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Die
Erfindung betrifft eine Detektoreinrichtung für Hochfrequenzsignale
in einem Frequenzbereich, insbesondere eine vorzugsweise breitbandige Hochfrequenzsignal-Detektoreinrichtung
oder einen vorzugsweise breitbandigen Hochfrequenzdetektor, mit
wenigstens einem Detektoreingang, wenigstens einem Detektorausgang
und wenigstens einer Detektor-Diode sowie ein Verfahren zur Leistungsmessung eines
Hochfrequenzsignals in einem Frequenzband.
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Unter
Hochfrequenz werden im Allgemeinen Frequenzen oberhalb 3 MHz verstanden.
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Die
Verwendung von Schottky-Dioden zur Mikrowellen-Leistungsmessung
ist bekannt.
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Beispielsweise
zeigt die
US 5 394 159 einen Dioden-Detektor,
der in einer Streifenleiter-Antenne integriert ist, wobei Abstimmung
und Abgleich des Detektors durch Anpassung der Geometrie der Patch Antenne
erreicht werden.
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Weiter
ist aus der
US 4 791 380 ein
Detektor-Schaltkreis für Hochfrequenzsignale bekannt, der durch
ein Paar abgestimmter Dioden geformt ist, wobei die Dioden auf ein
gemeinsames Substrat aufgebracht sind, welches durch einen auf Temperatur
reagierenden Rückkopplungskreis aufgeheizt wird.
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Aus
der
US 4 000 472 ist
ein Hüllkurven-Detektor bekannt, der einen Standard-Spannungsverdoppler-Hüllkurven-Detektor
hat, dessen linearer Arbeitsbereich durch einen Ruhestrom vergrößert
ist und bei dem der Spannungsvorsatz durch eine Temperaturdrift-Kompensation
stabilisiert ist.
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Je
höher die Frequenz der zu detektierenden elektromagnetischen
Welle ist, desto wichtiger wird eine gute Leistungsanpassung. Hierzu
wird eine Diode mit einem Anpassnetzwerk am Eingang versehen, wobei
eine optimale Impedanz-Anpassung dabei typischerweise nur bei einer
bestimmten Frequenz erreicht wird, so dass außerhalb eines
schmalbandigen Frequenzbereichs ein Teil der Mikrowellenleistung reflektiert
wird und es somit zu Fehlmessungen kommt, die durch entsprechende
Kalibrierung kompensiert werden kann, aber den Einsatzbereich einschränkt.
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Der
Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Detektoreinrichtung der
eingangs genannten Art zu schaffen, bei der die Leistungsanpassung
am Detektoreingang verbessert ist.
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Diese
Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst,
dass der Detektoreingang der Detektoreinrichtung mit einem ersten
Eingang eines Branchline-Kopplers elektrisch verbunden ist, dass
die erste Detektor-Diode zwischen einem ersten Ausgang des Branchline-Kopplers
und dem Detektorausgang angeordnet ist und dass eine zweite Detektor-Diode zwischen
einem zweiten Ausgang des Branchline-Kopplers und dem Detektorausgang
ange ordnet ist. Vorzugsweise sind die Detektor-Dioden jeweils in Durchlassrichtung
zwischen dem jeweiligen Ausgang des Branchline-Kopplers und dem
Detektorausgang angeordnet, also jeweils mit ihren Eingängen
mit dem betreffenden Ausgängen des Branchline-Kopplers und
mit ihren Ausgängen mit dem Detektorausgang elektrisch
verbunden. Unter einem Branchline-Koppler wird allgemein ein vierpoliger
Koppler verstanden, bei dem sich am Eingangstor die Fundamentalwelle bezüglich
einer vorgewählten Frequenz auslöscht. Der Detektorausgang
kann einen einpoligen oder einen mehrpoligen Anschluss aufweisen,
an dem die Ausgangs-Spannungssignale der Dioden getrennt oder in
Kombination abgreifbar sind. Von Vorteil ist bei der Erfindung,
dass der zur Leistungsanpassung der Detektordioden zweckentfremdet
eingesetzte Branchline-Koppler eine breitbandige Leistungsanpassung
ergibt. Somit ist es möglich, Schottky-Detektoren zur breitbandigen
Leistungsmessung elektromagnetischer Strahlung mit hervorragender
Linearität und Responsibilität bis in den THz-Bereich
zu nutzen. Die Erfindung eignet sich insbesondere zur Anwendung
bei bildgebenden Systemen im Bereich der Mikrowellen bis THz-Wellen,
zur THz-Spektroskopie, zum Radar, zur Radiometrie sowie der Leistungsmessung
elektromagnetischer Strahlung allgemein, besonders in Mikro-, Millimeter-
und Sub-Millimeterwellen-Bereich.
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Die
erfindungsgemäße Detektoreinrichtung ist somit
vorteilhaft zur Detektion von Signale im Frequenzbereich oberhalb
1 GHz, beispielsweise im W-Band, 75–110 GHz, oder darüber
oder im D-Band, 110–170 GHz, einsetzbar.
