EP0254237B1 - Verfahren zur phasengesteuerten Leistungs- und Frequenzregelung eines Ultraschallwandlers sowie Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens - Google Patents

Verfahren zur phasengesteuerten Leistungs- und Frequenzregelung eines Ultraschallwandlers sowie Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens Download PDF

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EP0254237B1
EP0254237B1 EP87110425A EP87110425A EP0254237B1 EP 0254237 B1 EP0254237 B1 EP 0254237B1 EP 87110425 A EP87110425 A EP 87110425A EP 87110425 A EP87110425 A EP 87110425A EP 0254237 B1 EP0254237 B1 EP 0254237B1
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EP
European Patent Office
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transducer
phase
frequency
resonance frequency
voltage
Prior art date
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EP87110425A
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EP0254237A3 (en
EP0254237A2 (de
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Herbert Gässler
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    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
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    • B06B—METHODS OR APPARATUS FOR GENERATING OR TRANSMITTING MECHANICAL VIBRATIONS OF INFRASONIC, SONIC, OR ULTRASONIC FREQUENCY, e.g. FOR PERFORMING MECHANICAL WORK IN GENERAL
    • B06B1/00—Methods or apparatus for generating mechanical vibrations of infrasonic, sonic, or ultrasonic frequency
    • B06B1/02—Methods or apparatus for generating mechanical vibrations of infrasonic, sonic, or ultrasonic frequency making use of electrical energy
    • B06B1/0207—Driving circuits
    • B06B1/0223—Driving circuits for generating signals continuous in time
    • B06B1/0238—Driving circuits for generating signals continuous in time of a single frequency, e.g. a sine-wave
    • B06B1/0246—Driving circuits for generating signals continuous in time of a single frequency, e.g. a sine-wave with a feedback signal
    • B06B1/0253—Driving circuits for generating signals continuous in time of a single frequency, e.g. a sine-wave with a feedback signal taken directly from the generator circuit
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B06—GENERATING OR TRANSMITTING MECHANICAL VIBRATIONS IN GENERAL
    • B06B—METHODS OR APPARATUS FOR GENERATING OR TRANSMITTING MECHANICAL VIBRATIONS OF INFRASONIC, SONIC, OR ULTRASONIC FREQUENCY, e.g. FOR PERFORMING MECHANICAL WORK IN GENERAL
    • B06B2201/00—Indexing scheme associated with B06B1/0207 for details covered by B06B1/0207 but not provided for in any of its subgroups
    • B06B2201/50—Application to a particular transducer type
    • B06B2201/55—Piezoelectric transducer
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
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    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10S323/00—Electricity: power supply or regulation systems
    • Y10S323/901—Starting circuits

Definitions

  • the invention relates to a method for phase-controlled power and frequency control of an ultrasound transducer, which is fed by the frequency-variable oscillator of a phase-locked loop with voltage pulses amplified by a driver stage, the frequency of the oscillator initially being varied by a wobbler to find the resonance of the ultrasound transducer, and the wobbler after locking the phase-locked loop to the resonant frequency of the converter is locked.
  • the invention further relates to a device for performing this method.
  • the swinging of the Transducer with great damping for example if there is a remaining drop of liquid on the converter or if non-atomized liquid flows along the converter even before it starts to vibrate. Then the available excitation energy is often not sufficient to allow the transducer to vibrate.
  • a general increase in the excitation power would have the disadvantage of uneconomical operation and would entail the risk of overloading the converter.
  • the vibration amplitude influenced by the transducer power also determines the droplet size, which is generally determined by the intended use, so that for this reason alone there are limits to the free variation of the excitation power.
  • care must also be taken to operate the ultrasonic transducer with a constant vibration amplitude in order to obtain a uniform droplet spectrum during liquid atomization.
  • the invention has for its object to improve a method of the type mentioned so that a swinging of the transducer is guaranteed even with high initial damping and a breakdown of the vibration is reliably avoided even with strong changes in damping.
  • This object is achieved according to the invention in that after the ultrasound transducer has started to vibrate A capacitive phase angle between the current and voltage in the converter is set and maintained in operation in the region of its series resonance frequency, so that the operating frequency of the oscillator is reduced compared to the series resonance frequency of the converter by the phase control of the phase-locked loop, with a change in the phase angle due to a mechanical load on the converter an increase in the operating frequency of the oscillator and thus leads to a shift towards the series resonance frequency of the converter.
  • the progress achieved by the invention essentially consists in the fact that, in contrast to the previously known method, the ultrasonic transducer is not operated in resonance, but rather just below its resonance frequency in a quasi-forced oscillation. Although this requires, due to the significantly higher converter impedance outside the resonance frequency, a higher converter voltage than would be necessary when operating in resonance, however, the excitation power in the converter can be significantly increased due to the strong change in impedance in the region of the resonance frequency, even through lower frequency changes.
  • the method is excellently suited to automatically supply the converter with the power required for optimal atomization for all operating cases. In particular, this also prevents the vibration from breaking off when the liquid throughput is too great.
  • the converter output also adjusts itself accordingly to different liquid densities and viscosities of the liquids to be atomized.
  • the capacitive phase angle between current and voltage in the converter is preferably in the range between -30 ° and -85 °.
