EP1095712A1 - Verfahren zum Regeln der Spannungsversorgung für einen Ultraschallkonverter und Ultraschallgenerator - Google Patents

Verfahren zum Regeln der Spannungsversorgung für einen Ultraschallkonverter und Ultraschallgenerator Download PDF

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EP1095712A1
EP1095712A1 EP99121286A EP99121286A EP1095712A1 EP 1095712 A1 EP1095712 A1 EP 1095712A1 EP 99121286 A EP99121286 A EP 99121286A EP 99121286 A EP99121286 A EP 99121286A EP 1095712 A1 EP1095712 A1 EP 1095712A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
voltage
converter
frequency
pzt
ultrasound
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP99121286A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Peter Solenthaler
Paul Lampel
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Telsonic AG
Original Assignee
Telsonic AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Telsonic AG filed Critical Telsonic AG
Priority to EP99121286A priority Critical patent/EP1095712A1/de
Publication of EP1095712A1 publication Critical patent/EP1095712A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B06—GENERATING OR TRANSMITTING MECHANICAL VIBRATIONS IN GENERAL
    • B06B—METHODS OR APPARATUS FOR GENERATING OR TRANSMITTING MECHANICAL VIBRATIONS OF INFRASONIC, SONIC, OR ULTRASONIC FREQUENCY, e.g. FOR PERFORMING MECHANICAL WORK IN GENERAL
    • B06B1/00—Methods or apparatus for generating mechanical vibrations of infrasonic, sonic, or ultrasonic frequency
    • B06B1/02—Methods or apparatus for generating mechanical vibrations of infrasonic, sonic, or ultrasonic frequency making use of electrical energy
    • B06B1/0207—Driving circuits
    • B06B1/0223—Driving circuits for generating signals continuous in time
    • B06B1/0238—Driving circuits for generating signals continuous in time of a single frequency, e.g. a sine-wave
    • B06B1/0246—Driving circuits for generating signals continuous in time of a single frequency, e.g. a sine-wave with a feedback signal

Definitions

  • the invention relates to a method for regulating the voltage supply for a Ultrasonic converter and an ultrasonic generator with the features of the generic term of the independent claims.
  • Piezoelectric transducer systems are primarily used here because of the capacitive component of the converter in the work area one series and one Have parallel resonance frequency. The same conditions also apply to magnetostrictive transducers, in which only the capacitive component by a is replaced inductive and vice versa.
  • Narrow-band ultrasound converter primarily when used in welding systems for Plastics and metals have to be operated exactly at their resonance frequency, to guarantee a constant vibration amplitude and on the other hand for a reliable operation with increasing load the voltage and Keep current values at the converter within limits.
  • Ultrasonic converters are used in a wide variety of applications. Areas of application are e.g. Welding, cutting, cleaning, screening, sonochemistry and many other applications.
  • the load changes frequently during operation. Through the Coupling the converter to the load becomes the resonant frequency of the converter out of tune during operation and must be readjusted very quickly by means of a regulation become.
  • ultrasonic welding e.g. the welding sonotrode with increasing force pressed on the object to be welded, which in turn on an anvil or bracket.
  • the values that limit the performance of the ultrasonic converter are Converter voltage and the converter temperature. Sufficient cooling is usually sufficient is present so that the problem of converter temperature is easier to solve.
  • the ultrasonic generator (with increasing load) is operated at the parallel resonance frequency f p .
  • the generator works together with the converter as a constant current source in order to keep the mechanical vibration amplitude constant with a variable load.
  • This circuit design means that the active power output is proportional to the load resistance when the converter is operated at its own resonances.
  • the ultrasonic transducer is operated with a constant amplitude.
  • the load on the ultrasound converter may not be increased further in known control methods in order to avoid destruction of the ultrasound converter, in particular of the piezoelectric disks (PZT).
  • phase locked loop It is known to frequency with analog phase locked loops based on the phased locked loop (PLL) circuit to regulate.
  • PLL phased locked loop
  • power means active power. Otherwise it is on Scheinoder Reactive power referenced.
  • the method according to the invention should also be sufficiently fast to achieve a Destruction of the ultrasound converter, to prevent in the event of rapid load changes.
  • a Another object of the present invention is an ultrasonic generator to create that is suitable for performing the inventive method.
  • the converter voltage increases in a first time period increasing load.
  • the voltage supply is regulated in this first time period in a manner known per se.
  • a similar procedure could also be used use sensibly with decreasing load.
  • the periods would be reversed i.e. the second period of high load comes before the Period with low load.
  • Rise and fall of the load can of course can also be repeated in the method and generator according to the invention.
  • Converter voltage in a second time period the amplitude of the output voltage of the ultrasonic generator and / or the frequency of the generator changed in such a way that the converter voltage becomes smaller as the load increases or preferably is or remains equal to the threshold.
  • the method according to the invention makes it possible to further increase the load (R s ) on the ultrasound converter even when the maximum permissible converter voltage is reached. So that the load on the ultrasound converter can be increased further without the risk of destroying the ultrasound converter, either the mechanical amplitude is reduced by reducing the voltage U o and / or the operating frequency of the ultrasound generator is shifted to a range in which the converter voltage is lower. than in the parallel resonance frequency (with the same load).
  • ⁇ are 0 for the serial resonance frequency and 0 for the parallel one Resonance frequency equal to 1 (this provided that the compensation on the converter is matched).
  • the load can continue to increase (R s ) provided that either the voltage U 0 is reduced (the value U 0 in the formula for the converter voltage is reduced, which reduces the active power) and / or if the value of ⁇ in the above formula is reduced.
  • the reduction in the value of ⁇ corresponds to a shift in the operating frequency of the generator from the parallel resonance frequency in the direction of the serial resonance frequency.
  • the phase shift between the voltage U o supplied by the ultrasound generator and the output current I out serves as a controlled variable in the first time period.
  • the setpoint of the phase shift is aimed at a minimum value of the phase shift, ideally 0 °.
  • the frequency of the ultrasonic generator is a manipulated variable. Controlling the phase shift to the value 0 ° means that the generator is operated at a frequency which corresponds to the parallel resonance frequency of the converter. An operation in the serial resonance frequency would be preferable in view of the converter voltage. However, this is because of the missing zero crossing of the phase between the voltage U 0 and the current l out in the case of serial resonance cannot be realized with previously known controllers.
  • the output power of the generator with increasing load on the ultrasonic converter kept constant.
  • the frequency of the ultrasonic generator from the parallel resonance frequency towards the serial resonance frequency changed.
  • the second period, the converter voltage is kept constant and the frequency of the Ultrasonic generator, for example, with increasing load in the direction of the serial resonance frequency updated.
  • the phase shift control variable is advantageous in the first area.
  • the setpoint the phase shift follows an adjustable setpoint curve.
  • the setpoint curve is predetermined depending on the circuit, preferably by a microprocessor, Microcontroller or digital signal processor specified.
  • the second area of the second time period preferably begins when the Frequency of the ultrasound generator approximately the serial resonance frequency of the converter corresponds.
  • the value of the serial and parallel resonance frequency is preferably determined automatically before a load R s is applied to the ultrasound converter or while the load R s is still relatively low, ie when the resonance circuit has a high quality (Q).
  • the value of the frequency spacing and other parameters determined in this way can stored and used to mark the beginning of the second area in the to determine the second period. If the frequency of the generator is going out from the parallel resonance frequency by the previously determined frequency spacing has changed, the frequency of the generator corresponds approximately to the serial resonance frequency. Since the frequency spacing usually changes with increasing load, in general, however, the generator frequency is not exactly the serial resonance frequency correspond.
  • the converter voltage is kept constant at this value when the threshold value of the converter voltage is reached.
  • the voltage U o of the generator is reduced.
