、非線形歪発生用高周波増幅器４として低電力で
動作する低雑音・高利得ＴＷＴ増幅器を用い遅延伝送路
３ａとして同軸線を用いた場合、ＴＷＴ噌幅器入出力間
の遅延が大きいため第１通路の線路長が長くなり非線形
補償回路としての損失が増加する欠点がある。
動作する低雑音・高利得ＴＷＴ増幅器を用い遅延伝送路
３ａとして同軸線を用いた場合、ＴＷＴ噌幅器入出力間
の遅延が大きいため第１通路の線路長が長くなり非線形
補償回路としての損失が増加する欠点がある。
また、比較的遅延は少ないがトランジスタ一段当りの利
得が小さい高周波トランジスタ増幅器を用いて低入力で
歪を発生させるためには、高周波増幅器に加わる電力が
遅延伝送路３ａに加わる電力よりかなり大きくなるよう
に第１図の分岐結合器２の分岐比を定めるか、多段構成
にした高利得トランジスタ増幅器を用いる必要がある。
得が小さい高周波トランジスタ増幅器を用いて低入力で
歪を発生させるためには、高周波増幅器に加わる電力が
遅延伝送路３ａに加わる電力よりかなり大きくなるよう
に第１図の分岐結合器２の分岐比を定めるか、多段構成
にした高利得トランジスタ増幅器を用いる必要がある。
しかし、前者の構成では非線形補償回路の損失が増加し
、後者は多段構成にすることでトランジスタ増幅器の伝
送特性が劣化するため、広帯域特性を得にくい欠点があ
る。
、後者は多段構成にすることでトランジスタ増幅器の伝
送特性が劣化するため、広帯域特性を得にくい欠点があ
る。
さらに、実際に要求される被補償高周波増幅器の逆特性
に相当する入出力特性を得るためには、第１通路と第２
通路出力をベクトル合成する時の振幅比と位相関係を調
整する可変減衰器と可変位相器が必要になる。
に相当する入出力特性を得るためには、第１通路と第２
通路出力をベクトル合成する時の振幅比と位相関係を調
整する可変減衰器と可変位相器が必要になる。
従って特願昭５０−７７８２６号（特開昭５２−２２５
３号公報）の非線形補償回路を小形化するためマイクロ
波集積回路（以下ＭＩＣという）で構成する場合、遅延
伝送路の形状と寸法の選定およびその伝送損失が問題に
なるとともに、可変減衰器と可変移相器が必要なため、
小形化と同時に低損失化をはかることは困難である。
３号公報）の非線形補償回路を小形化するためマイクロ
波集積回路（以下ＭＩＣという）で構成する場合、遅延
伝送路の形状と寸法の選定およびその伝送損失が問題に
なるとともに、可変減衰器と可変移相器が必要なため、
小形化と同時に低損失化をはかることは困難である。
本発明の目的はこれらの欠点を除き、遅延伝送路および
可変減衰器を用いることなくＭＩＣで容易に構成できる
小形・低損失で経済性の優れた高周波増幅器の非線形補
償回路を提供することである。
可変減衰器を用いることなくＭＩＣで容易に構成できる
小形・低損失で経済性の優れた高周波増幅器の非線形補
償回路を提供することである。
以下本発明の詳細な説明する。
第２図は本発明の基本回路構成図であって、第１通路が
歪発生用増幅器３から成り、第２通路が主増幅器４から
成る第１、第２の並行通路と、端子１に加わる入力信号
を２つの信号成分に分岐してその大部分を歪発生用増幅
器３へ加え残りを主増幅器４に加えるようにするための
分岐器２と、歪発生用増幅器３の出力の一部と主増幅器
４の出力とを合成するための合成器５とを備えた前置歪
回路である。
歪発生用増幅器３から成り、第２通路が主増幅器４から
成る第１、第２の並行通路と、端子１に加わる入力信号
を２つの信号成分に分岐してその大部分を歪発生用増幅
器３へ加え残りを主増幅器４に加えるようにするための
分岐器２と、歪発生用増幅器３の出力の一部と主増幅器
４の出力とを合成するための合成器５とを備えた前置歪
回路である。
本回路は、例えば同じ規格のトランジスタを用いて構成
することにより振幅および遅延周波数特性、利得および
入出力特性等の伝送特性が略同じになるようにした２台
の高周波増幅器３．４の動作レベルを異ならせ、一方を
非線形範囲で動作させて歪発生用増幅器３として用い、
他方を線形範囲で動作する主増幅器４として用い、これ
ら２つの増幅器出力を略逆位相関係で合成することによ
って通常の増幅器と逆の入出力特性を生じさせる。
することにより振幅および遅延周波数特性、利得および
入出力特性等の伝送特性が略同じになるようにした２台
の高周波増幅器３．４の動作レベルを異ならせ、一方を