  • phase steepness in the frequency range below the series resonance frequency is set by an additional impedance in the converter circuit so that the converter power, which rises above the falling converter impedance when the operating frequency is shifted toward the series resonance frequency, substantially compensates the damping of the converter .
  • the converter is supplied with the power required for this in each of its operating states.
  • the transducer Since the excitation of the transducer takes place in pulsed fashion due to the desired high efficiency, but the transducer would then continue to oscillate with its natural frequency, which is different from that, it is recommended that the transducer be supplied with two voltage pulses of opposite polarity per oscillation period, which are half the oscillation period in time are offset. This prevents the phase-locked loop, particularly when there is a large deviation between the natural resonance of the transducer and the excitation frequency, from disengaging.
  • the duration of the voltage pulses be less than a quarter of the period of the transducer vibration.
  • the duration of the two voltage pulses per oscillation period are compared with one another by integration and the duration of at least one of the two voltage pulses is regulated to ensure that the two voltage pulses are identical.
  • the wobbler provided for locating the resonance frequency starts up at a frequency below the resonance frequency of the converter.
  • the wobble process should extend over about 5 ⁇ 103 periods of the resonance frequency oscillation. It is also recommended that the wobble range be limited to a frequency range that has no further secondary resonances of the transducer, so that it is ensured that the phase-locked loop can only lock onto the series resonance frequency of the transducer.
  • the invention further relates to a device for carrying out the method, in particular for operating a piezoelectric ultrasound transducer, with an oscillator controlled by a phase-locked loop for generation, a driver stage for amplification and a transformer for transmitting the excitation pulses for the transducer, with this influencing the phase-locked loop required synchronization signal is tapped on a winding of the transformer, as well as with a wobbler, which initially varies the oscillator frequency to find the resonance frequency of the converter and is locked to the resonance frequency after the phase-locked loop has engaged.
  • the object on which the invention is based is achieved in that the phase detector of the phase-locked loop is preceded by an adjustable phase-shifting element, the phase rotation angle of which is set such that when the phase-locked loop is engaged a capacitive phase angle between current and voltage is maintained in the converter.
  • an additional impedance is expediently provided in the converter circuit, which reduces the frequency-dependent phase steepness below the series resonant frequency of the converter.
  • this additional impedance is formed by a capacitor connected in parallel with the converter.
  • a particularly expedient adaptation results when the capacitor forming the additional impedance and the other capacitances, which are not caused by the transducer, each amount to approximately one third of the low-capacitance measured by the transducer.
  • the inductance of the secondary winding of the transformer is then dimensioned according to the Thompson formula, taking into account all capacitances of the converter circuit and a frequency which is about a factor of 1.3 higher than the converter series resonant frequency.
  • the driver stage is expediently designed as a push-pull driver, so that two voltage pulses of opposite polyarity are fed to the converter during each oscillation period.
  • the driver stage Expediently upstream of a symmetry stage which integrates the two voltage pulses of the push-pull driver and compares them with one another by means of a comparator which, in the case of asymmetry, adjusts the operating point of one of the push-pull drivers.
  • the operating voltage of the driver stage can be variably adjustable by the wobbler and / or the latching signal of the phase locked loop.
  • the operating voltage is regulated by a clocked power supply, the clock frequency of which corresponds to the oscillator frequency of the phase locked loop. In this way, disturbances in the phase-locked loop otherwise caused by clocked power supplies can be largely avoided.
  • the circuit arrangement shown in FIG. 1 serves in particular to operate a piezoelectric ultrasound transducer 1.
  • an oscillator controlled by a conventional phase-locked loop 2 and not shown in detail in the drawing is provided, the output frequency of which is from a driver stage 3, 4 is amplified, which feeds the converter 1 via a transformer 5.
  • the synchronization signal required to influence the phase-locked loop 2 is tapped at a winding 6 of the transformer 5.
  • a wobbler 7 is provided, which initially varies the oscillator frequency in a forced manner in order to find the series resonance frequency of the converter 1 denoted by 1.1 in FIG.
  • An adjustable phase shifter 8 which carries out a phase shift of the synchronization signal, is connected upstream of the phase detector of the phase locked loop 2.
  • the phase angle is set so that when the phase-locked loop 2 is engaged, a capacitive phase angle between current and voltage in the converter.
  • the phase-locked loop 2 In order to be able to maintain this phase condition, the phase-locked loop 2 must reduce the excitation frequency, as can be seen from the mutually assigned phase and impedance curve in FIG. 2a, so that the converter is operated in a quasi-forced oscillation below its resonance frequency.
  • FIG. 2a even small changes in the phase position lead to a likewise relatively small change in frequency, which, however, then results in a relatively strong change in the converter impedance.
  • phase angle in the converter 1 undergoes a slight shift due to a stronger damping of the converter 1, as shown in FIG. 3a, this results in an increase in frequency, which results in a reduction in the converter impedance and thus an increase in the power supplied pulls itself.
  • I L the current through the secondary winding 5.1 of the transformer 5
  • I C the current through an additional impedance 9 to be described below
  • I W the converter current and with U the voltage at the converter 1.
  • an additional impedance 9 which is formed by a capacitor connected in parallel with the converter 1, is provided in the converter circuit and reduces the phase steepness of the converter 1.