  • the phase difference is regulated to a minimum value as defined above, preferably towards zero, so that the frequency of the ultrasound generator roughly follows the parallel resonance frequency.
  • This exemplary embodiment also allows extended operation with a further increasing load, even if the maximum permissible converter voltage has already been reached. In comparison to the first exemplary embodiment, the output power is limited more quickly.
  • the method according to the invention is advantageously carried out with a combination of a fast analog controller part with a slow digital actuator.
  • the analog controller reacts immediately with every load change, the digital controller only intervenes if the phases, current and voltage values have exceeded a certain limit. If the converter voltage is too high, the microcontroller then shifts the operating frequency to a range in the vicinity of f s . This allows the system to be typical at the same voltage 2 deliver greater performance. It is necessary to use an analog component in the control so that short reaction times can be achieved.
  • the regulation of the phase shift requires an adjustment of the frequency of the generator serving as the manipulated variable in the range of milliseconds.
  • control according to the present invention has an additional digital component.
  • the digital component acts on the analog part of the control, in particular by specifying a changed setpoint for the phase shift.
  • the proportion of analog and digital control is variably adjustable.
  • the generator assigns circuits for analog signal processing and circuits digital signal processing.
  • the circuits for digital signal processing work advantageous to that of analog signal processing.
  • FIG. 1 shows the equivalent circuit diagram for an ultrasound generator 2 with an ultrasound converter 1.
  • the generator 2 is operated as a current source and supplies a voltage U 0 with a frequency f, which leads to a converter voltage U pzt and an output current l out .
  • L k denotes an inductive compensation arrangement by means of which the output circuit of the ultrasound generator 2 is matched to the ultrasound converter 1.
  • l out denotes the current supplied by the ultrasonic generator 2.
  • U pzt denotes the converter voltage .
  • the converter voltage is the voltage that is present at the PZT elements (disks) of the ultrasound converter 1.
  • the load acting on the ultrasound converter 1 is denoted by R s .
  • the quantities L s and C s are the electrical equivalents of the mass and the elasticity of the mechanical vibrating structure.
  • Curve 21 denotes the maximum output active power to be achieved when operating the generator in the parallel resonance frequency f p .
  • the power is limited by the maximum voltage U pzt max that can be applied to the converter.
  • Curve 22 denotes the maximum output power that can be reached when the ultrasound generator 2 is operated in the serial resonance frequency f s .
  • the curve 23 shows the profile of the output power of the ultrasound generator 2 in a first embodiment.
  • a first time period t 1 , t 2 the voltage U 0 and thus the mechanical amplitude are kept constant.
  • the output power of generator 2 increases.
  • the frequency f of the ultrasound generator 2 tracks the changing parallel resonance frequency. The tracking is carried out by regulating the difference in the phase position of the voltage U 0 and the output current I out to a value close to 0 °.
  • the voltage U 0 the mechanical amplitude is reduced.
  • the converter voltage U pzt is kept at the maximum permissible value U pzt max.
  • the converter voltage U pzt is a controlled variable.
  • the setpoint is U pzt max .
  • the manipulated variable is voltage U 0 .
  • the voltage U 0 is reduced to a value which corresponds to approximately 50% of the mechanical amplitude in the first partial time period t 1 , t 2 .
  • FIG. 1 An alternative exemplary embodiment is shown in FIG.
  • the second time period t 2 , t 3 is divided into a first area t 2 , t x and a second area t x , t 3 .
  • the regulation in the first and in the second area is different.
  • Curve 24 shows the course of the output power in the alternative embodiment.
  • the output power P out of the generator is kept constant at the maximum value of 100% power with increasing load (R s ), but may also increase.
  • the controlled variable is P out while the voltage U 0 is the manipulated variable.
  • the frequency f of the voltage U 0 is changed from the value of the parallel resonance frequency f p in the direction of the serial resonance frequency f s .
  • the change in frequency f is controlled by regulating the phase difference between voltage U 0 and output current l out on a corresponding setpoint curve (FIG. 5). Starting from the previously determined frequency spacing ⁇ f between the parallel resonance frequency f p and the serial resonance frequency f s , the frequency is shifted from the parallel resonance frequency f p by the frequency spacing ⁇ f.
  • the phase shift ⁇ is regulated to 0 °.
  • the manipulated variable is the frequency f of the voltage U 0
  • the output power P out is kept constant.
  • the phase shift ⁇ no longer has a constant setpoint but follows a setpoint curve which is determined by the digital controller part (see FIG. 5).
  • the setpoint for the permissible phase shift ⁇ is determined in the microprocessor on the basis of the values of U 0 , l out and U pzt .
  • the manipulated variables are the frequency f and the voltage value of U 0. A combination of a digital and analog control method is therefore shown schematically in FIG.
  • the phase shift ⁇ is kept constant.
  • the phase shift is kept constant at the value close to 0 °.
  • the phase shift is kept at a constant value in the second region t x , t 3 . It is thereby achieved that the frequency f of the voltage U 0 roughly follows the serial resonance frequency which changes as the load increases.
  • the converter voltage U pzt is regulated to a constant (to the maximum permissible) value in the time period t 2 , t 3 according to FIG. 2 or in the second range t x , t 3 according to FIG. 3.
  • the manipulated variables are the frequency f and the voltage U 0 of the generator 2.
  • the digital controller is not absolutely necessary since the phase shift ⁇ is regulated to the value close to 0 °.
  • the phase shift .DELTA..phi . Is regulated to a predetermined value specified by the digital controller and dependent on U 0 , l out and U pzt .
  • FIG. 4 shows schematically the dependence of the amount of the load impedance Z L (with a low load) on the frequency f of the voltage U 0 . If the frequency f corresponds to the parallel resonance frequency f p , the load impedance Z L is at a maximum. If the frequency corresponds to the serial resonance frequency f s , the load impedance Z L is minimal.
  • the curve shown in FIG. 4 is determined with a frequency scan.
  • the parallel resonance frequency f p and the frequency spacing ⁇ f between the parallel resonance frequency f p and the serial resonance frequency f s can thus be determined.
  • the measurement of the parallel resonance frequency f p with small loads (idling) makes it possible to start at the beginning of the process with a frequency f of the generator 2 which is close to or corresponds to the parallel resonance frequency f p .
  • the frequency spacing ⁇ f allows the generator to be guided from the parallel resonance frequency in the direction of the serial resonance frequency in the region t 2 , t x according to FIG. 3.
  • FIG. 5 shows a possible setpoint curve for the phase shift according to the exemplary embodiment from FIG. 3.
  • the phase shift ⁇ is constantly regulated to 0 °. This ensures that the frequency f of the voltage U 0 follows the parallel resonance frequency f p .
  • a change in the phase shift ⁇ is permitted in a first range t 2 , t x .
  • the change is specified by the digital controller 3.
  • the phase difference ⁇ is changed so that at time t x the frequency f of the voltage U 0 has changed by approximately the frequency constant ⁇ f compared to the parallel resonance frequency f p .
  • the frequency f of the voltage U 0 corresponds approximately to the serial resonance frequency f s .
  • the phase shift is kept constant at this value.
  • FIG. 6 shows schematically the combination of an analog controller 4 with a digital controller 3 shown.
  • the time-dependent values of the voltage U 0 , the output current I out and the converter voltage U pzt are measured with a measuring arrangement 5.
  • an analog regulator part 4 is used which regulates the generator 2 in frequency f.
  • the setpoint for the phase shift between the voltage U 0 and the output current I out is predetermined for the analog controller 4.
  • the digital controller 3 is programmed (in the exemplary embodiment according to FIG. 3) such that the converter voltage U pzt is specified as a phase shift close to 0 ° until a threshold value U pzt max is reached.
  • the digital controller 3 specifies a phase shift ⁇ which changes according to FIG.
  • the increase in the phase shift can also be gradual, progressive, degressive (see dashed curves in FIG. 5).
