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Die Erfindung betrifft ein Meßverfahren zur Bestimmung der Rauschtempe-
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ratur eines Zweipols unabhängig von seiner Impedanz und ein Rauschtemperatur-Meßgerät
zur Durchführung des Verfahrens.
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Radiometer dienen als empfindliche, rauscharme Meßsysteme zur Bestimmung
von Rauschtemperaturen. Eine wichtige Anwendung besteht neben der Ermittlung der
Rauschtemperaturen von emittierenden Objekten in der Bestimmung der Zweipol-Rauschtemperatur
von elektronischen Bauelementen oder Netzwerken wie z.B. von pn-Ubergängen, Schottky-Dioden
oder Frequenzkonvertern.
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Die quantitative Bestimmung von Zweipol-Rauschtemperaturen erfolgt
üblicherweise mit kompensierenden Radiometern. Hierbei wird die vom Meßobjekt emittierte
Rauschleistung verglichen mit der Rauschleistung einer reflexionsfrei angepaßten
Referenz mit variabler geeichter Temperatur. Die Referenz-Temperatur wird so eingestellt,
daß die beiden o.g.
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Rauschleistungen gleich sind. Unter der Voraussetzung, daß auch das
Meßobjekt angepaßt ist, stimmt die eingestellte Referenz-Temperatur mit der Temperatur
des Meßobjektes überein.
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Dieses Verfahren läßt sich somit nicht anwenden, wenn das Meßobjekt
fehlangepaßt ist, was bei einer Reihe wichtiger Meßaufgaben der Fall ist. Zur Lösung
dieses Problems sind bislang nur Verfahren bekannt, die als entscheidende Komponente
ein passives, nicht reziprokes Bauelement in Form eines Zirkulators benötigen (W.
Schilz, B. Schiek: Microwave Systems for Industrial Measurements. Advances in Electronics
and Electron Physics, vol. 55, Academic Press 19u1). Für Frequenzen unterhalb von
etwa 1 GHz stehen Zirkulatoren jedoch nicht bzw. nicht mit den ge-.
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forderten Daten zur Verfügung. Damit ist eine Meßmoglichkeit bei unbekannter
Objekt-Impedanz in dem technisch wichtigen Frequenzbereich von etwa 1 MHz bis 1000
MHz nicht gegeben.
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Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Rauschtemperatur-Meßgerät
zu entwickeln, welches ohne die Verwendung passiver nicht-reziproker Bauelemente
die impedanzunabhängige Messung von Zweipol-Rauschtemperaturen gestattet.
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Die Lösung dieser Aufgabe besteht in einem Verfahren, welches durch
folgende Maßnahmen gekennzeichnet ist: a) Über den Koppelpfad eines Richtkopplers
mit prinzipiell beliebiger Koppeldämpfung wird ein Referenz-Rauschsignal dem Meßobjekt
zugeführt und von diesem entsprechend seinem Reflexionsfaktor reflektiert. Das reflektierte
Referenz-Rauschsignal und das vom Meßobjekt emittierte Rauschsignal durchlaufen
den Hauptpfad des Richtkopplers, werden dabei entsprechend der Durchgangsdämpfung
des Richtkopplers geschwächt und gelangen zu einem der beiden Eingangstore eines
Kompensations-Radiometers. Das verbleibende Tor des Richtkopplers ist reflexionsfrei
abgeschlossen.
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b) Über einen zweiten Richtkoppler, der die gleiche Koppeldämpfung
aufweist wie der erste Richtkoppler, wird ein zweites Referenz-Rauschsignal über
den Koppelpfad und ein Hilfs-Rauschsignal über den Hauptpfad dem Eingangstor eines
Dämpfungsgliedes zugeführt. Das verbleibende Tor des Richtkopplers ist reflexionsfrei
abgeschlossen. Die Dämpfung des Dämpfungsgliedes ist gleich der Durchgangsdämpfung
der Richtkoppler. Die durch das Dämpfungsglied abgeschwächten Rauschsignale gelangen
zum zweiten Eingangstor des Kompensations-Radiometers.
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c) Die beiden Referenz-Rauschsignale besitzen die gleiche spektrale
Leistungsdichte. Die von beiden Eingangstoren des Radiometers emittierten Rauschsignale
- verursacht durch das Eigenrauschen der'im Radiometer verwendeten Vorverstärker
- haben die gleiche spektrale Leistungsdichte. Die spektralen Leistungsdichten des
Hilfs-Rauschsignals und der von dem Radiometer emittierten Rauschsignale sind gleich.