非線形範囲で動作させて歪発生用増幅器３として用い、
他方を線形範囲で動作する主増幅器４として用い、これ
ら２つの増幅器出力を略逆位相関係で合成することによ
って通常の増幅器と逆の入出力特性を生じさせる。
すなわち入力電力の増加より出力電力の増加分が大きく
なるようにした高周波増幅器の非線形補償回路であり、
これと被補償高周波増幅器を縦続に接続して総合の入出
力特性を線形にさせるものである。
なるようにした高周波増幅器の非線形補償回路であり、
これと被補償高周波増幅器を縦続に接続して総合の入出
力特性を線形にさせるものである。
すなわち、第２図の分岐器２の入出力端子間の透過係数
Ｔ。
Ｔ。
１ ｓ Ｔ０２はＴ。１＞ＴＯ２であるから、入力端子
１に加えられた信号の多くは第１通路の歪発生用増幅器
３に加わり、その残りが主増幅器４に加わる。
１に加えられた信号の多くは第１通路の歪発生用増幅器
３に加わり、その残りが主増幅器４に加わる。
従って、２つの高周波増幅器３，４の伝送特性が略同じ
であれば、歪発生用増幅器３が非線形範囲に移行しても
、主増幅器４は線形範囲で動作できる。
であれば、歪発生用増幅器３が非線形範囲に移行しても
、主増幅器４は線形範囲で動作できる。
これら２つの高周波増幅器３，４の出力は、その入出力
端子間の透過係数Ｔ３５１Ｔ４５がＴ３．＜Ｔ４．の関
係にある合成器５で合成されるが、第１通路側と第２通
路側の入出力端子間電気長が略πラジアンだけ異なり、
分岐器２および合成器５の透過係数がＴ。
端子間の透過係数Ｔ３５１Ｔ４５がＴ３．＜Ｔ４．の関
係にある合成器５で合成されるが、第１通路側と第２通
路側の入出力端子間電気長が略πラジアンだけ異なり、
分岐器２および合成器５の透過係数がＴ。
２〉Ｔ３．（Ｔｏｌ〈Ｔ４５）の関係にあれば、本回路
は歪発生用増幅器３の入出力特性と逆の入出力特性を示
すことになる。
は歪発生用増幅器３の入出力特性と逆の入出力特性を示
すことになる。
例えば、入力信号電圧で正規化した出力端子６における
第１通路を経由してきた信号電圧み、と第２通路を経由
してきた信号電圧♂４の振幅および位相関係を第３図で
表わすと、２つの高周波増幅器が線形動作している時の
出力信号電圧はミ、＋ミ。
第１通路を経由してきた信号電圧み、と第２通路を経由
してきた信号電圧♂４の振幅および位相関係を第３図で
表わすと、２つの高周波増幅器が線形動作している時の
出力信号電圧はミ、＋ミ。
＝み。１となる。これに対して、入力信号電圧が増加し
、歪発生用増幅器３は非線形動作範囲に移行するが主増
幅器４は線形動作範囲にある時は、出力端子６の信号電
圧成分ａ３は△ｅ３だけ減少し位相が△φだけ遅れて５
３となるが、み。
、歪発生用増幅器３は非線形動作範囲に移行するが主増
幅器４は線形動作範囲にある時は、出力端子６の信号電
圧成分ａ３は△ｅ３だけ減少し位相が△φだけ遅れて５
３となるが、み。
は変化しないため、出力信号電圧はｅ３’十ｅ４＝ｅ。
２となり、２つの高周波増幅器３，４が線形動作してる
時の出力信号電圧み。
時の出力信号電圧み。
１より振幅△ｅ□だけ大きく、位相が△θだけ進むこと
になる。
になる。
すなわち、第３図から明らかなように本回路の入出力特
性の非線形は歪発生用増幅器３の非線形特性と第１通路
と第２通路を経由してきた信号成分の出力端子６におけ
る振幅比と位相関係を調整することで変化することがで
きる。
性の非線形は歪発生用増幅器３の非線形特性と第１通路
と第２通路を経由してきた信号成分の出力端子６におけ
る振幅比と位相関係を調整することで変化することがで
きる。
本発明による高周波増幅器の非線形補償回路は、第１通
路と第２通路の高周波増幅器の伝送特性が略同じである
ことと、回路構造が対称になっているため、次のような
利点を有している。
路と第２通路の高周波増幅器の伝送特性が略同じである
ことと、回路構造が対称になっているため、次のような
利点を有している。
（１）第１通路と第２通路の電気長が略等しくなり。
特別な遅延回路を必要としない。
（２）主増幅器と歪発生用増幅器の入出力側のインピー
ダンス整合条件が優れ、かつこれら２つの増幅器間の干
渉が殆んどないため、振幅周波数特性等の伝送特性を殆
んど損なうことなく直流動作電圧を変えることで、これ
らの増幅器の利得をある程度変化できるため、ベクトル
合成時の振幅比調整用可変減衰器を用いなくともよい。