  • Both the capacitor forming the additional impedance 9 and the other capacitances not caused by the transducer 1, such as the cable capacitance, are dimensioned such that they each amount to approximately one third of the low-frequency measured basic capacitance of the transducer 1.
  • the inductance of the secondary winding 5.1 of the transformer 5 is then determined according to the Thompson formula, taking into account all capacitances of the converter circuit and on the basis of a frequency which is about a factor of 1.3 higher than the converter series resonant frequency.
  • 2c shows the phase and impedance curve associated with one another when the electrical resonance frequency is shifted to lower frequencies due to an LC element connected in parallel with the converter, that is to say it lies below the mechanical resonance frequency which is unchanged in terms of position. In this case, care must be taken to ensure that the electrical resonance frequency is so far away from the mechanical resonance frequency that the capacitive branch in turn has the necessary steepness.
  • the driver stage 3, 4 is designed in particular as a push-pull driver, as a result of which the converter 1 receives an excitation pulse during each half period. This ensures that the transducer 1, which oscillates freely outside the excitation pulses and is otherwise operated in forced oscillation, cannot run from the excitation frequency to the extent that disengagement of the phase locked loop 2 would have to be feared. In order to obtain an undistorted form of oscillation of the transducer 1 which is also in view of a uniform one If the droplet spectrum is desirable, the driver stage 3, 4 is preceded by a balancing stage 10 which integrates the two voltage pulses of the push-pull driver and compares them with one another by means of a comparator. In the event of an asymmetry of the two voltage pulses, the operating point of one of the two push-pull drivers is adjusted accordingly by the balancing stage.
  • the operating voltage of the voltage regulator 11 for the driver stage 3, 4 can be variably adjusted by the wobbler 7 or possibly also by the latching signal of the phase locked loop 2, as is indicated in the drawing by the line 12.
  • the voltage regulator 11 can therefore initially provide its maximum output voltage, which is reduced to the intended operating value after the start of the oscillation.
  • the transducer 1 always starts to oscillate with maximum power, since the phase-locked loop 2 initially engages at the series resonance frequency of the transducer 1, where it has its minimum impedance and therefore consumes the maximum possible power. It is only after the oscillation has started that the frequency is lowered and the excitation power is reduced as a result of the rise in impedance caused by this.
  • the operating voltage can also be regulated by a clocked power supply, the clock frequency of which advantageously corresponds to the oscillator frequency of the phase-locked loop, so that faults in the control loop are avoided.
  • a separate voltage regulator 13 is provided for the phase locked loop itself.
  • an overload protection 14 is provided, with the aid of which the primary-side current through the transformer 5 is monitored and, if necessary, the modulation is limited.
  • the liquid supply to the converter 1 can be delayed via a liquid valve 16 actuated by a timing element 15.

Description

  • Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur phasengesteuerten Leistungs- und Frequenzregelung eines Ultraschallwandlers, der von dem frequenzveränderlichen Oszillator eines Phasenregelkreises mit durch eine Treiberstufe verstärkten Spannungspulsen gespeist wird, wobei zunächst die Frequenz des Oszillators zum Auffinden der Resonanz des Ultraschallwandlers von einem Wobbler zwangsgeführt variiert und der Wobbler nach Einrasten des Phasenregelkreises auf die Resonanzfrequenz des Wandlers gesperrt wird. Weiter betrifft die Erfindung eine Vorrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens.
  • Aus der DE-PS 34 01 735 ist bereits eine Vorrichtung bekannt, die eine Durchführung des oben genannten Verfahrens ermöglicht. Diese Vorrichtung hat sich in der Praxis bewährt, zumal sie zahlreiche der früher beim Betrieb von Ultraschallwandlern bestandenen Probleme und Schwierigkeiten beseitigt hat. Bekanntlich muß bei der Verwendung von Ultraschallwandlern zur Flüssigkeitszerstäubung oder zu Schweißzwecken der die Anregungsfrequenz für den Wandler liefernde Oszillator sich auf zahlreiche sich ändernde Betriebseigenschaften des piezoelektrischen oder magnetostriktiven Wandlers einstellen können. So können zunächst Änderungen der Resonanzfrequenz des Wandlers auftreten, die von der Last am Wandler, von der Temperatur, sowie dem Alterungsgrad der Piezokeramik bzw. des magnetostriktiven Materials abhängig sind. Ferner treten Impedanzänderungen des Wandlers auf, die eine Abhängigkeit von der Frequenz, der Last, der Amplitude sowie der Temperatur zeigen. Diese Impedanzänderungen können darüber hinaus von den spezifischen Eigenschaften des Wandlerwerkstoffes, insbes. der physikalischen Eigenschaften der Piezoscheiben verursacht sein. Schließlich teten auch noch Änderungen des Phasenwinkels zwischen Strom und Spannung um Wandler auf, die ebenfalls von der Anregungsfrequenz, der Last, der Amplitude sowie der Temperatur abhängig sind. Diese genannten Erscheinungen treten in der praktischen Anwendung gemeinsam auf, so daß sich der Oszillator auf die sich daraus ergebenden Änderungen der Betriebsbedingungen einstellen können muß. Bei der Vorrichtung aus der DE-PS 34 01 735 gelingt dies insbes. durch die Verwendung eines Phasenregelkreises bereits weitgehend. Schwierigkeiten bereitet jedoch nach wie vor das Anschwingen des Wandlers unter großer Bedämpfung, wenn sich also beispielsweise ein restlicher Flüssigkeitstropfen auf dem Wandler befindet oder bereits vor dem Anschwingen nicht zerstäubte Flüssigkeit an dem Wandler entlang strömt. Dann reicht nämlich häufig die zur Verfügung stehende Anregungsenergie nicht aus, um den Wandler anschwingen zu lassen. Eine generelle Erhöhung der Anregungsleistung hätte dagegen den Nachteil eines unwirtschaftlichen Betriebs und würde die Gefahr einer Überlastung des Wandlers in sich bergen. Im übrigen bestimmt die von der Wandlerleistung beeinflußte Schwingungsamplitude auch die Tröpfchengröße, die sich in der Regel aus dem Anwendungszweck bestimmt, so daß schon aus diesem Grund der freien Variation der Anregungsleistung Grenzen gesetzt sind. Schließlich ist auch auf einen Betrieb des Ultraschallwandlers mit konstanter Schwingungsamplitude zu achten, um bei der Flüssigkeitszerstäubung ein gleichmäßiges Tröpfchenspektrum zu erhalten.
  • Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren der eingangs genannten Art so zu verbessern, daß ein Anschwingen des Wandlers auch bei hoher Anfangsbedämpfung sicher gewährleistet ist und auch bei starken Bedämpfungsänderungen ein Abreißen der Schwingung sicher vermieden wird.
  • Diese Aufgabe wird nach der Erfindung dadurch gelöst, daß nach dem Anschwingen des Ultraschallwandlers im Bereich seiner Serienresonanzfrequenz ein kapazitiver Phasenwinkel zwischen Strom und Spannung im Wandler eingestellt und betriebsmäßig aufrecht erhalten wird, so daß durch die Phasenregelung des Phasenregelkreises die Betriebsfrequenz des Oszillators gegenüber der Serienresonanzfrequenz des Wandlers verringert wird, wobei eine Änderung des Phasenwinkels infolge einer mechanischen Belastung des Wandlers zu einer Erhöhung der Betriebsfrequenz des Oszillators und damit zu einer Verschiebung in Richtung zur Serienresonanzfrequenz des Wandlers führt.
  • Der durch die Erfindung erreichte Fortschritt besteht im wesentlichen darin, daß der Ultraschallwandler im Gegensatz zu dem bisher bekannten Verfahren nicht in Resonanz, sondern knapp unterhalb seiner Resonanzfrequenz in einer quasi-erzwungenen Schwingung betrieben wird. Dies bedingt zwar, wegen der deutlich höheren Wandlerimpedanz außerhalb der Resonanzfrequenz, eine höhere Wandlerspannung als sie bei Betrieb in Resonanz nötig wäre, dafür kann jedoch wegen der starken Impedanzänderung im Bereich der Resonanzfrequenz schon durch geringere Frequenzänderungen die Anregungsleistung im Wandler wesentlich erhöht werden. Da ferner in der Nähe der Resonanzfrequenz des Wandlers die Phasensteilheit der Phasenwinkeländerung zwischen Strom und Spannung im Wandler in Abhängigkeit von der Frequenz sehr groß ist, führen durch die Bedämpfung des Wandlers verursachte Phasenwinkeländerungen zu einer Frequenzänderung in Richtung zur Resonanzfrequenz, die dann die beschriebene Erhöhung der Wandlerleistung zur Folge hat. Auf diese Weise ist das Verfahren hervorragend geeignet, dem Wandler für alle Betriebsfälle automatisch die zum optimalen Zerstäuben notwendige Leistung zuzuführen. Dadurch wird insbes. auch ein Abreißen der Schwingung bei zu großem Flüssigkeitsdurchsatz verhindert, darüber hinaus stellt sich die Wandlerleistung auch verschiedenen Flüssigkeitsdichten und Viskositäten der zu zerstäubenden Flüssigkeiten entsprechend ein.
  • Der kapazitive Phasenwinkel zwischen Strom und Spannung im Wandler liegt dabei vorzugsweise im Bereich zwischen -30° ind -85°.
  • Weiter empfiehlt es sich im Rahmen der Erfindung, daß die Phasensteilheit in dem unterhalb der Serienresonanzfrequenz liegenden Frequenzbereich durch eine Zusatzimpedanz im Wandlerkreis so eingestellt ist, daß die über die sinkende Wandlerimpedanz bei Verschiebung der Betriebsfrequenz hin zur Serienresonanzfrequenz ansteigende Wandlerleistung die Bedämpfung des Wandlers im wesentlichen kompensiert. Dadurch wird dem Wandler in jedem seiner Betriebszustände gerade etwa die hierfür erforderliche Leistung zugeführt.
  • Da wegen des angestrebten hohen Wirkungsgrades die Anregung des Wandlers pulsförmig erfolgt, der Wandler jedoch anschließend mit seiner demgegenüber abweichenden Eigenfrequenz weiterschwingen würde, empfiehlt es sich, daß dem Wandler pro Schwingungsperiode zwei Spannungsimpulse jeweils entgegen gesetzter Polarität zugeführt werden, die zeitlich um die halbe Schwingungsdauer gegeneinander versetzt sind. Dadurch wird verhindert, daß die Phasenregelschleife insbes. bei größerer Abweichung zwischen Eigenresonanz des Wandlers und Anregungsfrequenz ausrastet.