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Eine
Ausgestaltung der Erfindung kann vorsehen, dass am Detektorausgang
die Summe der Spannung an der Ausgangsseite der ersten Detektor-Diode
und der Spannung an der Ausgangsseite der zweiten Detektor-Diode
bereitgestellt ist. Hierdurch wird vorteilhaft die Phasenverschiebung
der Ausgangssignale des Branchline-Kopplers zu einer zusätzlichen
Glättung und Reduzierung von Oberwellen im Ausgangssignal
der Detektoreinrichtung verwendet. Die Summation der beiden Spannungssignale
kann durch getrennte Digitalisierung und anschließende
Addition erfolgen. Ein besonders einfacher Schaltungsaufbau ergibt
sich jedoch, wenn die Ausgangsseiten der ersten und zweiten Detektor-Diode
elektrisch verbunden und gemeinsam auf dem Detektorausgang geführt
sind.
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Eine
Ausgestaltung der Erfindung kann vorsehen, dass der Frequenzbereich
wenigstens durch eine Mittenfrequenz charakterisiert ist und dass
die Arme des Branchline-Kopplers jeweils eine Länge haben,
die mehr als ein Achtel und weniger als die Hälfte der
Wellenlänge der Mittenfrequenz der Detektoreinrichtung
beträgt, insbesondere ungefähr ein Viertel der
Wellenlänge der Mittelfrequenz, wobei Abweichungen hiervon
um zehn Prozent immer noch eine hervorragende Leistungsanpassung
am Detektoreingang ergeben. Die Mittefrequenz ist vorzugsweise durch
das arithmetische oder geometrische Mittel der Grenzfrequenzen des
Frequenzbereichs bestimmt. Vorzugsweise ist der Frequenzbereich
ein zusammenhängender Abschnitt der Frequenzskala.
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Die
Breitbandigkeit der Leistungsanpassung ist erhöhbar, indem
die Längen der Arme des Branchline-Kopplers gegeneinander
verstimmt werden, also von dem Wert eines Viertels der Wellenlänge
der Mittenfrequenz in unterschiedliche Richtungen und um unterschiedliche
Beträge abweichen.
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Gemäß einer
Ausgestaltung der Erfindung kann vorgesehen sein, dass der Arm des
Branchline-Kopplers zwischen dem ersten und dem zweiten Eingang
und/oder der Arm des Branchline-Kopplers zwischen dem ersten und
dem zweiten Ausgang einen Impedanz wert hat/haben, der jeweils zwischen der
Hälfte und dem Eineinhalbfachen des Impedanzwerts der Detektor-Eingangsseite
beträgt, insbesondere ungefähr dieser gleich ist.
Vorzugsweise weisen beide Arme, also der Arm des Eingangstors und
der Arm des Ausgangstors, denselbe Impedanzwert auf, deren Wert
gleich der Impedanz der Detektor-Eingangsseite ist. Es sind jedoch
auch bei Abweichungen von bis zu 10% und sogar bis zu 20% und mehr von
diesem Wert noch sehr gute breitbandige Leistungsanpassungseigenschaften
erreichbar.
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Gemäß einer
Ausgestaltung der Erfindung kann vorgesehen sein, dass der Arm des
Branchline-Kopplers zwischen dem ersten Eingang und dem ersten Ausgang
und/oder der Arm des Branchline-Kopplers zwischen dem zweiten Eingang
und dem zweiten Ausgang einen Impedanzwert hat/haben, der mehr als
die Hälfte des Impedanzwerts und weniger als der Impedanzwert
der Detektor-Eingangsseite beträgt, insbesondere ungefähr
70% des Impedanzwerts der Detektor-Eingangsseite. Vorzugsweise sind
die beiden genannten Arme mit gleichen Impedanzwerten ausgebildet
und/oder es ist ein Impedanzwert von dem 1/√2-fachen des
Impedanzwerts der Detektor-Eingangsseite realisiert, wobei Abweichungen
von bis zu 10% und mehr hiervon immer noch sehr gute breitbandige
Leistungsanpassungen ergeben.
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Gemäß einer
Ausgestaltung der Erfindung kann vorgesehen sein, dass ein zweiter
Eingang des Branchline-Kopplers von einer Spannungsquelle, vorzugsweise
einer Gleichspannungsquelle, elektrisch gespeist ist. Somit wird
das Eingangstor des Kopplers, an dem sich am Branchline-Koppler
die Fundamentalwelle des Eingangssignals auslöscht und
der mit dem Leitungswiderstand abgeschlossen werden kann, zur Einkopplung
der Vorspannung von den zwei Detektor-Dioden verwendet. Durch die
eingespeiste Vorspannung ist der Arbeitspunkt der Detektor- Dioden
für einen optimalen Betrieb der Detektoreinrichtung vorteilhaft
wählbar. Bei Einspeisung einer negativen Vorspannung sind
die Detektor-Dioden jeweils in Sperrrichtung zwischen dem jeweiligen Ausgang
des Branchline-Kopplers und dem Detektorausgang angeordnet und betreibbar,
also jeweils mit ihren Ausgängen mit dem betreffenden Ausgängen des
Branchline-Kopplers und mit ihren Eingängen mit dem Detektorausgang
elektrisch verbunden.