ダンス整合条件が優れ、かつこれら２つの増幅器間の干
渉が殆んどないため、振幅周波数特性等の伝送特性を殆
んど損なうことなく直流動作電圧を変えることで、これ
らの増幅器の利得をある程度変化できるため、ベクトル
合成時の振幅比調整用可変減衰器を用いなくともよい。
（３）入出力間の損失を少なくできるとともに、入出力
間の損失を一定にしたままで入出力特性の非線形特性を
ある程度変化できる。
間の損失を一定にしたままで入出力特性の非線形特性を
ある程度変化できる。
（４）ＭＩＣ化が容易な構造であるため、小形にできる
。
。
第４図〜第７図にＭＩＣ化し、た本発明による高周波増
幅器の非線形補償回路の具体的な実施例を示す。
幅器の非線形補償回路の具体的な実施例を示す。
第４図ａは分岐器２と合成器５とを電気的特性の優れた
パラレルラインカップル形方向性結合器で構成し、高周
波増幅器３，４を電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用
いてＭＩＣ化するとともに広帯域化したもので、これら
は全てＭＩＣ基板上に薄膜技術によって形成するこさが
できる。
パラレルラインカップル形方向性結合器で構成し、高周
波増幅器３，４を電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用
いてＭＩＣ化するとともに広帯域化したもので、これら
は全てＭＩＣ基板上に薄膜技術によって形成するこさが
できる。
７，８は終端抵抗である。
ここで、分岐器２または合成器５のいずれか一方は、同
図すに示す方向性結合器の透過係数がＴ。
図すに示す方向性結合器の透過係数がＴ。
１＞ＴＯ２の関係にある通常のもので、他方はＴ。
、＜Ｔ。２となるようにしたものであるが、いずれも（
０）−（１）間が（０）−（２）間よりπ／２ラジアン
だけ電気長の長いものである。
０）−（１）間が（０）−（２）間よりπ／２ラジアン
だけ電気長の長いものである。
すなわち、第４図ａの分岐器２の透過係数をＴ。
１＞ＴＯ２とすれば、合成器５の透過係数はＴ４５＞Ｔ
３５となる。
３５となる。
また形状が対称であるから第１通路側の入出力間（（０
）−（ＩＨ３）−（５） ）が第２通路側の入出力側（
（０）−（２）−（４Ｈ５））よりπラジアンだけ電気
長が長くなる。
）−（ＩＨ３）−（５） ）が第２通路側の入出力側（
（０）−（２）−（４Ｈ５））よりπラジアンだけ電気
長が長くなる。
従って、第４図ａの非線形補償回路は方向性結合器また
は高周波増幅器の帯域幅によって動作可能な帯域幅が決
定されることになり、広帯域非線形補償回路として動作
させることができる。
は高周波増幅器の帯域幅によって動作可能な帯域幅が決
定されることになり、広帯域非線形補償回路として動作
させることができる。
従って、第４図ａに示す回路の入出力特性を所望の特性
にするためには、先ず歪発生用増幅器３の非線形特性を
考慮しながら分岐器２と合成器５の透過係数ＴＯ２とＴ
３５およびこれらの比ＴＯ２／Ｔ３５＞１を定めてベク
トル合成時の振幅比を決定し、次に振幅比と位相関係を
調整すれば良い。
にするためには、先ず歪発生用増幅器３の非線形特性を
考慮しながら分岐器２と合成器５の透過係数ＴＯ２とＴ
３５およびこれらの比ＴＯ２／Ｔ３５＞１を定めてベク
トル合成時の振幅比を決定し、次に振幅比と位相関係を
調整すれば良い。
ところで、振幅比の微調は高周波増幅器３，４の直流動
作電圧によって行なうことができる。
作電圧によって行なうことができる。
また第１通路と第２通路の位相差はＭＩＣ線路を形成し
ている基板の一部の誘電体を取り除き、そこに金属棒ま
たは誘電体等を挿入して調整することができる。
ている基板の一部の誘電体を取り除き、そこに金属棒ま
たは誘電体等を挿入して調整することができる。
第５図は第４図すに示す方向性結合器の透過係数がＴ。
１＞ＴＯ２である普通のものを分岐器２と合成器５に用
い、第１通路と第２通路との電気長をπラジアンだけ異
ならせるの位相反転回路とし、第１通路側にλ／２長の
ＭＩＣ線路９を付加したものである。
い、第１通路と第２通路との電気長をπラジアンだけ異
ならせるの位相反転回路とし、第１通路側にλ／２長の
ＭＩＣ線路９を付加したものである。
従ってこの回路の動作帯域幅は、高周波増幅器と方向性
結合器の帯域幅が十分広い場合はλ／２線路によって左