  • the digital controller 3 again specifies a constant value for the phase shift ⁇ , which is not, however, equal to 0 °. In this time period, the digital controller also specifies a regulation of the output power P out to the maximum value of 100% nominal power.
  • the analog control loop does not detect a usable phase signal, the takes over digital controller 100% control of the frequency and is calculated from the measured Values the load impedance, which is needed to regulate the frequency.
  • the digital controller contains algorithms that work with multiple resonances in the work area automatically reduce the control range of both controllers and the optimal working frequency selects.
  • the digital controller communicates with a bus and / or user interface. All operating states can a superimposed control or computer for control and Logging will be passed.
  • FIG. 7 shows the schematic block or functional circuit diagram of a control circuit for the ultrasonic generator according to the invention. According to FIG. 7, the proportion is one analog and digital control variably adjustable.
  • the control circuit has a phase comparator 30 for determining the phase between the feedback variables voltage U 0 and output current I out .
  • the phase shift ⁇ determined by the phase comparator 30 is compared in a setpoint comparator 31 with a setpoint ⁇ setpoint.
  • the setpoint ⁇ set is specified by a setpoint generator 40.
  • a setpoint generator or actuator 33 can specify a variable setpoint.
  • the setpoint value output by the actuator 33 can be determined by a digital signal processing arrangement 34.
  • Various setpoints or setpoint curves are specified on the basis of the measured variables output current, voltage and converter voltage.
  • a controller 32 changes via a voltage controlled oscillator acting as an actuator 36 the frequency f of the generator 2.
  • a value of zero or close to zero can be specified by the actuator 40 as the setpoint for the phase shift ⁇ .
  • this operating mode is used.
  • the control is preferably carried out only by the controller 32 in the manner described and thus 100% analog.
  • the control loop also has a threshold limiter 38 for a minimum frequency f min and a maximum frequency f max of the voltage controlled oscillator 36.
  • the frequency range in which the frequency of the oscillator 36 can be adjusted can be determined using the threshold value limiter 38.
  • the limits of the analog control can also be set by the oscillator 36.
  • the control circuit also has schematically illustrated means 35 for switching on and off of the analog controller 32.
  • the analog controller 32 is switched off.
  • the regulation then takes place exclusively digitally via the digital frequency controller 37. This can be done manually or depending on the operating parameters (especially l out U o and U pzt ) by the switch-off means 35.
  • the control loop also has a digital frequency controller 37.
  • the frequency f of the generator 2 can be regulated via a circuit 39 for changing (ie increasing or reducing) the frequency.
  • the proportion is determined by setting the minimum and maximum threshold values f min and f max for the voltage controlled oscillator 36.
  • the frequency of the generator 2 is determined both by the frequency controller 37 and the circuit 39 and by the controller 32 and the oscillator 36. In this context, it is conceivable to influence the threshold limiter 38 with a microprocessor which interacts with the digital frequency controller 37.
  • the working curves of the controllers 32 and 37 as well as the actuator 33 and the setpoint generator 40 can be empirically predetermined and z. B. save and from one Call and process the microprocessor. The goal is maximum output power driving at the various load conditions and destroying the converter to prevent.
  • the properties of the resonance system can be advantageous before starting operation by operating the arrangement in a partial load range.
  • FIG. 8 shows an equivalent circuit diagram of an exemplary embodiment in which the properties of the resonance system are determined by a frequency scan.
  • a resistor R m is inserted in series between the generator 2 and the ultrasound converter 1 in FIG.
  • the resistor R m makes it possible to exclude the risk of overvoltage or overcurrent during the frequency scan to determine the frequency spacing ⁇ f.
  • the resistor R m is bridged during normal operation.
  • the values for ⁇ f and f p and f s determined in this partial load operation can be measured in a known manner by measuring arrangements (not shown) and used for the readjustment of the controllers 37 and 32 as well as the threshold value transmitter 38 and the actuator 33.
  • This system could also work with ultrasonic generators using a different method operate as the one described above for performing a secure frequency scan be beneficial.

Abstract

In einem Verfahren zum Regeln der Spannungsversorgung eines Ultraschallkonverters (1) wird bei Erreichen eines Schwellwertes (Upzt max) für die Konverterspannung (Upzt) bei zunehmender Last die Amplitude (A) und/oder die Frequenz (f) der Spannung (Uo) so geregelt, dass die Konverterspannung (Upzt) gleich oder kleiner dem Schwellwert (Upzt max) bleibt. Zum Durchführen des Verfahrens wird ein Ultraschallgenerator (2) beschrieben, der einen digitalen und einen analogen Regler aufweist. <IMAGE>

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Regeln der Spannungsversorgung für einen Ultraschallkonverter und einen Ultraschallgenerator mit den Merkmalen des Oberbegriffs der unabhängigen Patentansprüche.
Vornehmlich werden hier piezoelektrische Wandlersysteme eingesetzt, die wegen der kapazitiven Komponente des Wandlers jeweils im Arbeitsbereich eine Serie- und eine Parallelresonanzfrequenz aufweisen. Die gleichen Verhältnisse gelten aber auch für magnetostriktive Wandler, bei denen lediglich die kapazitive Komponente durch eine induktive ersetzt wird und umgekehrt.
Schmalbandige Ultraschallkonverter, vornehmlich beim Einsatz in Schweissanlagen für Kunststoffe und Metalle müssen exakt auf ihre Resonanzfrequenz betrieben werden, um eine möglichst konstante Schwingungsamplitude zu garantieren und andererseits für eine zuverlässige Arbeitsweise bei ansteigender Belastung die Spannungs- und Stromwerte an dem Wandler in Grenzen zu halten.
Ultraschallkonverter werden in den verschiedensten Anwendungsgebieten eingesetzt. Einsatzgebiete sind z.B. Schweissen, Schneiden, Reinigen, Sieben, Sonochchemie und viele andere Applikationen. Dabei verändert sich häufig die Last im Betrieb. Durch die Ankoppelung des Konverters an die Last wird die Resonanzfrequenz des Wandlers während des Bertiebs verstimmt und muss durch eine Regelung sehr schnell nachgeregelt werden.
Beim Ultraschallschweissen wird z.B. die Schweisssonotrode mit zunehmender Kraft auf den zu schweissenden Gegenstand gedrückt, welcher wiederum auf einem Amboss oder Halterung liegt.
Es ist bekannt, die Spannungsversorgung für einen Ultraschallkonverter so zu regeln, dass die Arbeitsfrequenz f des Ultraschallgenerators der parallelen Resonanzfrequenz des Konverters folgt.
Die Werte, die die Leistungsfähigkeit des Ultraschallkonverters begrenzen, sind die Konverterspannung und die Konvertertemperatur. Üblicherweise ist ausreichend Kühlung vorhanden, sodass das Problem der Konvertertemperatur einfacher zu lösen ist.
Um eine Beschädigung des Ultraschallkonverters durch Überlast (zu hohe Spannung / zu hohe Temperatur) zu vermeiden, darf die Konverterspannung, welche die E-Feld-stärke definiert, einen maximal zulässigen Wert nicht übersteigen.
In bekannten Verfahren wird der Ultraschallgenerator (bei zunehmender Last) auf der parallelen Resonanzfrequenz fp betrieben. Der Generator arbeitet mit dem Wandler zusammen als Konstantstromquelle, um die mechanische Schwingungsamplitude bei variabler Last konstant zu halten. Durch diese Schaltungsauslegung ist die abgegebene Wirkleistung proportional zum Lastwiderstand, wenn der Wandler auf seinen Eigenresonanzen betrieben wird. Der Ultraschallwandler wird dabei mit konstanter Amplitude betrieben. Sobald die Last am Ultraschallkonverter so gross ist, dass die maximale Spannung Upzt des Konverters erreicht ist, darf bei bekannten Regelungsverfahren die Last am Ultraschallkonverter nicht weiter erhöht werden, um eine Zerstörung des Ultraschallkonverters, insbesondere der piezoelektrischen Scheiben (PZT) zu vermeiden.