  • Um die Eigenschwingung des Wandlers andererseits nicht zu stark zu stören, empfiehlt es sich, daß die Dauer der Spannungspulse kleiner ist als ein Viertel der Periodendauer der Wandlerschwingung. Um eine unsymmetrische Schwingungsform zu vermeiden, empfiehlt es sich weiter, daß die Dauer der beiden Spannungspulse pro Schwingungsperiode durch Integration miteinander verglichen werden und die Dauer zumindest eines der beiden Spannungspulse auf Gleichheit der Beiden Spannungspulse geregelt wird.
  • Um ein schnelles und sicheres Einrasten der Phasenregelschleife zu erreichen, ist es weiter zweckmäßig, wenn der zum Auffinden der Resonanzfrequenz vorgesehene Wobbler bei einer unterhalb der Resonanzfrequenz des Wandlers liegenden Frequenz anläuft. Um dabei das sichere Einrasten des Phasenregelkreises zu erreichen, sollte sich der Wobbelvorgang etwa über 5 · 10³ Periodendauern der Resonanzfrequenzschwingung erstrecken. Weiter empfiehlt es sich, daß der Wobbelbereich auf einen keine weiteren Nebenresonanzen des Wandlers aufweisenden Frequenzbereich beschränkt ist, so daß sichergestellt ist, daß der Phasenregelkreis allein auf die Serienresonanzfrequenz des Wandlers einrasten kann.
  • Weiter betrifft die Erfindung eine Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens, insbes. zum Betrieb eines piezoelektrischen Ultraschallwandlers, mit einem von einem Phasenregelkreis gesteuerten Oszillator zur Erzeugung, einer Treiberstufe zur Verstärkung und einem Transformator zur Übertragung der Anregungspulse für den Wandler, wobei das zur Beeinflussung des Phasenregelkreises benötigte Synchronisationssignal an einer Wicklung des Transformators abgegriffen wird, sowie mit einem Wobbler, der zunächst zum Auffinden der Resonanzfrequenz des Wandlers die Oszillatorfrequenz zwangsgeführt variiert und nach Einrasten des Phasenregelkreises auf die Resonanzfrequenz gesperrt wird.
  • Vorrichtungsmäßig wird die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe dadurch gelöst, daß dem Phasendetektor des Phasenregelkreises ein einstellbares Phasendrehglied vorgeschaltet ist, dessen Phasendrehwinkel so eingestellt ist, daß bei eingerastetem Phasenregelkreis ein kapazitiver Phasenwinkel zwischen Strom und Spannung im Wandler aufrecht erhalten wird. Um bei einer Belastungserhöhung des Wandlers eine angepaßte Leistungserhöhung zu erreichen, ist im Wandlerkreis zweckmäßigerweise eine Zusatzimpedanz vorgesehen, die die frequenzabhängige Phasensteilheit unterhalb der Serienresonanzfrequenz des Wandlers verringert. Diese Zusatzimpedanz ist in bevorzugter Ausführungsform von einem dem Wandler parallel geschalteten Kondensator gebildet. Eine besonders zweckmäßige Anpassung ergibt sich dabei dann, wenn der die Zusatzimpedanz bildende Kondensator und die übrigen, nicht durch den Wandler bedingten Kapazitäten jeweils etwa ein Drittel der niederfrequent gemessenen Grundkapazität des Wandlers betragen. In weiter bevorzugter Ausführungsform der Erfindung ist dann die Induktivität der Sekundärwicklung des Transformators nach der Thompson-Formel unter Berücksichtigung aller Kapazitäten des Wandlerkreises und einer um etwa einen Faktor von 1,3 höheren Frequenz als der Wandlerserienresonanzfrequenz bemessen.
  • Um trotz der erzwungenen Schwingung eine gleichmäßige Anregung zu erreichen und ein Ausrasten des Phasenregelkreises zu verhindern, ist die Treiberstufe zweckmäßigerweise als Gegentakttreiber ausgebildet, so daß während jeder Schwingungsperiode dem Wandler jeweils zwei Spannungspulse entgegen gesetzter Polyarität zugeführt werden. Dabei ist der Treiberstufe zweckmäßigerweise eine Symmetriestufe vorgeschaltet, die die beiden Spannungspulse des Gegentakttreibers integriert und durch einen Komparator miteinander vergleicht, der bei Unsymmetrie den Arbeitspunkt eines der Gegentakttreiber verstellt.
  • Um eine noch weiterreichende Anpassung der Anregungsleistung zu erzielen, kann die Betriebsspannung der Treiberstufe durch den Wobbler und/oder das Rastsignal des Phasenregelkreises veränderlich einstellbar sein. Schließlich kann es sich auch zur Erzielung eines besonders günstigen Wirkungsgrades empfehlen, daß die Regelung der Betriebsspannung durch eine getaktete Stromversorgung erfolgt, wobei deren Taktfrequenz der Oszillatorfrequenz des Phasenregelkreises entspricht. Dadurch können sonst von getakteten Stromversorgungen hervorgerufene Störungen im Phasenregelkreis weitgehend vermieden werden.