右されることになる。
結合器の帯域幅が十分広い場合はλ／２線路によって左
右されることになる。
第６図は歪発生用増幅器出力側にチップ形の固定減衰器
１０を挿入し、合成器５として３ｄＢハイブリッド回路
を用いたものであり第４図ａよりは損失が３ｄｓ弱増加
することになるが、合成器５の構成が容易で、かつ動作
可能な帯域幅は方向性結合器または高周波増幅器の帯域
幅によって定まることになる。
１０を挿入し、合成器５として３ｄＢハイブリッド回路
を用いたものであり第４図ａよりは損失が３ｄｓ弱増加
することになるが、合成器５の構成が容易で、かつ動作
可能な帯域幅は方向性結合器または高周波増幅器の帯域
幅によって定まることになる。
第７図は第５図で用いたものと同じく、第４図すに示す
方向性結合器の透過係数がＴ。
方向性結合器の透過係数がＴ。
１＞ＴＯ２である構成が容易なものを分岐器および合成
器として用い、第１通路と第２通路の双方またはいずれ
か一方にサーキュレータを用いた反射形移相器１１．１
２を挿入して第１通路と第２通路の位相差を調整する構
成のものである。
器として用い、第１通路と第２通路の双方またはいずれ
か一方にサーキュレータを用いた反射形移相器１１．１
２を挿入して第１通路と第２通路の位相差を調整する構
成のものである。
本発明による高周波増幅器の非線形補償回路は、入力側
および出力側に接続される外部回路のインピーダンスが
整合していれば、２つの高周波増幅器の人出力インピー
ダンスが線路の特性インピーダンス（通常マイクロ波帯
では５０Ω）に整合していない場合でも、反射波の殆ん
どは分岐器２と合成器５の整合負荷と外部回路によって
吸収されるため、増幅器間の直接干渉量を少なくでき、
広帯域化が容易である。
および出力側に接続される外部回路のインピーダンスが
整合していれば、２つの高周波増幅器の人出力インピー
ダンスが線路の特性インピーダンス（通常マイクロ波帯
では５０Ω）に整合していない場合でも、反射波の殆ん
どは分岐器２と合成器５の整合負荷と外部回路によって
吸収されるため、増幅器間の直接干渉量を少なくでき、
広帯域化が容易である。
以上説明したように、本発明によ−る高周波増幅器の非
線形補償回路は、略同じ特性の２つの高周波増幅器と分
岐器および合成器だけで構成し得る簡学なものでありト
ランジスタと薄膜技術を用いた場合は、従来のマイクロ
波帯平衡形トランジスタ増幅器と略同−寸法となり、経
済的で小形軽量に構成することができる。
線形補償回路は、略同じ特性の２つの高周波増幅器と分
岐器および合成器だけで構成し得る簡学なものでありト
ランジスタと薄膜技術を用いた場合は、従来のマイクロ
波帯平衡形トランジスタ増幅器と略同−寸法となり、経
済的で小形軽量に構成することができる。
また、通常の技術を用いて構成できる可変減衰器、可変
移相器を用いた構造あるいは同軸および導波管回路を用
いた構造については特に説明は加えないが、これらの回
路を用いても容易に構成できることはいうまでもない。
移相器を用いた構造あるいは同軸および導波管回路を用
いた構造については特に説明は加えないが、これらの回
路を用いても容易に構成できることはいうまでもない。
従って、本発明による高周波増幅器の非線形補償回路を
用いることにより、高能率なマイクロ波帯大電力送信機
および広帯域トランジスタ増幅器を提供することが可能
となる。
用いることにより、高能率なマイクロ波帯大電力送信機
および広帯域トランジスタ増幅器を提供することが可能
となる。
第１図は従来の回路例を説明するためのブロック図、第
２図は本発明回路の原理的構成を示すブロック図、第３
図は本発明回路の動作原理を説明するためのベクトル図
、第４図ａは本発明の実施例を示す回路図、第４図すは
本発明に用いる結合器又は合成器の例を示す図、第５図
、第６図および第７図は本発明の他の実施例を示す回路
図である。 １・・・・・・入力端子、２・・・・・・分岐結合器、
３，４・・−・・・高周波増幅器、５・・・・・・合成
器、６・・・・・・出力端子、７．８・・・・・・終端
抵抗、９・・・・・・ＭＩＣ線路、１０・・・・・・減
衰器、１１，１２・・・・・・反射形移相器。
２図は本発明回路の原理的構成を示すブロック図、第３
図は本発明回路の動作原理を説明するためのベクトル図
、第４図ａは本発明の実施例を示す回路図、第４図すは
本発明に用いる結合器又は合成器の例を示す図、第５図