Es ist bekannt, die Frequenz mit analogen Phasenregelkreisen auf Basis der Phased-Locked-Loop (PLL) Schaltung zu regeln. Der Nachteil dieser Schaltung ist, dass stets ein sauberes Phasensignal, d.h. eindeutige Lastbedingungen vorhanden sein müssen.
Bei unterschiedlichen Lastverhältnissen und im Speziellen bei hohen Leistungen, sowie bereits geringem nichtlinearem Verhalten der Bauteile, z.B. Sättigung der Kompensationsinduktivität Lk oder verstimmte Kompensation, ist dieses aber nicht einwandfrei zu gewährleisten. Die Folge ist ein Arbeiten auf nicht optimaler Resonanz. Daraus folgt eine zu hohe Spannung und/oder Strom am piezoelektrischen Wandler. Aus Sicherheitsgründen müssen die Werte begrenzt werden, was in der Praxis stets zum Betrieb mit reduzierter Leistung führt.
Leistung heisst in diesem Zusammenhang Wirkleistung. Ansonsten wird auf Scheinoder Blindleistung verwiesen.
Bekannt sind auch seit der industriellen Verbreitung von Mikrokontrollern reine digitale Frequenzsteller gemäss EP 0 662 356, die aus digitalisierten Wandlerstrom und Spannung, bzw. deren Phasenverschiebung, regeln. Der Inhalt dieser Anmeldung wird ausdrücklich in die vorliegende Anmeldung aufgenommen. Diese Systeme alleine sind aber wegen der Mittelwertbildung, der Abtastung und Digitalisierung zu langsam für eine Regelung bei schnell ändernder Belastung mit hoher Güte des Schwingsystems (Q) z.B. in Schweiss- und/oder Schneide-Anwendungen mit hoher geforderter Dynamik.
Es ist eine Aufgabe der Erfindung, die Nachteile des Bekannten zu vermeiden, insbesondere also ein Verfahren zum Regeln der Spannungsversorgung eines Ultraschallkonverters und einen Ultraschallkonverter zu schaffen, welche den Betrieb des Ultraschallkonverters auch nach dem Erreichen der maximalen Leistung des Konverters mit weiter zunehmender Last Rs erlauben.
Das erfindungsgemässe Verfahren soll ausserdem ausreichend schnell sein, um eine Zerstörung des Ultraschallkonverters, bei schneller Laständerung zu verhindern. Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Ultraschallgenerator zu schaffen, der sich für die Durchführung des erfindungsgemässen Verfahrens eignet.
Erfindungsgemäss werden diese Aufgaben mit einem Verfahren und einem Ultraschallgenerator mit den Merkmalen des kennzeichnenden Teils der unabhängigen Patentansprüche gelöst.
In einem Verfahren zum Regeln der Spannungsversorgung eines Ultraschallkonverters bei veränderlicher Last nimmt in einem ersten Zeitabschnitt die Konverterspannung bei zunehmender Last zu. In diesem ersten Zeitabschnitt erfolgt die Regelung der Spannungsversorgung in an sich bekannter Weise. Ein ähnliches Verfahren liesse sich auch bei abnehmender Last sinnvoll einsetzen. Dabei würden sich die Zeitabschnitte vertauschen, d.h. der zweite Zeitabschnitt mit hoher Last kommt im Betriebsablauf vor dem Zeitabschnitt mit geringer Last. Anstieg und Abfall der Last kann selbstverständlich auch wiederholt beim erfindungsgemässen Verfahren und Generator durchlaufen werden.
Erfindungsgemäss wird nach Erreichen eines vorbestimmbaren Schwellwertes der Konverterspannung in einem zweiten Zeitabschnitt die Amplitude der Ausgangsspannung des Ultraschallgenerators derart reduziert und/oder die Frequenz des Generators derart verändert, dass bei weiter zunehmender Last die Konverterspannung kleiner oder vorzugsweise gleich dem Schwellwert ist oder bleibt.
Das erfindungsgemässe Verfahren erlaubt es, auch bei Erreichen der maximal zulässigen Konverterspannung die Last (Rs) am Ultraschallkonverter weiter zu erhöhen. Damit die Last am Ultraschallkonverter ohne Gefahr der Zerstörung des Ultraschallkonverters weiter erhöht werden kann, wird entweder die mechanische Amplitude, durch Reduktion der Spannung Uo, reduziert und/oder die Betriebsfrequenz des Ultraschallgenerators wird in einen Bereich verschoben, in welchem die Konverterspannung kleiner ist, als in der parallelen Resonanzfrequenz (bei gleicher Last).
Die Konverterspannung steigt wie folgt an: Up=1 Uo =χ2+ Rs Zo
Wobei die Normierungsimpedanz Z0: Zo= Lk Co
Die Werte für χ sind bei der seriellen Resonanzfrequenz gleich 0 und bei der parallelen Resonanzfrequenz gleich 1 (dies unter der Voraussetzung, dass die Kompensation auf den Konverter abgestimmt ist).
Der Wert der Kompensation Lk beträgt dabei Lk=1w2 .Co Aus der Formel für die Konverterspannung ist ersichtlich, dass die Konverterspannung im Falle der seriellen Resonanzfrequenz ( χ = 0) immer kleiner ist, als im Fall der parallelen Resonanzfrequenz ( χ = 1).
Sobald die maximal zulässige Konverterspannung erreicht wird, kann mit weiter zunehmender Last (Rs) gearbeitet werden, sofern entweder die Spannung U0 reduziert wird (der Wert U 0 in der Formel für die Konverterspannung wird reduziert, was die Wirkleistung verkleinert) und/oder wenn der Wert von χ in der obigen Formel reduziert wird. Die Reduktion des Wertes von χ entspricht einer Verschiebung der Betriebsfrequenz des Generators von der parallelen Resonanzfrequenz in Richtung der seriellen Resonanzfrequenz.
In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel dient im ersten Zeitabschnitt die Phasenverschiebung zwischen der vom Ultraschallgenerator gelieferten Spannung Uo und dem Ausgangsstrom lout als Regelgrösse. Der Sollwert der Phasenverschiebung zielt dabei auf einen Minimalwert der Phasenverschiebung, idealerweise 0°. Je grösser die praktisch erreichte Phasenverschiebung ist, desto mehr Blindleistung wird benötigt, was unerwünscht ist. In der Praxis haben sich insbesondere Werte zwischen -15° und +15° bewährt. Die Frequenz des Ultraschallgenerators ist in diesem Fall Stellgrösse. Eine Regelung der Phasenverschiebung auf den Wert 0° bedeutet, dass der Generator mit einer Frequenz betrieben wird, die der parallelen Resonanzfrequenz des Konverters entspricht. Ein Betrieb in der seriellen Resonanzfrequenz wäre an sich im Hinblick auf die Konverterspannung vorzuziehen. Dies ist aber wegen dem fehlenden Nulldurchgang der Phase zwischen der Spannung U 0 und dem Strom lout im Fall der seriellen Resonanz mit bisher bekannten Reglern nicht zu realisieren.
In einem weiter bevorzugten Ausführungsbeispiel wird im zweiten Zeitabschnitt im ersten Bereich die Ausgangsleistung des Generators bei zunehmender Last am Ultraschallkonverter konstant gehalten. Gleichzeitig wird die Frequenz des Ultraschallgenerators von der parallelen Resonanzfrequenz in Richtung der seriellen Resonanzfrequenz verändert.