  • Im folgenden wird die Erfindung an einem in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiel näher erläutert; es zeigen:
    • Fig. 1
    eine Vorrichtung nach der Erfindung in einem schematischen Blockschaltbild,
    Fig. 2
    den Frequenzgang und die Phasenlage eines Ultraschallwandlers im Resonanzbereich, wobei die Teilfigur 2b im wesentlichen der Teilfigur 2a entspricht und Fig. 2c die Dämpfung und Phasenlage bei dem Wandler parallelgeschaltetem LC-Glied zeigt,
    Fig. 3
    in den Teilfiguren a) und b) ein Vektordiagramm für einen Ultraschallwandler bei geringer bzw. bei hoher Belastung für den in Teilfigur c) dargestellten Sekundärkreis.
  • Die in Fig. 1 der Zeichnung dargestellte Schaltungsanordnung dient insbes. zum Betrieb eines piezoelektrischen Ultraschallwandlers 1. Zur Erzeugung der Anregungsfrequenz ist ein von einem üblichen Phasenregelkreis 2 gesteuerter, in der Zeichnung nicht im einzelnen dargestellter Oszillator vorgesehen, dessen Ausgangsfrequenz von einer Treiberstufe 3, 4 verstärkt wird, die über einen Transformator 5 den Wandler 1 speist. Das zur Beeinflussung des Phasenregelkreises 2 benötigte Synchronisationssignal wird an einer Wicklung 6 des Transformators 5 abgegriffen. Ferner ist ein Wobbler 7 vorgesehen, der zunächst zum Auffinden der in Fig. 2 mit 1.1 bezeichneten Serienresonanzfrequenz des Wandlers 1 die Oszillatorfrequenz zwangsgeführt variiert und nach Einrasten des Phasenregelkreises 2 auf die Resonanzfrequenz gesperrt wird.
  • Dem Phasendetektor des Phasenregelkreises 2 ist ein einstellbares Phasendrehglied 8 vorgeschaltet, das eine Phasenverschiebung des Synchronisationssignals vornimmt. Dabei ist dessen Phasenwinkel so eingestellt, daß bei eingerastetem Phasenregelkreis 2 ein kapazitiver Phasenwinkel zwischen Strom und Spannung im Wandler besteht. Um diese Phasenbedingung aufrecht erhalten zu können, muß der Phasenregelkreis 2, wie sich aus dem einander zugeordneten Phasen- und Impedanzverlauf in Fig.2a ergibt, die Anregungsfrequenz verringern, so daß der Wandler in einer quasi erzwungenen Schwingung unterhalb seiner Resonanzfrequenz betrieben wird. Wie sich dabei der Fig. 2a weiter entnehmen läßt, führen bereits geringe Veränderungen der Phasenlage zu einer ebenfalls verhältnismäßig geringen Frequenzänderung, die allerdings dann eine relativ starke Änderung der Wandlerimpedanz zur Folge hat. Wenn daher durch eine stärkere Bedämpfung des Wandlers 1, wie dies in Fig. 3a gezeigt ist, der Phasenwinkel im Wandler 1 eine geringfügige Verschiebung erfährt, so hat dies eine Frequenzerhöhung zur Folge, die eine Verringerung der Wandlerimpedanz und damit eine Erhöhung der zugeführten Leistung nach sich zieht. Im übringen ist in Fig. 3 mit IL der Strom durch die Sekundärwicklung 5.1 des Transformators 5, mit IC der Strom durch eine im folgenden noch zu beschreibende Zusatzimpedanz 9, mit IW der Wandlerstrom und mit U die Spannung am Wandler 1 bezeichnet. Der Phasenwinkel φ gibt die Phasenbeziehung zwischen dem Gesamtstrom Iges und der Spannung U an, wobei die sich bei Belastung des Wandlers 1 einstellende Phasenwinkeländerung Δφ = φ₁ - φ₂
    Figure imgb0001
     von dem Phasenregelkreis ausgewertet wird.
  • Um bei einer Erhöhung der Wandlerbelastung die richtige Nachregelung der Leistung zu erreichen, ist es erforderlich, die Phasensteilheit im Bereich unterhalb der Serienresonanzfrequenz des Wandlers entsprechend einzustellen. Hierzu ist im Wandlerkreis eine von einem dem Wandler 1 parallel geschalteten Kondensator gebildete Zusatzimpedanz 9 vorgesehen, die die Phasensteilheit des Wandlers 1 verringert. Sowohl der die Zusatzimpedanz 9 bildende Kondensator als auch die übrigen, nicht durch den Wandler 1 bedingten Kapazitäten wie etwa auch die Kabelkapazität sind dabei so bemessen, daß sie jeweils etwa ein Drittel der niederfrequent gemessenen Grundkapazität des Wandlers 1 betragen. Die Induktivität der Sekundärwicklung 5.1 des Transformators 5 bestimmt sich dann nach der Thompson-Formel unter Berücksichtigung aller Kapazitäten des Wandlerkreises und unter Zugrundelegung einer um etwa einen Faktor von 1,3 höheren Frequenz als der Wandlerserienresonanzfrequenz.