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In
jedem Fall sind die Detektor-Dioden in Bezug auf die Spannungsquelle
in Durchlassrichtung, also mit dem Eingang zum positiven Pol bzw.
mit dem Ausgang zum negativen Pol, geschaltet, wobei der Fall keiner
Spannungsquelle für die Anordnung der Detektor-Dioden wie
ein Fall mit positiver Spannungsquelle behandelt wird.
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Zur
Verringerung der Reflektion am Detektoreingang kann vorgesehen sein,
dass an dem zweiten Eingang des Branchline-Kopplers ein Abschlusswiderstand
vorgesehen ist, dessen Wert gleich ist dem hochfrequenten Leitungswellenwiderstand
des eingangsseitigen Netzwerks. Vorzugsweise ist dieser Widerstand
zwischen einer Gleichsspannungsquelle für die Vorspannung
der Detektor-Diode und dem zweiten Eingang des Branchline-Kopplers
in Reihe angeordnet, es kann jedoch auch je nach Dimensionierung
der Detektoreinrichtung und nach Einsatzbereich keine Vorspannung
nötig sein. Das eingangsseitige Netzwerk ist dasjenige
Netzwerk, an dem der Detektoreingang angeschlossen ist. Ein derartiges eingangsseitiges
Netzwerk kann beispielsweise eine Antenne und/oder eine Verstärkerstufe
umfassen. Durch den Anpassungswiderstand am zweiten Eingang des
Branchline-Kopplers ist somit der Detektoreingang für hohe
Frequenzen mit dem Wellenwiderstand abgeschlossen.
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Eine
verbesserte Anpassung der Detektor-Dioden an den Branchline-Koppler
ergibt sich, wenn die elektrische Verbindungsleitung zwischen dem
ersten Ausgang des Branchline-Kopplers und der ersten Detektor-Diode
und die elektrische Verbindungsleitung zwischen dem zweiten Ausgang
des Branchline-Kopplers und der zweiten Detektor-Diode jeweils einen
Impedanzwert haben, der größer ist als der Impedanzwert
der Detektor-Eingangsseite und kleiner ist als das Doppelte des
Impedanzwerts der Detektor-Eingangsseite, insbesondere ungefähr
das 1,4-fache des Impedanzwerts der Detektor-Eingangsseite beträgt,
wobei sich sehr gute Anpassungs-Eigenschaften auch bei einer Abweichung
von bis zu 10% oder sogar bis zu 20% von dem √2-fachen
des Impedanzwerts der Detektor-Eingangsseite ergeben.
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Zur
Verbesserung des Arbeitsverhaltens, insbesondere zur Kompensation
von Temperaturschwankungen, kann vorgesehen sein, dass die Detektoreinrichtung
eine Kompensationsschaltung hat, die von der Spannungsquelle gespeist
ist, dass die Kompensationsschaltung wenigstens eine dritte Diode
hat, dass die wenigstens eine dritte Diode mit der ersten Detektor-Diode
und/oder mit der zweiten Detektor-Diode auf einem gemeinsamen Chip
ausgebildet ist und dass die dritte Diode in Durchlassrichtung zwischen
der Spannungsquelle und einem Kompensationsausgang angeordnet ist.
Der Eingang der dritten Diode ist also mit dem spannungsführenden
Ausgang der Spannungsquelle verbunden, während der Ausgang
der dritten Diode mit dem Kompensationsausgang elektrisch verbunden
ist. Vorzugsweise ist diese dritte Diode für sich oder
mit weiteren Dioden gemeinsam so ausgebildet, dass das Temperaturverhalten
der ersten und zweiten Detektor-Diode einzeln oder gemeinsam nachgebildet
wird. Die dritte Diode ist daher als Kompensations-Diode verwendbar.
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Eine
besonders effektive Kompensation von temperaturbedingten Schwankungen
der Eigenschaften der ersten und zweiten Detektor-Diode ergibt sich,
wenn die Kompensationsschaltung eine vierte Diode hat, wenn die
vierte Diode parallel zu der dritten Diode geschaltet ist und wenn
die erste, zweite, dritte und vierte Diode baugleich und auf einem gemeinsamen
Chip ausgebildet sind. Hierdurch wird vorteilhaft erreicht, dass
die dritte und vierte Diode auf dem gleichen Temperaturniveau wie
die erste und zweite Detektor-Diode sind, wobei die Kompensationsschaltung
ein Temperaturverhalten zeigt, dass identisch ist zu dem Temperaturverhalten
der ersten und zweiten Detektor-Diode. Unter einer baugleichen Ausgestaltung
der Dioden wird insbesondere eine flächengleiche und/oder
geometriegleiche und/oder materialgleiche Ausgestaltung der halbleitenden Übergangsbereiche
in den Dioden verstanden. Auch die vierte Diode ist somit wie die
dritte Diode als Kompensations-Diode verwendbar.