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d) Bei geeigneter Wahl der spektralen Leistungsdichten der beiden
Referenz-Rauschsignale besitzen die den beiden Eingangstoren des Radiometers zugeführten
Rauschsignale unabhängig vom Reflexionsfaktor bzw. der Impedanz des Meßobjektes
die gleiche spektrale Leistungsdichte, wodurch die Anzeige des Radiometers zu Null
wird. Bei diesem Nullabgleich besteht dann ein eindeutiger Zusammenhang zwischen
den bekannten Größen, nämlich den Leistungsdichten von Referenz-und Hilfs-Rauschsignalen
sowie dem Koppelfaktor der beiden Richtkoppler und der zu ermittelnden Rauschtemperatur
des Meßobjektes.
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Ein impedanz-unabhängiges Rauschtemperatur-Meßgerät zur Durchführung
des Verfahrens ist erfindungsgemäß durch folgende Merkmale gekennzeichnet: a) Das
Meßobjekt ist über den Hauptpfad des Richtkopplers mit einem der beiden Eingangs
tore eines kompensierenden Radiometers verbunden. Das mit dem Meßobjekt verkoppelte
Tor des Richtkopplers ist mit einer Referenz-Rauschquelle mit variabler Rauschtemperatur
beschaltet. Das verbleibende Tor des Richtkopplers ist reflexionsfrei abgeschlossen.
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b) Eine Hilfs-Rauschquelle ist über den Hauptpfad eines zweiten Richtkopplers,
der die gleiche Koppeldämpfung aufweist wie der erste Richtkoppler, mit dem Eingangstor
eines Dämpfungsgliedes verbunden.
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Das mit dem Dämpfungsglied verkoppelte Tor des Richtkopplers ist
mit einer zweiten Referenz-Rauschquelle mit variabler Rauschtemperatur beschaltet.
Das verbleibende Tor des Richtkopplers ist reflexionsfrei abgeschlossen. Die Dämpfüng
des Dämpfungsgliedes ist gleich der Durchgangsdämpfung der Richtkoppler. Außerdem
besitzen das Dämpfungsglied und der reflexionsfreie Abschluß des Kopplers die gleiche
Rauschtemperatur. Das Ausgangstor des Dämpfungsgliedes ist mit dem zweiten Eingangstor
des kompensierenden Radiometers verbunden.
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c) Die beiden variablen Referenz-Rauschquellen sind miteinander derart
verkoppelt, daß ihre Rauschtemperaturen imgesamten Variationsbereich stets übereinstimmen.
Die Rauschtemperaturen der beiden Eingänge des kompensierenden Radiometers sind
untereinander gleich und stimmen mit der Rauschtemperatur der Hilfs-Rauschquelle
überein.
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Weitere Ausgestaltungen dieses Rauschtemperatur-Meßgerätes ergeben
sich aus den Unteransprüchen 3 bis 12.
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Bei dem Verfahren nach der Erfindung ist es im Gegensatz zu bestehenden
Verfahren möglich, die Rauschtemperatur fehlangepaßter Meßobjekte zu bestimmen,
ohne passive, nicht reziproke Bauelemente zu verwenden.
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Die Vorteile des Verfahrens nach der Erfindung sind vor allem darin
zu sehen, daß Rauschtemperaturmessungen in dem Frequenzbereich von 1 MHz bis 1000
MHz möglich sind, wobei das Meßobjekt im Prinzip beliebig fehlangepaßt sein darf.
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Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnungen näher erläutert.
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Es zeigt: Bild 1 ein Prinzipschaltbild des impedanz-unabhängigen Rauschtemperatur-Meßgerätes
Bild 2 Blockschaltbilder kompensierender Radiometer: a) Dicke Radiometer b) Graham-Radiometer
c) Korrelations-Radiometer Bild 3 ein Blockschaltbild eines balancierten Verstärkers
mit dekorrelierten Eingangs- und Ausgangsrauschwellen Bild 4 ein Prinzipschaltbild
einer Dekorrelationsschaltung am Beispiel eines Dicke-Radiometers Bild 5 ein Prinzipschaltbild
eines Ausführungsbeispiels des impedanzunabhängigen Rauschtemperatur-Meßgerätes
Von einem fehlangepaßten Meßobjekt M0 wird ein Rauschsignal emittiert, dessen Leistungsdichte
proportional zu Tobj (1-|#|2) ist, wobei Tobj die Rauschtemperatur und p der Reflexionsfaktor
des Meßobjektes ist.