  • In Fig. 2c ist der einander zugeordnete Phasen- und Impedanzverlauf gezeigt, wenn die elektrische Resonanzfrequenz infolge eines zum Wandler parallel geschalteten LC-Gliedes zu tieferen Frequenzen hin verschoben ist, also unterhalb der - lagemäßig unveränderten - mechanischen Resonanzfrequenz zu liegen kommt. In diesem Fall muß dafür gesorgt werden, daß die elektrische von der mechanischen Resonanzfrequenz so weit entfernt liegt, daß der kapazitive Zweig wiederum die nötige Steilheit aufweist.
  • Die Treiberstufe 3, 4 ist im einzelnen als Gegentakttreiber ausgebildet, wodurch der Wandler 1 während jeder Halbperiode einen Anregungspuls erhält. Dadurch ist sichergestellt, daß der außerhalb der Anregungspulse frei schwingende, im übrigen in erzwungener Schwingung betriebene Wandler 1 nicht soweit aus der Anregungsfrequenz laufen kann, daß ein Ausrasten des Phasenregelkreises 2 zu befürchten wäre. Um eine möglichst unverzerrte Schwingungsform des Wandlers 1 zu erhalten, die auch im Hinblick auf ein gleichmäßiges Tröpfchenspektrum wünschenswert ist, ist der Treiberstufe 3, 4 eine Symmetrierstufe 10 vorgeschaltet, die die beiden Spannungspulse des Gegentakttreibers integriert und durch einen Komparator miteinander vergleicht. Bei einer Unsymmetrie der beiden Spannungspulse wird dann der Arbeitspunkt eines der beiden Gegentakttreiber durch die Symmetrierstufe entsprechend verstellt.
  • Um eine weitere Leistungsregelung zu erreichen, ist die Betriebsspannung des Spannungsreglers 11 für die Treiberstufe 3, 4 durch den Wobbler 7 bzw. gegebenenfalls auch durch das Rastsignal des Phasenregelkreises 2 veränderlich einstellbar, wie dies in der Zeichnung durch die Leitung 12 angedeutet ist. Zum Anschwingen kann daher der Spannungsregler 11 zunächst seine maximale Ausgangsspannung zur Verfügung stellen, die nach erfolgtem Anschwingen auf den vorgesehenen Betriebswert reduziert wird. Aber auch ohne diese zusätzliche Spannungsregelung erfolgt das Anschwingen des Wandlers 1 stets mit maximaler Leistung, da der Phasenregelkreis 2 zunächst auf der Serienresonanzfrequenz des Wandlers 1 einrastet, wo dieser seine minimale Impedanz besitzt und daher die maximal mögliche Leistung aufnimmt. Erst nach deem Anschwingen erfolgt dann über die Regelung der Phasenlage ein Absenken der Frequenz und infolge des dadurch bedingten Impedanzanstiegs eine Verringerung der Anregungsleistung.
  • Die Regelung der Betriebsspannung kann im übrigen durch eine getaktete Stromversorgung erfolgen, wobei deren Taktfrequenz vorteilhafterweise der Oszillatorfrequenz des Phasenregelkreises entspricht, so daß Störungen im Regelkreis vermieden werden. Für den Phasenregelkreis selbst ist dabei ein eigener Spannungsregler 13 vorgesehen.
  • Um eine Überlastung der Treiberstufe 3, 4 und/oder des Wandlers 1 zu vermeiden, ist ein Überlastschutz 14 vorgesehen, mit dessen Hilfe der primärseitige Strom durch den Transformator 5 überwacht und gegebenenfalls die Aussteuerung begrenzt wird.
  • Zur weiteren Verbesserung des Anschwingverhaltens kann die Flüssigkeitszufuhr zum Wandler 1 über ein durch ein Zeitglied 15 betätigtes Flüssigkeitsventil 16 verzögert erfolgen.

Claims (18)

  1. Verfahren zur phasengesteuerten Leistungs- und Frequenzregelung eines Ultraschallwandlers, der von dem frequenzveränderlichen Oszillator eines Phasenregelkreises mit durch eine Treiberstufe verstärkten Spannungspulsen gespeist wird, wobei zunächst die Frequenz des Oszillators zum Auffinden der Resonanz des Ultraschallwandlers von einem Wobbler zwangsgeführt variiert und der Wobbler nach Einrasten des Phasenregelkreises auf die Resonanzfrequenz des Wandlers gesperrt wird, dadurch gekennzeichnet, daß der Ultraschallwandler (1) zum Anschwingen zunächst auf seiner Serienresonanzfrequenz (1.1) angeregt und nach dem Anschwingen ein kapazitiver Phasenwinkel zwischen Strom und Spannung im Wandler (1) eingestellt und betriebsmäßig aufrecht erhalten wird, so daß durch die Phasenregelung des Phasenregelkreises (2) die Betriebsfrequenz des Oszillators gegenüber der Serienresonanzfrequenz (1.1) des Wandlers (1) verringert wird, wobei eine Änderung des Phasenwinkels infolge einer mechanischen Belastung des Wandlers (1) zu einer Erhöhung der Betriebsfrequenz des Oszillators und damit zu einer Verschiebung in Richtung zur Serienresonanzfrequenz (1.1) des Wandlers führt.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der kapazitive Phasenwinkel zwischen Strom und Spannung im Wandler (1) im Bereich zwischen -30° und -85° liegt.