、第６図および第７図は本発明の他の実施例を示す回路
図である。 １・・・・・・入力端子、２・・・・・・分岐結合器、
３，４・・−・・・高周波増幅器、５・・・・・・合成
器、６・・・・・・出力端子、７．８・・・・・・終端
抵抗、９・・・・・・ＭＩＣ線路、１０・・・・・・減
衰器、１１，１２・・・・・・反射形移相器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 第１通路と第２通路が高周波増幅器を有しほぼ均等
な電気特性を有する一対の並行通路と、前記第１通路に
含まれ前記高周波増幅器が非線形範囲で動作しても第２
通路に含まれる前記高周波増幅器が線形範囲で動作でき
るように入力信号を異ったレベル関係で分岐し前記並行
通路の入力に結合するためのパラレルラインカップル形
方向性結合器よりなる分岐手段と、前記一対の並行通路
の各出力を前記第２通路の出力が前記第１通路の出力よ
り犬なるようにベクトル合成する合成手段とを備え、か
つ、前記パラレルラインカップル形方向性結合器の透過
係数を適当に設定することにより前記一対の並行通路の
一方を通る入出方間電気長が他方を通る入出方間電気長
よりほぼπラジアンだけ長くなるように構成され、前記
第１通路に含まれる前記高周波増幅器を入出力特性の非
線形範囲で動作させることによって縦続接続される被補
償高周波増幅器の逆特性に相当する入出力特性を得るよ
うにしたことを特徴とする高周波増幅器の非線形補償回
路。 ２ 第１通路と第２通路が高周波増幅器を有しほぼ均等
な電気特性を有する一対の並行通路と、前記第１通路に
含まれる前記高周波増幅器が非線形範囲で動作しても第
２通路に含まれる前記高周波増幅器が線形範囲で動作で
きるように入力信号を異ったレベル関係で分岐し前記並
行通路の入力に結合する分岐手段と、前記一対の並行通
路の各出力を前記第２通路の出力が前記第１通路の出力
より犬なるようにベクトル合成する合成手段とを備；え
、さらに、前記一対の並行通路の少くとも一つに移相量
が調整可能な位相反転回路を挿入して前記一対の並行通
路の一方を通る入出方間電気長と他方を通る入出方間電
気長にほぼπラジアンの差異をもたせ、前記第１通路に
含まれる前記高周波増幅器を入出力特性の非線形範囲で
動作させることによって縦続接続される被補償高周波増
幅器の逆特性に相当する入出力特性を得るようにしたこ
とを特徴とする高周波増幅器の非線形補償回路。
Priority Applications (3)
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|---|---|---|---|
| JP53044138A JPS5816802B2 (ja) | 1978-04-17 | 1978-04-17 | 高周波増幅器の非線形補償回路 |
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Applications Claiming Priority (1)
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|---|---|---|---|
| JP53044138A JPS5816802B2 (ja) | 1978-04-17 | 1978-04-17 | 高周波増幅器の非線形補償回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
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| JPS54137261A JPS54137261A (en) | 1979-10-24 |
| JPS5816802B2 true JPS5816802B2 (ja) | 1983-04-02 |
Family
ID=12683263
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP53044138A Expired JPS5816802B2 (ja) | 1978-04-17 | 1978-04-17 | 高周波増幅器の非線形補償回路 |
Country Status (3)
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