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Eine
weitere Glättung des Ausgangssignals der Detektoreinrichtung
ergibt sich, wenn zwischen der ersten und zweiten Detektor-Diode
und dem Detektorausgang ein Tiefpass angeordnet ist. Vorzugsweise
umfasst der Tiefpass einen Widerstand, dessen Widerstandswert wenigstens
zwei Größenordnungen größer
ist als der Widerstandswert des Abschlusswiderstands am zweiten
Eingang des Branchline-Kopplers und der zwischen den Ausgang der Detektor-Dioden
und Masse geschaltet ist. Hierdurch wird vorteilhaft erreicht, dass
der zum eingangsseitigen Abschluss vorgesehene Abschlusswiderstand am
zweiten Eingang des Branchline-Kopplers einen vernachlässigbaren
Einfluss auf die Detektor-Dioden hat und dass ein Ausgangsspannungssignal über dem
Widerstand des Tiefpasses abgreifbar ist.
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Bei
einer Ausgestaltung der Erfindung kann vorgesehen sein, dass zwischen
der dritten und/oder der vierten Diode und dem Kompensationsausgang ein
Tiefpass angeordnet ist, der gleich zu dem Tiefpass am Detektorausgang
ausgebildet ist. Insbesondere weist dieser Tiefpass gleichartige
Bauelemente in gleicher Verschaltung auf wie der Tiefpass am Detektorausgang,
wobei die Kenngrößen der Bauelemente beider Tiefpässe
jeweils gleich sind. Hierdurch wird vorteilhaft erreicht, dass die
Kompensationsschaltung das Temperaturverhalten der Detektor-Dioden
noch besser nachbilden kann. Zur weiteren Verbesserung der Nachbildung
in der Kompensationsschaltung kann vorgesehen sein, dass am Eingang der
Kompensationsschaltung ein Widerstand angeordnet ist, dessen Widerstandswert
gleich ist dem Widerstandswert des Abschlusswiderstandes am zweiten
Eingang des Branchline-Kopplers.
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Besonders
vorteilhafte Detektor-Eigenschaften ergeben sich bei der Erfindung,
wenn die Detektor-Dioden als Schottky-Dioden ausgebildet sind. Hierdurch
ist es möglich, die hervorragende Linearität und
Responsibilität der Schottky-Dioden zur breitbandigen Leistungsmessung
elektromagnetischer Strahlung bis in den THz-Bereich zu nutzen.
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Die
Integration von Schottky-Dioden wird erleichtert durch die Verwendung
von Schottky-Dioden als Gatefinger eines Feldeffekt-Transistors
(FET).
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Gemäß einer
Ausgestaltung der Erfindung kann vorgesehen sein, dass eine Auswerteeinheit vorgesehen
ist, mit der die Differenz der Spannungssignale am Detektorausgang
und am Kompensationsausgang ermittelbar ist und mit der aus der
ermittelten Differenz die Leistung des am Detektoreingang anliegenden
Eingangssignals bestimmbar ist. Vorzugsweise ist eine derartige
Auswerteeinheit als Differenzverstärker ausgebildet, dessen
Eingänge an dem Detektorausgang und dem Kompensationsausgang
angeschlossen sind.
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Eine
besonders kompakte Bauform ergibt sich, wenn der Differenzverstärker
integriert, beispielsweise auf einem Chip, ausgebildet ist.
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Da
das Konzept auf Schaltungselementen beruht, die sich leicht in monolithisch
integrierten Mikro-, Millimeter- und Submillimeterwellen-Schaltungen (sogenannten
MMICs) realisieren lassen, können komplette Empfangssysteme
als Ein-Chip-Lösung realisiert werden. Die Arme des Branchline-Kopplers und/oder
die elektrischen Verbindungsleitungen sind beispielsweise durch
Mikro-Streifenleiter oder koplanare Wellenleiter realisierbar, deren
Geometrie jeweils die erforderlichen Impedanzwerte ergibt. Hierdurch
sinkt der Platz- und Gewichtsbedarf von Komplett-Systemen erheblich.
Insbesondere kann ein derartiger Detektor-MMIC aus rauscharmen Eingangsverstärkern,
sogenannten Low Noise Amplifiers oder LNAs, und Schottky-Detektoren
integriert werden und damit die reduzierte Detektions-Qualität der
gegebenenfalls vorhandenen FET-Schottky-Kontakte kompensieren. Die
am Detektorausgang anliegende Video-Ausgangsspannung, die vorzugsweise möglichst
linear abhängig zur Hochfrequenz-Eingangsleistung ist,
wird beispielsweise durch einen Tiefpass gemessen, der entweder
mit der gesamten Schaltung aus Dicke-Schalter, Eingangs-LNA und Schottky-Detektor
integriert oder aus dem Eingangswiderstand und der Eingangskapazität
eines Oszilloskops oder auf andere Weise realisiert ist.
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Durch
die Integrationsmöglichkeit eignet sich das beschriebene
Schaltungskonzept hervorragend für bildgebende Radiometer-
oder Radar-Systeme im Millimeter- oder Submillimeter wellen-Frequenzbereich,
aber auch für THz-Wellen. Solche Systeme werden beispielsweise
für sicherheitsrelevante Personenschleusen oder in der
Raumfahrt zur Fernerkundung benötigt.