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Nach Durchlaufen des Richtkopplers K1 mit dem Übertragungsfaktor 1-k,
wobei k der Koppelfaktor des Kopplers K1 ist, liefert dieses Signal den Betrag (1-k)(1-|p|2)
Tobj zur Rauschtemperatur T1 am Eingangstor 0 des kompensierenden Radiometers RM
(vgl. Bild 1). Entsprechend liefert die Referenzrauschquelle R1 mit der Rauschtemperatur
Tr den Beitrag Tr IPJ k(1-k) und der reflexionsfreie Abschluß des Kopplers K1, der
sich auf der Temperatur T befindet, den Beitrag T o k. Zu berücksichti-0 0 gen ist
weiterhin das vom Tor 0 des kompensierenden Radiometers RM
entsprechend
der Rauschtemperatur T emittierte Rauschsignal. Dieses e liefert nach Durchlaufen
des Kopplers K1 und Reflexion am Meßobjekt MO den Betrag (1-k) |#| T .Te Für die
Rauschtemperatur T1 ergibt sich somit T1 = T bj Pl2) (1-k) + Tr |#|2 k(1-k) + T
e |#| (1-k) 2 T k (1) Eine entsprechende Betrachtung für das Tor zu des Radiometers
ergibt die Rauschtemperatur T2 = T k(1-k) + T (1-k) 2 + T0 k (2) Die für den Nullabgleich
notwendige Bedingung T1 = T2 ergibt den Zusammenhang obj T k + T (1-k) (3) obj r
e Nach Durchführung des Nullabgleiches durch Variation der Referenz-Rauschtemperatur
Tr läßt sich aus den bekannten Größen Tr, T und k die Rausche temperatur Tobj des
Meßobjektes nach Gl. 3 ohne Kenntnis des Reflexionsfaktors p bestimmen.
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Drei bekannte Realisierungsmöglichkeiten des kompensierenden Radiometers
RM , nämlich das Dicke-Radiometer (a.), das Graham-Radiometer (b.) und das Korrelations-Radiometer
(c.) sind in dem Bild 2 dargestellt und in der Literatur (z.B. M.E. Tiuri, Radio
ästronomy receivers.IEEE Trans.
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Antennas Propag. ap-12, 930-938 (1964)) näher beschrieben. Bei Verwendung
einer der o.g. Radiometertypen in dem Rauschtemperatur-Meßgerät nach der Erfindung
ist die Korrelation zwischen den eingangs- und ausgangsseitig emittierten Eigenrauschwellen
der Vorverstärker von besonderer Bedeutung. Abhängig vom Reflexionsfaktor führt
diese Korrelation zu einer Verschiebung des Nullabgleichs und somit zu Meßfehlern.
Es müssen daher Maßnahmen getroffen werden, um diese Korrelation bzw. deren Auswirkung
zu reduzieren. Hierzu bieten sich die folgenden Möglichkeiten an: a) Numerische
Berechnungen sowie experimentelle Untersuchungen haben ergeben, daß durch geeignete
Gegenkopplungen der Vorverstärker die
Korrelation teilweise bzw.
vollständig beseitigt werden kann.
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b) Die Vorverstärker werden in Form von balancierten Verstärkern realisiert
(vgl. Bild 3). Mit den Bezeichnungen aus Bild 3 ergibt sich für die Korrelation
zwischen der Eingangs-Rauschwelle X1 und der Ausgangs-Rauschwelle X2 folgender Zusammenhang
X1 x2* = (jXe1+Xe2) (Xal+iXa2)* = j(Xe1X*al - e2X*a2) (4) * * Für den Fall identischer
Teilverstärker gilt Xel 1 a1 = 2' so e2 a2 daß die Korrelation zwischen X1 und X2
zu Null wird.
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c) Den Vorverstärkern werden schaltbare 00/900-Phasenschieber vorgeschaltet,
wodurch der Einfluß der Korrelation auf den Nullabgleich beseitigt wird. Dieses
soll beispielhaft für den Fall des Dicke-Radiometers erläutert werden (vgl. Bild
4). Für die Schalterstellung nach Bild 4 wird der Beitrag X der Eigenrauschwellen
X1 und X2 des a Verstärkers V1 mit der Verstärkung V betrachtet. Infolge der Fehlanpassung
des Meßobjektes ergibt sich am Tor 1 ein Reflexionsfaktor r, so daß die Eingangsrauschwelle
X1 des Verstärkers V1 teilweise reflektiert wird und sich nach Durchlaufen des Phasenschiebers
Ph -und des Verstärkers V1 der Ausgangsrauschwelle X2 überlagert: Xa = X2 + rV X1
ej2# a 2 1 Hierbei ist ç die zwischen 0° und 900 schaltbare Phase des Phasenschiebers
Ph. Das Ausgangssignal des quadratischen Gleichrichters QGl ist dann proportional
zu dem Leistungsdichtespektrum XaX*a = |X2|² + |V|² + |r|²|X1| + 2 Re {X*2X1 .V.r
ej2#} (5) der Rauschwelle X . Die ersten beiden Terme lassen sich in die Eia chung
des Meßsystems nach der Erfindung mit einbeziehen, so daß nur noch der Korrelationsterm
eliminiert werden muß. Dazu wird der Phasenschieber Ph mit geeigneter Schaltfrequenz
zwischen den beiden Zuständen 00 und 900 geschaltet und der Mittelwert der Ausgangssignale
des quadratischen Gleichrichters für diese beiden Zustände gebildet. Wie aus G1.