In einem weiter bevorzugten Ausführungsbeispiel wird in einem zweiten Bereich des zweiten Zeitabschnitts die Konverterspannung konstant gehalten und die Frequenz des Ultraschallgenerators etwa der bei zunehmender Last sich in Richtung serieller Resonanzfrequenz nachgeführt.
Dabei ist im ersten Bereich vorteilhaft die Phasenverschiebung Regelgrösse. Der Sollwert der Phasenverschiebung folgt dabei einer einstellbaren Sollwertkurve. Die Sollwertkurve wird kreisabhängig vorbestimmt, vorzugsweise von einem Mikroprozessor, Mikrocontroller oder digitalem Signalprozessor vorgegeben.
Der zweite Bereich des zweiten Zeitabschnitts setzt vorzugsweise dann ein, wenn die Frequenz des Ultraschallgenerators etwa der seriellen Resonanzfrequenz des Konverters entspricht.
Bevorzugt wird der Wert der seriellen und parallelen Resonanzfrequenz automatisch ermittelt, bevor der Ultraschallkonverter mit einer Last Rs beaufschlagt wird oder während die Last Rs noch verhältnismässig gering ist, d.h. wenn der Resonanzkreis eine hohe Güte (Q) aufweist.
Während dem Frequenzscan ist es vorteilhaft, zwischen den Ultraschallgenerator und den Ultraschallkonverter in Serie einen Widerstand einzusetzen. Damit wird vermieden, dass bei fehlender Last Rs am Ultraschallkonverter zu hohe Ströme und Spannungen entstehen. Bei Normalbetrieb des Generators wird der Widerstand überbrückt.
Der auf diese Weise bestimmte Wert des Frequenzabstand und andere Parameter können gespeichert und dazu verwendet werden, den Beginn des zweiten Bereichs im zweiten Zeitabschnitt zu bestimmen. Wenn sich die Frequenz des Generators ausgehend von der parallelen Resonanzfrequenz um den vorher bestimmten Frequenzabstand verändert hat, entspricht die Frequenz des Generators etwa der seriellen Resonanzfrequenz. Da sich der Frequenzabstand bei zunehmender Last meist verändert, wird im allgemeinen allerdings die Generatorfrequenz nicht genau der seriellen Resonanzfrequenz entsprechen.
In einem alternativen Ausführungsbeispiel ist es denkbar, bei Erreichen des Schwellwertes der Konverterspannung die Konverterspannung konstant auf diesem Wert zu halten. Dazu wird die Spannung Uo des Generators reduziert. Gleichzeitig wird die Phasendifferenz auf einem wie vorstehend definierten Minimalwert, vorzugsweise gegen Null geregelt, sodass die Frequenz des Ultraschallgenerators etwa der parallelen Resonanzfrequenz folgt. Auch diese Ausführungsbeispiel erlaubt einen verlängerten Betrieb mit weiter zunehmender Last, auch wenn die maximal zulässige Konverterspannung bereits erreicht wurde. Im Vergleich zum ersten Ausführungsbeispiel wird die abgegebene Leistung schneller begrenzt.
Das erfindungsgemässe Verfahren wird vorteilhaft mit einer Kombination eines schnellen analogen Reglerteils mit einem langsamen digitalen Steller ausgeführt. Der Analogregler reagiert sofort bei jeder Laständerung, der Digitalsteller greift nur ein, wenn die Phasen, Strom- und Spannungswerte einen gewissen Grenzwert überschritten haben. Bei zu hoher Wandlerspannung wird dann durch den Microcontroller die Arbeitsfrequenz auf einen Bereich in die Nähe von fs verschoben. Hierdurch kann das System bei gleicher Spannung eine um typisch 2 grössere Leistung abgeben. Es ist notwendig eine analoge Komponente in der Regelung einzusetzen, damit kurze Reaktionszeiten erreicht werden können. Die Regelung der Phasenverschiebung erfordert eine Anpassung der als Stellgrösse dienenden Frequenz des Generators im Bereich von Millisekunden. Auf der anderen Seite ist es mit einem rein analogen Regelkreis nicht möglich, die Frequenz des Generators von der parallelen Resonazfrequenz in Richtung der seriellen Resonanzfrequenz zu verändern. Aus diesem Grund weist die Regelung gemäss der vorliegenden Erfindung eine zusätzliche digitale Komponente auf. Die digitale Komponente wirkt, insbesondere durch Vorgabe eines sich veränderten Sollwertes für die Phasenverschiebung auf den analogen Teil der Regelung ein.
Der Anteil der analogen und digitalen Regelung ist variabel einstellbar. Die Frequenzregelung kann sowohl rein analog, wie auch rein digital arbeiten, oder je nach gewünschten Anteilen. Dies entspricht folgender Formel: Analoger Anteil = x % Digitaler Anteil = 100% - x % Frequenzregelung = x% Analog + (100%-x%) Digital
Der Generator weist Schaltkreise zur analogen Signalverarbeitung und Schaltkreise zur digitalen Signalverarbeitung auf. Die Schaltkreise zu digitalen Signalverarbeitung wirken dabei vorteilhaft auf die der analogen Signalverarbeitung ein.
Die vorgehend verwendeten Begriffe, insbesondere Resonanzfrequenzen und die in den Formeln wiedergegebenen Werte beziehen sich auf ein Ersatzschaltbild des Ultraschallkonverters. Das Ersatzschaltbild ist in den Figuren wiedergegeben. Die Erfindung wird im Folgenden anhand der Zeichnungen und in Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigen:
Figur 1
Ersatzschaltbild eines piezoelektrischen Ultraschallkonverters (1) mit einem Ultraschallgenerator (2),
Figur 2
Darstellung der Ausgangsleistung in Abhängigkeit der Lastimpedanz gemäss einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Figur 3
Darstellung der Ausgangsleistung in Abhängigkeit der Lastimpedanz gemäss einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Figur 4
schematische Darstellung der Lastimpedanz bei geringer Belastung in Abhängigkeit der Frequenz,
Figur 5
schematische Darstellung einer Sollwertkurve für die Phasenverschiebung,
Figur 6
schematische Darstellung der Regelungsanordnung
Figur 7
schematische Darstellung eines Regelkreises und
Figur 8
Ersatzschaltbild eines alternativen Ausführungsbeispiels des erfindungsgemässen Generators und Konverters.
Figur 1 zeigt das Ersatzschaltbild für einen Ultraschallgenerator 2 mit einem Ultraschallkonverter 1.
Der Generator 2 wird als Stromquelle betrieben und liefert eine Spannung U 0 mit einer Frequenz f, welches zu einer Konverterspannung Upzt und einem Ausgangsstrom lout führt.
Lk bezeichnet eine induktive Kompensationsanordnug, mittels welcher der Ausgangskreis des Ultraschallgenerator 2 auf den Ultraschallkonverter 1 abgestimmt wird.
lout bezeichnet den vom Ultraschallgenerator 2 gelieferten Strom. Upzt bezeichnet die Konverterspannung. Die Konverterspannung ist die Spannung, die an den PZT-Elementen (Scheiben) des Ultraschallkonverters 1 anliegt. Mit Rs ist die auf den Ultraschallkonverter 1 einwirkende Last bezeichnet. Die Grössen Ls und Cs sind die elektrischen Equivalente der Masse und der Elastizität des mechanischen Schwinggebildes.
In Figur 2 ist schematisch die Ausgangswirkleistung des Generators in Abhängigkeit der Lastimpedanz dargestellt.
Die Kurve 21 bezeichnet dabei die maximal zu erreichende Ausgangswirkleistung beim Betrieb des Generators in der parallelen Resonanzfrequenz fp. Die Leistung ist durch die maximal am Konverter anlegbare Spannung Upzt max begrenzt. Die Kurve 22 bezeichnet die maximal erreichende Ausgangsleistung bei Betrieb des Ultraschallgenerators 2 in der seriellen Resonanzfrequenz fs.