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Mit
Erfindung einer Detektoreinrichtung ist vorteilhaft ein Verfahren
zur Leistungsbestimmung eines elektromagnetischen Signals in einem
Frequenzband durchführbar, wobei das Signal in dem Detektoreingang
einer erfindungsgemäßen Detektoreinrichtung eingespeist
wird, die Mittenfrequenz der Detektoreinrichtung innerhalb des Frequenzbands liegt
und die Spannung am Detektorausgang der Detektoreinrichtung als
Maß für die anliegende Signalleistung bestimmt
wird. Vorzugsweise wird bei dem Verfahren die Differenz der Spannung
am Detektorausgang der Detektoreinrichtung und der Spannung an einem
Kompensationsausgang der Detektoreinrichtung als Maß für
die anliegende Signalleistung bestimmt. Der Kompensationsausgang
der Detektoreinrichtung stellt hierbei ein Signal bereit, das die Temperaturdrift
der Detektordioden, die zur Leistungsbestimmung des eingespeisten
Signals vorgesehen sind, nachbildet.
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Die
Erfindung wird nun anhand von Ausführungsbeispielen näher
erläutert, ist aber nicht auf diese Ausführungsbeispiele
beschräkt. Weitere Ausführungsbeispiele können
durch Kombination mit Merkmalen aus den Unteransprüchen
und/oder durch Hinzunahme von Fachwissen gebildet werden.
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Es
zeigt:
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1 das
Prinzipschaltbild einer erfindungsgemäßen Detektoreinrichtung,
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2 das
Prinzipschaltbild einer weiteren erfindungsgemäßen
Detektoreinrichtung mit Kompensationsschaltung,
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3 die
Reflexion des eingespeisten Signals in Abhängigkeit von
der Frequenz bei einer erfindungsgemäßen Detektoreinrichtung,
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4 die
Reflexion des eingespeisten Signals am Detektoreingang bei einer
erfindungsgemäßen Detektoreinrichtung in Smith-Darstellung,
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5 die
Abhängigkeit des Spannungssignals am Detektorausgang von
der Frequenz des eingespeisten Signals,
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6 eine
Darstellung der Spannungsdiffernz aus 5,
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7 die
Abhängigkeit der Ausgangssignale von der eingespeisten
Leistung,
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8 die
Reflexion des eingespeisten Signals am Detektoreingang in Abhängigkeit
von der eingespeisten Leistung und
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9 die
Abhängigkeit des reflektierten Signals am Detektoreingang
von der eingespeisten Signalleistung in Smith-Darstellung.
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1 zeigt
eine Detektoreinrichtung 1 für elektrische bzw.
elektromagnetische Hochfrequenzsignale in einem Frequenzbereich,
im folgenden Eingangssignale genannt, wobei die Hochfrequenzsignale
in einen Detektoreingang 2 eingekoppelt wird. Die Detektoreinrichtung 1 weist
einen Detektorausgang 3 auf, an dem ein Ausgangssignal „Video
Out” anliegt, dessen Spannungspegel mit der Leistung des
eingekoppelten Eingangssignals „RFin” variiert.
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Zur
Erzeugung dieses Ausgangssignals weist die Detektoreinrichtung 1 eine
erste Detektor-Diode 4, oder kurz erste Diode 4,
und eine zweite Detektor-Diode 5, oder kurz zweite Diode 5,
auf, die beide als Schottky-Dioden ausgebildet sind.
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Zur
Anpassung der Detektoreinrichtung 1 an ein in 1 nicht
weiter dargestelltes, an den Detektoreingang 2 angeschlossenes
Netzwerk, über welches die Eingangssignale in die Detektoreinrichtung 1 eingekoppelt
werden, ist ein erster Eingang 6 eines Branchline-Kopplers 7 elektrisch
mit dem Detektoreingang 2 verbunden, und es ist die erste
Detektor-Diode 4 mit ihrer Eingangsseite mit dem ersten Ausgang 8 des
Branchline-Kopplers 7 elektrisch verbunden und die zweite
Detektor-Diode 5 mit ihrer Eingangsseite mit dem zweiten
Ausgang 9 des Branchline-Kopplers 7. An den Ausgängen 8 und 9 des
Branchline-Kopplers 7, an dem die gegeneinander um 90° phasenverschobenen,
in ihrer Leistung etwa hälftig aufgeteilten Eingangssignale
anliegen, ist daher jeweils eine Detektor-Diode 4 bzw. 5 angeschlossen, die
in Abhängigkeit von der eingehenden Leistung ein Spannungssignal
erzeugt. Eine Abweichung von der hälftigen Aufteilung ist
für die Funktion der Schaltung insbesondere bei Verwendung
von Schottky-Dioden hinnehmbar. Erste Detektor-Diode 4 und
zweite Detektor-Diode 5 sind jeweils in Durchlassrichtung zwischen
dem ersten Ausgang 8 bzw. dem zweiten Ausgang 9 und
dem Detektorausgang 3 angeordnet.
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An
dem Detektorausgang 3 ist somit die Summe der Spannung
an der Ausgangsseite 11 der ersten Detektor-Diode 4 und
der Spannung an der Ausgangsseite 12 der zweiten Detektor-Diode 5 bereitgestellt
und messbar. Hierzu sind die Ausgangsseiten 11 und 12 der
ersten und zweiten Detektor-Dioden 4 und 5 an
einem Knoten 27 verbunden und gemeinsam auf den Detektorausgang 3 geführt.