5 folgt, bewirkt die Umschaltung der Phase eine
cVorzeichenumkehr
des Korrelationsterms, wodurch sich dieser bei der Mittelwertbildung heraushebt.
In der anderen Stellung des Schalters S wirkt sich die Korrelation nicht störend
aus, da die Verstärker-Rauschwelle X1 in der Beschaltung des Tores zu absorbiert
wird.
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Entsprechende Überlegungen führen bei den beiden anderen Radiometertypen
ebenfalls zu dem Ergebnis, daß sich durch diese Maßnahme der Einfluß der Korrelation
auf den Nullabgleich eliminieren läßt.
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d) Den Vorverstärkern werden Allpässe vorgeschaltet, deren Phasendrehung
innerhalb der Meßbandbreite eine möglichst große Frequenzabhängigkeit aufweist.
Der korrelationsbedingte Meßfehler zeigt dann als Funktion der Frequenz einen oszillierenden
Verlauf. Der über die Meßbandbreite gebildete Mittelwert dieses Fehlers wird aber
bei geeigneter Allpaßfunktion sehr klein.
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e) Den Vorverstärkern werden Dämpfungsglieder vorgeschaltet. Die Eingangsrauschwellen
der Vorverstärker durchlaufen die Dämpfungsglieder zweimal, wodurch sich eine Reduzierung
des Meßfehlers ergibt.
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Die Meßempfindlichkeit wird nicht in gleichem Maße herabgesetzt,
da das vom Meßobjekt emittierte Nutzsignal die Dämpfungsglieder nur einmal durchläuft
f) Bei der Verwendung eines Korrelationsradiometers (vgl. Bild 2c) besteht eine
zusätzliche Möglichkeit darin, als 3 dB-Hybrid ein 900-Hybrid einzusetzen. Durch
analoge Betrachtungen wie unter Punkt c) läßt sich zeigen, daß dann die Korrelation
der Verstärkereigenrauschwellen nur einen Beitrag zu dem Realteil des Kreuzspektrums
der dem Korrelator K zugeführten Signale liefert. Bei entsprechender Auslegung des
Korrelators hängt die Anzeige nur von dem Imaginärteil des Kreuzspektrums ab, so
daß die Korrelation der Verstärkereiqenrauschwellen auf den Nullabgleich keinen
Einfluß hat.
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Infolge der nichtidealen Eigenschaften realer Bauelemente ist es in
der Regel erforderlich, mehrere der vorgenannten Maßnahmen zu kombinieren, um die
erforderliche Meßgenauigkeit zu erreichen.
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Das Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels des Rauschtemperatur-Meßgerätes
nach der Erfindung, welches praktisch realisiert und erprobt wurde, zeigt Bild 5.
Als kompensierendes Radiometer RM wird hierbei ein Korrelations-Radiometer eingesetzt.
Die beiden Vorverstärker VI und V2 sind vom balancierten Typ (vgl. Bild 3), wobei
die Korrelation der Teilverstärker durch eine Gegenkopplung bereits reduziert wurde.
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Als zusätzliche Maßnahme zur Verminderung der korrelationsbedingten
Meßfehler wurde das 3 dB-Hybrid als 900-Hybrid realisiert. Mit Hilfe der Koppler
K4 und K5 sowie der Zusatz-Rauschquellen R4 und R5 wird die Rauschtemperatur der
Eingangstore 0 und zu des Radiometers RM auf die Umgebungstemperatur erhöht, so
daß anstelle der Hilfs-Rauschquelle R3 (vgl. Bild 1) ein reflexionsfreier Abschluß
verwendet werden kann. Generell sollen sämtliche Komponenten des Rauschtemperatur-Meßgerätes
(mit Ausnahme der Referenzquellen R1, R2) die gleiche Rauschtemperatur T , vorzugsweise
die Umgebungstemperatur aufweisen, da sich in 0 diesem Fall die zusätzlichen Rauschbeiträge
infolge ohmscher Verluste der- Komponenten nicht störend auswirken. Das Dämpfungsglied
D (vgl.
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Bild 1) wurde durch den Koppler K3 ersetzt. Das Ausgangssignal des
Korrelators K wird einem PI-Regler RG zugeführt. Das Reglerausgangssignal steuert
die beiden elektronisch abstimmbaren Referenz-Rauschquellen R1 und R2, wodurch ein
automatischer Nullabgleich erzielt wird.
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Im abgeglichenen Zustand ist das Reglerausgangssignal ein Maß für
die gesuchte Meßobj ekt-Temperatur.