Die Kurve 23 zeigt den Verlauf der Ausgangsleistung des Ultraschallgenerators 2 in einem ersten Ausführungsbeispiel.
In einem ersten Zeitabschnitt t1, t2 wird die Spannung U0 und damit die mechanische Amplitude konstant gehalten. Mit zunehmender Last am Konverter 1 nimmt dabei die Ausgangsleistung des Generators 2 zu. Bei zunehmender Last kann sich gleichzeitig der Wert der parallelen Resonanzfrequenz fp des Ultraschallkonverters 1 verändern. Die Frequenz f des Ultraschallgenerators 2 wird der sich verändernden parallelen Resonanzfrequenz nachgeführt. Die Nachführung erfolgt durch Regelung der Differenz der Phaselage der Spannung U0 und des Ausgangsstroms lout auf den Wert nahe 0°. Bei Erreichen der maximalen Ausgangsleistung des Generators im Zeitpunkt t2 ist der erste Zeitabschnitt t1, t2 abgeschlossen, in welchem mit konstanter mechanischer Amplitude gearbeitet wird.
In einem weiteren Zeitabschnitt t2, t3 wird mittels der Spannung U 0 die mechanische Ampitude reduziert. Dadurch wird die Konverterspannung Upzt auf dem maximal zulässigen Wert Upzt max gehalten. Die Konverterspannung Upzt ist Regelgrösse. Der Sollwert ist Upzt max. Stellgrösse ist dabei Spannung U0. Die Spannung U0 wird bis auf einen Wert reduziert, der ca. 50% der mechanischen Amplitude im ersten Teilzeitabschnitt t1 ,t2 entspricht.
Mit der in Figur 2 beschriebenen Regelung ist es möglich, auch nach Erreichen der maximalen Ausgangsleistung mit weiter zunehmender Last gearbeitet werden kann, ohne dass ein Risiko der Zerstörung des Ultraschallkonverters 1 besteht. Die Leistungsabgabe nimmt aber ab.
In Figur 3 ist ein alternatives Ausführungsbeispiel dargestellt. Im Gegensatz zum Ausführungsbeispiel in Figur 2 ist der zweite Zeitabschnitt t2,t3 in einen ersten Bereich t2,tx und in einen zweite Bereich tx,t3 aufgeteilt. Die Regelung im ersten und im zweiten Bereich ist dabei unterschiedlich. Die Kurve 24 zeigt den Verlauf der Ausgangsleistung im alternativen Ausführungsbeispiel.
Im ersten Bereich t2,tx wird die Ausgangsleistung Pout des Generators bei zunehmender Last (Rs) auf dem maximalen Wert von 100% Leistung konstant gehalten, darf aber auch ansteigen. Regelgrösse ist Pout während die Spannung U0 Stellgrösse ist. Gleichzeitig wird die Frequenz f der Spannung U0 vom Wert der parallelen Resonazfrequenz fp in Richtung der seriellen Resonanzfrequenz fs verändert. Die Veränderung der Frequenz f wird durch Regelung der Phasendifferenz zwischen Spannung U0 und Ausgangsstrom lout auf eine entsprechende Sollwertkurve (Figur 5) kontrolliert. Ausgehend von dem vorgängig bestimmten Frequenzabstand Δf zwischen der parallelen Resonanzfrequenz fp und der seriellen Resonanzfrequenz fs wird die Frequenz von der parallelen Resonanzfrequenz fp um den Frequenzabstand Δf verschoben.
Das in Figur 3 dargestellte Ausführungsbeispiel ist gegenüber dem Ausführungsbeispiel in Figur 2 insofern vorteilhaft, dass die der in Figur 3 schraffiert dargestellten Fläche entsprechende Leistung zusätzlich in das System eingebracht werden kann.
Im ersten Zeitabschnitt wird die Phasenverschiebung Δϕ auf 0° geregelt. Stellgrösse ist die Frequenz f der Spannung U0
Im zweiten Zeitabschnitt wird die Ausgangsleistung Pout konstant gehalten. Die Phasenverschiebung Δϕ hat keinen konstanten Sollwert mehr sondern folgt einer Sollwertkurve, welche durch den digitalen Reglerteil bestimmt wird (siehe Figur 5). Der Sollwert für die zulässige Phasenverschiebung Δϕ wird im Mikroprozessor anhand der Werte von U0, lout und Upzt bestimmt. Stellgrössen sind die Frequenz f und der Spannungswert von U0. In Figur 6 ist also schematisch eine Kombination eines digitalen und analogen Regelverfahrens gezeigt.
Nach Erreichen der maximalen Nennleistung (100%) zum Zeitpunkt t2 in Figur 2 bzw. nach Erreichen der seriellen Resonanzfrequenz im Zeitpunkt tx wird die Phasenverschiebung Δϕ konstant gehalten. Im Ausführungsbeispiel von Figur 2 wird die Phasenverschiebung konstant auf dem Wert nahe 0° gehalten. Im Ausführungsbeispiel gemäss Figur 3 wird im zweiten Bereich tx,t3 die Phasenverschiebung auf einem konstanten Wert gehalten. Damit wird erreicht, dass die Frequenz f der Spannung U0etwa der sich bei weiter zunehmender Last verändernden seriellen Resonanzfrequenz folgt.
Gleichzeitig wird im Zeitabschnitt t2,t3 gemäss Figur 2 bzw. im zweiten Bereich tx,t3 gemäss Figur 3 die Konverterspannung Upzt auf einen konstanten (auf den maximal zulässigen) Wert geregelt. Stellgrössen sind die Frequenz f und die Spannung U0 des Generators 2.
Im Fall des Ausführungsbeispiels gemäss Figur 2 ist der digitale Regler nicht zwingend nötig, da die Phasenverschiebung Δϕ auf den Wert nahe 0° geregelt wird. Im Ausführungsbeispiel gemäss Figur 3 wird die Phasenverschiebung Δϕ auf einen vorher bestimmten Wert vom Digitalregler vorgegebenen und von U0, lout und Upzt abhängigen Wert geregelt.
In Figur 4 ist schematisch die Abhängigkeit des Betrages der Lastimpedanz ZL (bei geringer Last) von der Frequenz f der Spannung U0 dargestellt. Wenn die Frequenz f der parallelen Resonanzfrequenz fp entspricht, ist die Lastimpedanz ZL maximal. Wenn die Frequenz der seriellen Resonanzfrequenz fs entspricht, ist die Lastimpedanz ZL minimal.
Vor der Durchführung eines Betriebszyklus, z.B. eines Schweissvorgangs wird mit einem Frequenzscan die in Figur 4 gezeigte Kurve ermittelt. Damit lässt sich die parallele Resonanzfrequenz fp und der Frequenzabstand Δf zwischen der parallelen Resonanzfrequenz fp und der seriellen Resonanzfrequenz fs ermitteln. Das Ausmessen der parallelen Resonanzfrequenz fp bei kleinen Lasten (Leerlauf) erlaubt es, beim Beginn des Vorganges mit einer Frequenz f des Generators 2 zu beginnen, die nahe der parallelen Resonanzfrequenz fp liegt oder dieser entspricht. Der Frequenzabstand Δf erlaubt es, in der Bereich t2,tx gemäss Figur 3 den Generator von der parallelen Resonanzfrequenz in Richtung der seriellen Resonanzfrequenz zu führen.