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Die
Detektoreinrichtung 1 ist zur Leistungsmessung eines hochfrequenten
Eingangssignals innerhalb eines Frequenzbereiches ausgebildet, wobei der
Frequenzbereich durch eine Mittenfrequenz charakterisiert ist. Der
Branchline-Koppler 7 ist als Vierpol-Schaltung ausgebildet,
wobei die Pole 6, 8, 9 und 10 jeweils
wie gezeigt durch Arme 13, 14, 15 und 16 verbunden
sind. Diese Arme 13, 14, 15 und 16 weisen
jeweils eine Länge auf, die ein Viertel der Wellenlänge
der Mittenfrequenz beträgt.
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Um
eine möglichst breitbandige Ankopplung des Branchline-Kopplers 7 an
den Detektoreingang 2 zu erreichen, sind die Arme 13 und 15,
welche die Eingänge 6 und 10 bzw. die
Ausgänge 8 und 9 verbinden, jeweils so
ausgestaltet, dass sie einen Impedanzwert aufweisen, der gleich
dem Impedanzwert der Detektor-Eingangsseite, also dem Impedanzwert des
eingangsseitigen Netzwerks, ist. Im Ausführungsbeispiel
gemäß 1 ist dieser Impedanzwert Z0 zu 50 Ω gewählt. Die
Arme 14 und 16, die jeweils einen Eingang 6 und 10 mit
einem Ausgang 8 und 9 des Branchline-Kopplers 7 verbinden,
sind dagegen um den Faktor 1/√2 gegen die Impedanz Z0 des eingangsseitigen Netzwerks verstimmt.
Diese Arme 14 und 16 sind daher so ausgestaltet,
dass sie einen Impedanzwert haben, der gerundet das 0,7071-fache der
Impedanz Z0 des eingangsseitigen Netzwerks beträgt.
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Durch
Optimierung der Abweichung von den in 1 angegebenen
Werten kann eine höhere Breitbandigkeit der Anpassung erzielt
werden, wobei vorzugsweise der Arm 13 gleich zu dem Arm 15 und der
Arm 14 gleich zu dem Arm 16 ausgebildet bleibt.
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Zur
Einstellung des Arbeitspunktes der Dioden 4 und 5 ist
an dem zweiten Eingang 10 des Branchline-Kopplers 7,
an welchem sich die erste Fundamentalwelle bei der Mittenfrequenz
des Eingangssignals aufgrund der Längengestaltung der Arme 13, 14, 15 und 16 idealer
Weise auslöscht, eine Spannungsquelle 17 angeschlossen,
die mit ihrem anderen Anschluss auf Masse gelegt ist. Diese Spannungsquelle 17 speist
eine Spannung VDC in den zweiten Eingang 10 des
Branchline-Kopplers 7 ein.
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Für
einen HF-richtigen Abschluss des eingangsseitigen Netzwerks ist
zwischen dem spannungsführenden Anschluss der Spannungsquelle 17 und
dem zweiten Eingang 10 des Branchline-Kopplers zusätzlich
ein Abschlusswiderstand 18 vorgesehen. Dieser Abschlusswiderstand 18 weist
einen Widerstandswert R0 auf, der gleich
dem hochfrequenten Leitungswellenwiderstand bzw. dessen reellwertigen Grenzwert
für hohe Frequenzen, des eingangsseitigen Netzwerks ist.
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Zur
Anpassung der Detektor-Dioden 4 und 5 der Detektoreinrichtung 1 sind
die elektrischen Verbindungsleitungen zwischen den Detektor-Dioden 4 und 5 und
den Ausgängen 8 und 9 des Branchline-Kopplers 7 so
ausgestaltet, dass sie in diesem Fall jeweils einen Impedanzwert
aufweisen, der das √2-fache, also gerundet das 1,414-fache
des Impedanzwertes Z0 des eingangsseitigen
Netzwerks haben.
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Zur
Kompensation einer Temperaturdrift der Detektor-Dioden 4 und 5 bei
Betrieb der Detektoreinrichtung 1 ist nach dem Ausführungsbeispiel
gemäß 2 zusätzlich eine Kompensationsschaltung 21 vorgesehen,
die zwei zueinander parallel geschaltete Dioden 22 und 24 hat,
die in Durchlassrichtung zwischen der Spannungsquelle 17 und
einem Kompensationsausgang 23 geschaltet sind. Die Dioden 4, 5, 22 und 24 sind
identisch ausgebildet und auf einem gemeinsamen Chip angeordnet.
Hierdurch wird erreicht, dass die Dioden 22 und 24 Temperaturschwankungen
der Detektor-Dioden 4 und 5 mitvollziehen.
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Bei
den Ausführungsbeispielen gemäß 1 und 2 werden
die an den Ausgangsseiten 11 und 12 der Detektor-Dioden 4 und 5 anliegenden Signale,
die wegen der Längenabmessung der Arme 13, 14, 15 und 16 des
Branchline-Kopplers 7 gegeneinander um 90° phasenverschoben
sind, an einem Knoten 27 zusammengeführt, wodurch
sich eine Glättung des Signals ergibt. Eine weitere Glättung des
Signals ergibt sich durch einen jeweils vor dem Detektorausgang 3 geschalteten
Tiefpass 24, der einen Kondensator 30 und einen
Widerstand 29 aufweist, die mit ihren freien Anschlüssen
jeweils auf Masse gelegt sind.