  3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasensteilheit in dem unterhalb der Serienresonanzfrequenz (1.1) liegenden Frequenzbereich durch eine Zusatzimpedanz (9) im Wandlerkreis so eingestellt ist, daß die über die sinkende Wandlerimpedanz bei Verschiebung der Betriebsfrequenz hin zur Serienresonanzfrequenz (1.1) ansteigende Wandlerleistung die Bedämpfung des Wandlers im wesentlichen kompensiert.
  4. Verfahren nach den Ansprüchen 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß dem Wandler (1) pro Schwingungsperiode zwei Spannungspulse jeweils entgegengesetzter Polarität zugeführt werden, die zeitlich um die halbe Schwingungsdauer gegeneinander versetzt sind.
  5. Verfahren nach den Ansprüchen 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Dauer der Spannungspulse kleiner ist als ein Viertel der Periodendauer der Wandlerschwingung.
  6. Verfahren nach den Ansprüchen 4 und 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Dauer der beiden Spannungsimpulse pro Schwingungsperiode durch Integration miteinander verglichen wird und die Dauer zumindest eines der beiden Spannungspulse auf Gleichheit der beiden Spannungspulse geregelt wird.
  7. Verfahren nach den Ansprüchen 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der zum Auffinden der Resonanzfrequenz (1.1) vorgesehene Wobbler (7) bei einer unterhalb der Resonanzfrequenz (1.1) des Wandlers (1) liegenden Frequenz anläuft.
  8. Verfahren nach Anspruch 1 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Wobbelvorgang sich etwa über 5 · 10³ Periodendauern der Resonanzfrequenzschwingung erstreckt.
  9. Verfahren nach den Ansprüchen 1 und 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Wobbelbereich auf einen keine weiteren Nebenresonanzen des Wandlers (1) aufweisenden Frequenzbereich beschränkt ist.
  10. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, insbes. zum Betrieb eines piezoelektrischen Ultraschallwandlers, mit einem von einem Phasenregelkreis (2) gesteuerten Oszillator zur Erzeugung, einer Treiberstufe (3, 4) zur Verstärkung und einem Transformator (5) zur Übertragung der Anregungspulse für den Wandler (1), wobei das zur Beeinflussung des Phasenregelkreises (2) benötigte Synchronisationssignal an einer Wicklung (6) des Transformators (5) abgegriffen wird, sowie mit einem Wobbler (7), der zunächst zum Auffinden der Resonanzfrequenz (1.1) des Wandlers (1) die Oszillatorfrequenz zwangsgeführt variiert und nach Einrasten des Phasenregelkreises (2) auf die Resonanzfrequenz (1.1) gesperrt wird, dadurch gekennzeichnet, daß dem Phasendetektor des Phasenregelkreises (2) ein einstellbares Phasendrehglied (8) vorgeschaltet ist, dessen Phasendrehwinkel so eingestellt ist, daß bei eingerastetem Phasenregelkreis (2) ein kapazitiver Phasenwinkel zwischen Strom und Spannung im Wandler (1) aufrecht erhalten wird.
  11. Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß im Wandlerkreis eine Zusatzimpedanz (9) vorgesehen ist, die die frequenzabhängige Phasensteilheit unterhalb der Serienresonanzfrequenz (1.1) des Wandlers (1) verringert.
  12. Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Zusatzimpedanz (9) von einem dem Wandler (1) parallel geschalteten Kondensator gebildet ist.
  13. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß der die Zusatzimpedanz (9) bildende Kondensator und die übrigen, nicht durch den Wandler (1) bedingten Kapazitäten jeweils etwa ein Drittel der niederfrequent gemessenen Grundkapazität des Wandlers (1) betragen.
  14. Vorrichtung nach den Ansprüchen 10 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivität der Sekundärwicklung (5.1) des Transformators (5) nach der Thompson-Formel unter Berücksichtigung aller Kapazitäten des Wandlerkreises und einer um etwa einen Faktor von 1,3 höheren Frequenz als der Wandlerserienresonanzfrequenz (1.1) bemessen ist.
  15. Vorrichtung nach den Ansprüchen 10 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Treiberstufe (3, 4) als Gegentakttreiber ausgebildet ist.
  16. Vorrichtung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß der Treiberstufe (3, 4) eine Symmetrierstufe (10) vorgeschaltet ist, die die beiden Spannungspulse des Gegentakttreibers integriert und durch einen Komparator miteinander vergleicht, der bei Unsymmetrie den Arbeitspunkt eines der Gegentakttreiber verstellt.
  17. Vorrichtung nach den Ansprüchen 10 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Betriebsspannung der Treiberstufe (3, 4) durch den Wobbler (7) und/oder das Rastsignal des Phasenregelkreises (2) veränderlich einstellbar ist.
  18. Vorrichtung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelung der Betriebssspannung der Treiberstufe (3, 4) durch eine getaktete Stromversorgung erfolgt, wobei deren Taktfrequenz der Oszillatorfrequenz des Phasenregelkreises (2) entspricht.
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