In Figur 5 ist eine mögliche Sollwertkurve für die Phasenverschiebung gemäss dem Ausführungsbeispiel aus Figur 3 gezeigt. Im Zeitabschnitt t1 ,t2 wird die Phasenverschiebung Δϕ konstant auf 0° geregelt. Damit wird erreicht, dass die Frequenz f der Spannung U0 der parallelen Resonanzfrequenz fp folgt. Im zweiten Zeitabschnitt t2,t3 wird in einem ersten Bereich t2,tx eine Veränderung der Phasenverschiebung Δϕ zugelassen. Die Veränderung wird vom digitalen Regler 3 vorgegeben. Die Phasendifferenz Δϕ wird so verändert, dass zum Zeitpunkt tx die Frequenz f der Spannung U0 sich gegenüber der parallelen Resonanzfrequenz fp etwa um den Frequenzabstant Δf verändert hat. Zum Zeitpunkt tx am Anfang der zweiten Bereich tx,t3 entspricht die Frequenz f der Spannung U0 etwa der seriellen Resonanzfrequenz fs. Während der zweiten Bereich tx,t3 wird die Phasenverschiebung konstant auf diesem Wert gehalten.
In Figur 6 ist schematisch die Kombination eines analogen Reglers 4 mit digitalen Regler 3 gezeigt.
Mit einer Messanordnung 5 werden die zeitabhängigen Werte der Spannung U0, des Ausgangsstroms lout und der Konverterspannung Upzt gemessen. Um eine Regelung mit hoher Dynamik zu gewährleisten wird ein analoger Reglerteil 4 verwendet, der den Generator 2 in der Frequenz f regelt. Mit einem digitalen Regler 3 wird dem analogen Regler 4 der Sollwert für die Phasenverschiebung zwischen der Spannung U0 und dem Ausgangsstrom lout vorgegeben. Der digitale Regler 3 ist (beim Ausführungsbeispiel gemäss Figur 3) so programmiert, dass bis zum Erreichen eines Schwellwertes Upzt max der Konverterspannung Upzt als Phasenverschiebung nahe 0° vorgegeben wird. Bei Erreichen des Schwellwertes Upztmax gibt der digitale Regler 3 eine sich gemäss Figur 5 veränderte Phasenverschiebung Δ vor. Selbstverständlich kann der Anstieg der Phasenverschiebung auch stufenförmig, progressiv, degressiv erfolgen (siehe gestrichelte Kurven in Figur 5). Bei Erreichen der ausgehend vom Frequenzabstand Δf zwischen der parallelen Resonanzfrequenz fp und der seriellen Resonanzfrequenz fs im Zustand ohne Last berechneten Phasenverschiebung gibt der digitale Regeler 3 wiederum einen konstanten Wert für die Phasenverschiebung Δϕ vor, der aber nicht gleich 0° ist. In diesem Zeitabschnitt wird vom digitalen Regler ausserdem eine Regelung der Ausgangsleistung Pout auf den Maximalwert von 100% Nennleistung vorgegeben. Dank der Kombination einer analogen und einer digitalen Regelung ist es möglich, mit ausreichender Dynamik ein Regelungsverfahren durchzuführen, bei welchem die Frequenz f der Spannung U0 des Generators 2 von der parallelen Resonanzfrequenz fp in Richtung der seriellen Resonanzfrequenz fs bewegt werden kann.
Wenn der analoge Regelkreis keinen nutzbares Phasensignal feststellt, übernimmt der digitale Regler zu 100% die Kontrolle der Frequenz und errechnet sich aus den gemessen Werte die Lastimpedanz, welche zum Regeln der Frequenz benötigt wird.
Der digitale Regler enthält Algorithmen, die bei Mehrfachresonanzen im Arbeitsbereich den Regelbereich beider Regler automatisch einengen und die optimale Arbeitsfrequenz auswählt.
Der digitale Regler kommuniziert mit einem Bus- und/oder Benutzer-Interface. Alle Betriebszustände können einer überlagerten Steuerung oder Rechner zur Kontrolle und Protokollierung übergeben werden.
Figur 7 zeigt das schematische Block- oder Funktions-Schaltbild eines Regelkreises für den erfindungsgemässen Ultraschallgenerator. Gemäss Figur 7 ist dabei der Anteil einer analogen und einer digitalen Regelung variabel einstellbar.
Der Regelkreis weist einen Phasenvergleicher 30 zum Bestimmen der Phase zwischen den Rückführgrössen Spannung U0 und Ausgangsstrom lout auf. Die vom Phasenvergleicher 30 bestimmte Phasenverschiebung Δϕ wird in einem Sollwertvergleicher 31 mit einem Sollwert Δϕsoll verglichen. Der Sollwert Δϕsoll wird von einem Sollwertgeber 40 vorgegeben. Ein Sollwertgeber bzw. Steller 33 kann einen variablen Sollwert vorgeben. Der vom Steller 33 ausgegebene Sollwert kann durch eine digitale Signalverarbeitungsanordnung 34 bestimmt werden. Aufgrund der Messgrössen Ausgangsstrom, Spannung und Konverterspannung werden verschiedene Sollwerte bzw. Sollwertkurven vorgegeben.
Ein Regler 32 verändert über einen als Stellglied wirkenden Voltage Controlled Oscilator 36 die Frequenz f des Generators 2.
In einem ersten Betriebsmodus kann als Sollwert für die Phasenverschiebung Δϕ vom Steller 40 ein Wert von Null oder nahe bei Null vorgegeben werden. Im ersten Zeitabschnitt t1,t2 (siehe Fig. 2, 3) wird in diesem Betriebsmodus gearbeitet. Die Regelung erfolgt dabei vorzugsweise nur durch den Regler 32 in der beschriebenen Weise und damit zu 100% analog.
Der Regelkreis weist ausserdem einen Schwellwertbegrenzer 38 für eine minimale Frequenz fmin und eine maximale Frequenz fmax des Voltage Controlled Oscilator 36 auf. Mit dem Schwellwertbegrenzer 38 lässt sich der Frequenzbereich bestimmen, in welchem die Frequenz des Oszillators 36 verstellbar ist. Dadurch sind auch die Grenzen der analogen Regelung durch den Oszillator 36 einstellbar.
Der Regelkreis weist ausserdem schematisch dargestellte Mittel 35 zum Ein- bzw. Ausschalten des analogen Reglers 32 auf.
Bei nicht brauchbarem Phasensignal (zum Beispiel bei Verstimmung der Kompensation Lk und zu grossem Lastwiderstand Rs des Resonanzkreises und fehlendem Nulldurchgang der Phase wenn das System z. B. kapazitiv wird) wird der analoge Regler 32 ausgeschaltet. Die Regelung erfolgt dann ausschliesslich digital über den digitalen Frequenzregler 37. Dies kann manuell oder in Abhängigkeit der Betriebsparameter (vor allem lout Uo und Upzt) durch die Ausschaltmittel 35 erfolgen.
Der Regelkreis weist ausserdem einen digitalen Frequenzregler 37 auf. Aufgrund der Zeitsignale Ausgangsstrom lout, Spannung U0 und Konverterspannung Upzt kann die Frequenz f des Generators 2 über eine Schaltung 39 zum Verändern (d.h. Erhöhen oder Reduzieren) der Frequenz geregelt werden.
Es ist denkbar, die Regelung gleichzeitig analog und digital durchzuführen, wobei der Anteil des analogen Reglers 32 und der Anteil des digitalen Reglers 37 variabel eingestellt werden kann.
Der Anteil wird dabei durch Einstellen der minimalen bzw. maximalen Schwellwerte fmin und fmax für den Voltage Controlled Oscilator 36 bestimmt. Die Frequenz des Generators 2 wird dabei sowohl durch den Frequenzregler 37 und die Schaltung 39 als auch durch den Regler 32 und den Oszillator 36 bestimmt. In diesem Zusammenhang ist es denkbar, den Schwellwertbegrenzer 38 mit einem Mikroprozessor zu beeinflussen, der mit dem digitalen Frequenzregler 37 zusammenwirkt.
Die Arbeitskurven der Regler 32 und 37 sowie des Stellers 33 und des Sollwertgebers 40 lassen sich dabei empirisch vorbestimmen und z. B. speichern und von einem Microprozessor abrufen und verarbeiten. Das Ziel ist dabei, maximale Ausgangsleistung bei den verschiedenen Last-Bedingungen zu fahren und eine Zerstörung des Konverters zu verhindern.