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Bei
dem Ausführungsbeispiel nach 2 weist
die Kompensationsschaltung 21 ebenfalls einen Tiefpasse 25 auf,
der vor den Kompensationsausgang 23 geschaltet ist und
einen Kondensator 33 und einen Widerstand 32 umfasst,
wobei der Kapazitätswert C des Kondensators 33 gleich
dem Kapazitätswert des Kondensators 30 und der
Widerstandswert R des Widerstands 32 gleich dem Widerstandswert
des Widerstands 29 gewählt sind, wodurch eine Temperaturdrift
an den Dioden 22 und 24 in gleicher Weise am Kompensationsausgang 23 eine
Schwankung des Spannungssignals V2 bewirkt
wie eine Temperaturdrift der Dioden 4 und 5 bezüglich
des Spannungssignals V1 am Detektorausgang 3.
Zusätzlich weist die Kompensationsschaltung an ihrem Eingang einen
Ohmschen Widerstand 26 auf, dessen Widerstandswert R0 gleich dem Widerstandswert des Abschlusswiderstands 18 ist.
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Zur
Abtrennung des durch die Spannungsquelle 17 bereitgestellten
Gleichspannungspegels VDC, der eine Vorspannung
für die Dioden 4 und 5 beziehungsweise 22 und 24 darstellt,
ist in den Ausführungsbeispielen gemäß 1 und 2 jeweils
ein Trennkondensator 28 am Detektoreingang vorgesehen,
dessen Kapazitätswert durch Cin gegeben
ist.
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Zusätzlich
weist die Schaltung gemäß 2 zwischen
dem Trennkondensator 28 und dem ersten Eingang 6 des
Branchline-Kopplers 7 eine Impedanz 31 auf, deren
Impedanzwert Z0 gleich dem Impedanzwert
des eingangsseitigen Netzwerks gewählt ist.
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Die
Dimensionierung der Schaltungen nach den Ausführungsbeispielen,
insbesondere die Dimensionierungen der Impedanzleitungselemente, lassen
sich durch bekannte Optimierungsalgorithmen an die gewünschte
Detektions-Frequenz, also die Mittenfrequenz, Detektions-Bandbreite,
Detektions-Empfindlichkeit und Detektions-Linearität anpassen.
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Zur
Demonstration der neuartigen, vorteilhaften Eigenschaften der erfindungsgemäßen
Schaltung wurde diese Anpassung beispielhaft für eine Schaltung
gemäß 2 derart durchgeführt,
dass die Detektoreinrichtung 1 an das D-Band, also dem Frequenzbereich
zwischen 110 GHz und 170 GHz geeignet ist, wobei die Mittenfrequenz
das arithmetische Mittel der Randfrequenzen, also 140 GHz, beträgt.
Es ergaben sich nach einer Optimierung hier die folgenden Werte:
Cin = 87 fF, Z0 =
50 Ω, Impedanzwert der Arme 13 und 15 jeweils
50 Ω, Impedanzwert der Arme 14 und 16 jeweils
30 Ω, Impedanzwert der elektrischen Verbindungsleitungen 19 und 20 jeweils
70 Ω, R = 1 MΩ, C = 14 pF, R0 =
37 Ω, VDZ = 0,6 V, Länge
der Arme 13 und 15 = 200 μm, Länge
der Arme 14 und 16 = 96 μm, Länge
der elektrischen Verbindungsleitungen 19 und 20 =
160 μm. Insbesondere die Länge und der Impedanzwert
der Impedanz 31 in 2 wird von
der zur Berechnung der 3 bis 8 verwendeten
Simulationssoftware bestimmt.
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Die
Eigenschaften der so dimensionierten Detektoreinrichtung 1 gemäß 2 zeigen
die 3 bis 8.
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3 zeigt
die Eingangsanpassung in Abhängigkeit von der eingekoppelten
Hochfrequenz bei einer eingekoppelten Leistung von –20
dBm, wobei 0 dBm einer Leistung von 1 mW entsprechen. Dargestellt
ist der Betrag des am Eingang 2 reflektierten Signals S(1,1) in
Relation zum eingekoppelten Signal. Es ist deutlich ersichtlich,
dass das reflektierte Signal gegenüber dem Eingangssignal
im gesamten dargestellten Frequenzbereich um ungefähr 20
dB abgesenkt ist. Beispielsweise beträgt die Dämpfung
bei 130 GHz –17,904 dB und bei 150 GHz –19,444
dB. Außerhalb des dargestellten Bereichs geht die Dämpfung
auf 0 dB zurück, es wird also das Eingangssignal reflektiert.