Die Eigenschaften des Resonanzsystems lassen sich dabei vorteilhaft vor Betriebsbeginn durch Betreiben der Anordnung in einem Teil-Lastbereich bestimmen.
Figur 8 zeigt ein Ersatzschaltbild eines Ausführungsbeispiels bei dem durch einen Frequenzscan die Eigenschaften des Resonanzsystems ermittelt werden. Im Unterschied zum Ersatzschaltbild gemäss Figur 1 ist in Figur 8 ein Widerstand Rm in Serie zwischen den Generator 2 und den Ultraschallkonverter 1 eingesetzt. Der Widerstand Rm erlaubt es, beim Frequenzscan zum Bestimmen des Frequenzabstandes Δf das Risiko von Überspannung oder Überstrom auszuschliessen. Bei normalem Betrieb wird der Widerstand Rm überbrückt. Die bei diesem Teil-Lastbetrieb ermittelten Werte für Δf und fp und fs lassen sich auf bekannte Weise durch nicht dargestellte Messanordnungen messen und für die Nachstellung der Regler 37 und 32 sowie des Schwellwertgebers 38 und des Stellers 33 einsetzen.
Dieses System könnte auch bei Ultraschallgeneratoren die nach einem anderen Verfahren arbeiten als dem vorstehend beschriebenen zum Durchführen eines sicheren Frequenzscans vorteilhaft sein.

Claims (16)

  1. Verfahren zum Regeln der Spannungsversorgung für einen Ultraschallkonverter (1) bei veränderlicher Last (Rs), bei welchem in einem ersten Zeitabschnitt (t1,t2) die Konverterspannung (Upzt) bei zunehmender Last (Rs) zunimmt, dadurch gekennzeichnet, dass oberhalb eines vorbestimmbaren Schwellwertes (Upzt max) der Konverterspannung (Upzt) in einem zweiten Zeitabschnitt (t2,t3) die Spannung (U0) des Ultraschallgenerators (2) derart reduziert wird und/oder die Frequenz (f) der Spannung (U0) des Ultraschallgenerators (2) derart verändert wird, dass bei weiter zunehmender Last (Rs) die Konverterspannung (Upzt) kleiner oder gleich dem Schwellwert (Upzt max) der Konverterspannung (Upzt) bleibt.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass im ersten Zeitabschnitt (t1,t2) die Phasenverschiebung (Δϕ) zwischen der Spannung (U0) und dem Ausgangsstrom (l0) des Generators (2) Regelgrösse ist, wobei der Sollwert der Phasenverschiebung (Δϕ) 0 ist und wobei die Frequenz (f) der Spannung (U0) Stellgrösse ist.
  3. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass im zweiten Zeitabschnitt (t2,t3) in einem ersten Bereich (t2,tx) die Ausgangsleistung (Pout) des Ultraschallgenerators (2) bei zunehmender Last (Rs) konstant gehalten wird und dass die Frequenz (f) der Spannung (U0) von der parallelen Resonanzfrequenz (fp) des Ultraschallkonverters (1) in Richtung der seriellen Resonanzfrequenz (fs) des Ultraschallkonverters (1) verändert wird.
  4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass in einem zweiten Bereich (tx,t3) des zweiten Zeitabschnittes (t2,t3) die Konverterspannung (Upzt) konstant gehalten wird und die Frequenz (f) der Spannung (Uo) bei zunehmender Last (Rs) in Richtung der seriellen Resonanzfrequenz (fs) des Ultraschallkonverters (1) nachgeführt wird.
  5. Verfahren nach einem der Ansprüche 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass im ersten Bereich (t2,tx) die Phasenverschiebung (Δϕ) Regelgrösse ist, wobei der Sollwert der Phasenverschiebung (Δϕ) einer vorgegebenen Sollwertkurve, vorzugsweise einer von einem digitalen Regler (3, 33, 34) in Form eines Mikroprozessors,
    Mikrokontrollers oder digitalem Signalprozessors vorgegebenen Sollwertkurve folgt.
  6. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Bereich (tx,t3) einsetzt, wenn die Frequenz der Spannung (U0) etwa der seriellen Resonanzfrequenz (fs) entspricht.
  7. Verfahren insbesondere nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass zur Bestimmung der Schwingkreisparameter eines Ultraschallgenerators (2) und eines Ultraschallkonverters (1) bevor der Ultraschallkonverter (1) mit einer Last (Rs) beaufschlagt wird oder bei geringer Last (Rs) durch Veränderung der Frequenz des Generators (2) ein Frequenzscan durchgeführt wird, um die serielle und die parallele Resonanzfrequenz (fs,fp) und den Frequenzabstand (Δf) zwischen der parallelen Resonanzfrequenz (fp) und der seriellen Resonanzfrequenz (fs) zu bestimmen.
  8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass bei der Durchführung des Frequenzscans ein Widerstand (Rm) in Serie zwischen den Ultraschallgenerator (2) und den Ultraschallkonverter (1) eingesetzt wird, um die Spannung Upzt am Konverter (1) und/oder die Leistungsaufnahme des Konverters (1) auf vorbestimmbare Maximalwerte zu begrenzen.
  9. Verfahren nach einem der Ansprüche 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Bereich (tx,t3) einsetzt, wenn sich die Frequenz (f) der Spannung (U0) um den Frequenzabstand (Δf) verändert hat.
  10. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass nach Erreichen des Schwellwertes (Upzt max) der Konverterspannung (Upzt) die Konverterspannung (Upzt) konstant auf dem Schwellwert (Upzt max) gehalten wird, wobei der Wert der Spannung (U0) reduziert wird und wobei die Phasenverschiebung (Δϕ) minimiert wird.
  11. Verfahren insbesondere nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Regelung der Spannungsversorgung analog und digital erfolgt, wobei der Anteil der analogen und der digitalen Regelung vorzugsweise stufenlos einstellbar ist.
  12. Ultraschallgenerator (2), insbesondere zur Durchführung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 11, mit einer Regelung für die Spannungsversorgung eines Ultraschallkonverters (1), dadurch gekennzeichnet, dass der Ultraschallgenerator (2) Mittel zur analogen Signalverarbeitung (4, 32, 36) und Mittel zur digitalen Signalverarbeitung (3, 33, 34) aufweist.
  13. Ultraschallgenerator nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel (3) zur digitalen Signalverarbeitung in Wirkverbindung mit den Mitteln (4) zur analogen Signalverarbeitung stehen.
  14. Ultraschallgenerator (2) nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass der Ultraschallgenerator (2) einen in Serie zwischen den Ultraschallgenerator (2) und den Ultraschallkonverter (1) schaltbaren oder geschalteten Widerstand (Rm) aufweist.
  15. Verfahren zum Regeln der Spannungsversorgung eines Ultraschallkonverters (1), dadurch gekennzeichnet, dass der Ultraschallgenerator (2) derart betrieben wird, dass die Frequenz (f) der Spannung (U0) wenigstens zeitweise der seriellen Resonanzfrequenz (fs) des Ultraschallkonverters (1) entspricht.
  16. Ultraschallgenerator (2) mit einer Regelung für die Spannungsversorgung eines Ultraschallkonverters (1), dadurch gekennzeichnet, dass die Regelung derart ausgebildet ist, dass oberhalb eines vorbestimmbaren Schwellwertes (Upzt max) der Konverterspannung (Upzt) die Spannung (U0) des Ultraschallgenerators (2) derart verändert wird, dass bei weiter zunehmender Last (Rs) die Konverterspannung (Upzt) kleiner oder gleich dem Schwellwert (Upzt max) der Konverterspannung (Upzt) bleibt.
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