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4 zeigt
die Veränderlichkeit des komplexen Dämpfungsfaktors
S(1,1) des reflektierten Eingangssignals (40) in Abhängigkeit
von der Frequenz in einem Smith-Diagramm, welches durch eine Möbius-Transformation
aus der entsprechenden komplexen Halbebene gewonnen ist. Die Darstellung
ist auf dem Impedanzwert 50 Ω des eingangsseitigen Netzwerks
bezogen. Ersichtlich variieren Betrag und Phase des Dämpfungsfaktors
im gesamten Frequenzbereich nur geringfügig in der Größenordnung
von höchstens 15%. Beispielsweise ergibt sich bei 125 GHz
eine Impedanz von 50,172 + j 14,234 Ω und ein Dämpfungsfaktor
von 0,141 mit einer Phase von 81,220°, bei einer Frequenz
von 140 GHz, also der Mittenfrequenz, eine Impedanz von 50,925 +
j 9,377 Ω und ein Dämpfungsfaktor von 0,093 mit
einer Phase von 79,061°, bei einer Frequenz von 155 GHz
eine Impedanz von 54,866 + j 5,479 Ω und ein Dämpfungsfaktor
von 0,070 mit einer Phase von 45,402°.
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5 zeigt
den Verlauf des am Detektorausgang 3 anliegenden Ausgangsspannungs-Signals
V1 beziehungsweise des am Kompensa tionsausgang anliegenden
Kompensationssignals V2 im gesamtem Frequenzbereich
des D-Bands bei einer eingekoppelten Leistung Pin von –20
dBm, wobei die Zahlenwerte auf der Ordinate in Volt zu lesen sind.
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6 zeigt
die Abhängigkeit des Differenzsignals V1 – V2 bei einer eingekoppelten Leistung von –20
dBm von der Frequenz des eingekoppelten Eingangssignals. Wie aus
der Darstellung ersichtlich ist, ist das Differenzsignal V1 – V2 oberhalb
der Mittenfrequenz 140 GHz in guter Näherung konstant,
also unabhängig von der Frequenz des Eingangssignals, wobei
auf der Ordinate die Differenzspannung in Millivolt zu lesen ist.
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7 zeigt
die Abhängigkeit der Spannungen V1 und
V2 von der eingekoppelten Leistung Pin des Eingangssignals bei 140 GHz in doppelt
logarithmischer Darstellung. Ersichtlich ist das Spannungssignal
V2 unabhängig von der eingekoppelten
Leistung, da die Dioden 22 und 24 dieses Eingangssignals
nicht detektieren, während das Signal V1 sehr wohl
von der eingekoppelten Leistung Pin abhängt.
In der logarithmischen Darstellung kann die Abhängigkeit
des Differenzsignals V1 – V2 von der Leistung des Eingangssignals Pin sehr gut durch eine Gerade genähert
werden. Die Differenzspannung wird z. B. mit A/D-Wandler gemessen
und digital verrechnet oder analog subtrahiert und mit einem A/D-Wandler
ausgewertet. Die A/D-Wandler und Analog- oder Digital-Rechner können
im Vergleich zu den detektierten Hochfrequenzsignalen langsam sein
und werden vorzugsweise in Siliziumtechnologie hergestellt.
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8 zeigt
die Abhängigkeit des Dämpfungsfaktors S(1,1) des
reflektierten Eingangssignals in Abhängigkeit von der eingekoppelten
Leistung Pin des Eingangssignals bei der
Mittenfrequenz 140 GHz. Ersichtlich ist hier die Dämpfung
im gesamten Leistungsbereich zwischen 0 und –40 dBm durchgängig
stärker als –20 dB.
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9 zeigt
die Variation (30) des Dämpfungsfaktors S(1,1)
mit der eingekoppelten Leistung Pin in Smith-Darstellung,
die wiederum bezogen ist auf die Impedanz des eingangsseitigen Netzwerks von
50 Ω, bei der Mittenfrequenz 140 GHz. Wie das Diagramm
belegt, variiert der Dämpfungsfaktor S(1,1) im dargestellten
Leistungsbereich bei der Mittenfrequenz nicht wahrnehmbar.
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Die
Erfindung betrifft weiter eine Hochfrequenz-Detektoreinrichtung
mit einer Detektorschaltung, bei der das Eingangstor des Branchline-Kopplers,
an den sich die Fundamentalwelle eines Eingangssignals auslöscht,
zur Einkopplung einer Vorspannung VDC von
zwei Schottky-Dioden 4 und 5 verwendet und HF-technisch
mit dem Widerstand R0 der Leitungsimpedanz
Z0 abgeschlossen ist. Die beiden phasenverschobenen
Ausgänge 8 und 9 des Branchline-Kopplers 7 gehen über
Anpassleitungen 19 und 20 auf zwei Detektor-Dioden 4 und 5 und
werden hinter den Dioden wieder kombiniert. Die kombinierten Signale
werden über einen nachgeschalteten Tiefpass 24 an
den Detektorausgang 3 geführt. Eine Kompensationsschaltung 21 weist
zur Kompensation der Temperaturdrift der Detektor-Dioden 4 und 5 wenigstens
eine zusätzliche Diode 22, 24 auf, die
baugleich zu den Detektor-Dioden 4 und 5 ist.
Die Anpassleitungen 19, 20 sind gegenüber
dem Impedanzwert Z0 verstimmt, um eine teilweise
Reflexion des Leistungssignals an den Ausgängen 8 und 9 zu
bewirken, die zu der beschriebenen Dämpfung des Signals S(1,1)
am Eingang 6 führt.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- - US 5394159 [0004]
- - US 4791380 [0005]
- - US 4000472 [0006]