DE2718792C3

DE2718792C3 - Leistungsverstärker

Info

Publication number: DE2718792C3
Application number: DE2718792A
Authority: DE
Inventors: Hiroshi Katano Goto; Yutaka Toyonakanaka Hirota; Nobuya Nara Sano
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1976-04-28
Filing date: 1977-04-27
Publication date: 1980-06-04
Also published as: JPS576805B2; JPS52132660A; JPS5353946A; US4115739A; GB1576739A; DE2718792A1; NL7704516A; FR2349997B1; CA1094652A; FR2349997A1; JPS5640521B2; DE2718792B2; NL175365C

Description

Die Erfindung betrifft einen Leistungsverstärker gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Im allgemeinen werden Leistungsverstärker als Gegentakt-A-, B- und C- oder als D-Verstärker betrieben. In einem Gegentakt-A-Verstärker mit komplementären Transistoren fließen die Emitterströme ständig über zwei Transistoren, so daß der Ausgang infolge des Schaltens dieser Transistoren keiner Verzerrung unterworfen ist. Jedoch fließt bei einem Gegentakt-B-Leistungsverstärker der Emitterstrom nur während der positiven und negativen Halbperiode des Last- oder Arbeitsstroms und nicht während der negativen oder positiven Halbperiode, so daß es jedesmal dann zu einer Verzerrung kommt, wenn der Emitterstrom an- oder abgeschaltet wird.

Die A-Leistungsverstärker weisen infolgedessen Vorteile gegenüber den B-Leistungsverstärkern auf, da es zu keiner Schaltverzerrung kommt; jedoch beträgt der maximale Leistungsverlust des A-Verstärkers etwa das Fünffache des des B-Leistungsverstärkers, so daß in dieser Hinsicht die B-Leistungsverstärker gegenüber den A-Leistungsverstärkern weitaus vorteilhafter sind.

In einem D-Leistungsverstärker wird ein Schaltelement durch eine mit Eingangssignalen impulsbreitenmodulierte Rechteckwellenform an- und abgeschaltet, und der Ausgang des Schaltelements wird über ein Tiefpaßfilter erhalten. Da die Spannung und der Strom nicht gleichzeitig an dem Schaltelement anliegen, ist der Leistungsverlust beinahe vernachlässigbar, und folglich ist der Leitungswirkungsgrad sehr hoch. Im allgemeinen sind jedoch die D-Leistungsverstärker, da ein Tiefpaßfilter vorgesehen ist, nicht mit einer Gegenkopplung versehen, um die Welligkeit einer Schaltfrequenz zu entfernen, so daß eine Verzerrungsbeseitigung durch eine Gegenkopplung nicht vorgenommen werden kann. Bei A-, B- und D-Leistungsverstärkern gilt somit, daß je kleiner die Verzerrung ist, um so höher der Leistungsverlust wird.

Ferner ist ein Verfahren zur Verringerung der Verlustleistung bei Leistungsendstufen von Gleichspannungsverstärkern mit Begrenzung des Ausgangsstromes bekannt, bei welchem die Versorgungsspannung des Verstärkers in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung desselben gesteuert und nur so hoch gehalten werden, daß gerade eine ungestörte Aussteuerung möglich ist Durch dieses Verfahren wird somit die Kollektorspannung an den verwendeten Leitungstransistoren im Sinne einer geringen Verlustleistung geregelt ι ο (DE-OS 21 37 249). Ferner ist bereits ein elektronischer Verstärker mit hohem Wirkungsgrad bzw. geringer elektronischer Verlustleitung bekannt, bei welchem die Ausgänge mehrerer Verstärkerstufen mit unterschiedlicher, aber progressiv zunehmender Betriebsspannung parallelgeschaltet sind und im wesentlichen jeweils nur eine Verstärkerstufe den Laststrom führt Bei diesem elektronischen Verstärker wirkt das Eingangssignal im wesentlichen nur auf jeweils eine Verstärkerstufe und diese Stufe führt dann auch im wesentlichen den Laststrom; die Ausgangsspannung bestimmt dann, an welcher Verstärkerstufe das Eingangssignal wirksam wird, so daß dann, wenn eine Verstärkerstufe in Sättigung gerät, das Eingangssignal auf die folgende Verstärkerstufe geschaltet wird, d. h. auf diejenige Stufe, die mit der nächsthöheren Betriebsspannung versehen ist Hierdurch ist ein Verstärker mit einem verhältnismäßig hohen Wirkungsgrad geschaffen, der ähnlich verzerrungsarm wie ein Gegentakt-B-Verstärker arbeitet (DE-AS 23 04162). Schließlich ist noch ein Leistungsverstärker mit komplementären Transistoren bekannt, welcher sowohl einen Gegentakt-A- als auch einen Gegentakt-B-Verstärker aufweist (US-PS 36 83 289).

Aufgabe der Erfindung ist es daher, einen Leistungs- 3s verstärker mit einer sehr geringen Verzerrung, jedoch mit einem hohen Wirkungsgrad, d.h. mit geringer Verlustleistung zu schaffen. Gemäß der Erfindung ist diese Aufgab: durch die Merkmale im kennzeichnenden Teil der Ansprüche 1 und 2 gelöst

Bei dem erfindungsgemäßen Leistungsverstärker ist eine Verzerrung praktisch vollkommen beseitigt und der Leistungsverlust ist auf ein Minimum herabgesetzt, da die Versorgungsspannung von Energiequellen soweit wie möglich verringert ist Ferner werden die Energieversorgungen durch einen anderen hochwirksamen Leistungsverstärker betrieben, um so einer Ausgangsspannung zu folgenden und diese einzuhalten.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen im einzelnen erläutert Es zeigt

F i g. 1 ein Blockschaltbild eines herkömmlichen Leistungsverstärkers;

F i g. 2 und 3 zu dessen Erläuterung Kurvendarstellungen;

F i g. 4 Leistungsverlustkenndaten von verschiedenen Leistungsverstärkers;

Fig.5 bis 9 Schaltungen von fünf bevorzugten AusfUhrungsformen der Erfindung;

Fig. 10 eine Schaltung eines selbsterregten Schalt- t>o Verstärkers, der in der viert».: i und fünften, in F i g. 8 bzw. 9 dargestellten Ausführungsform verwendet ist; und

F i g. 11 eine Kurvendarstellung, die zur Erläuterung der Arbeitsweise des in F i g. 10 dargestellten Schaltverstärkers verwendet ist

In den einzelnen Figuren sind dieselben Bezugszeichen zur Bezeichnung der gleichen bzw. entsprechender Teile verwendet.

Vor der Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung wird ein herkömmlicher Leistungsverstärker anhand von F i g. l beschrieben. Es ist ein üblicher A- oder B-Leistungsverstärker mit einem Eingangsanschluß 1, einer Konsiantspannungsschaltiing 2, einem ersten Paar von Transistoren 3 und 4, Emitterwiderständen 5 und <ό, einem Ausgangsanschhiß 7, einer Last- bzw. einem Verbraucher 8 und einem ersten Paar von Energie- bzw. Stromversorgungen 9 und 10 dargestellt

Die Wellenformen dieser Schaltung im A- und im B-Betrieb sind in F i g. 2 bzw. 3 dargestellt, wobei mit a eine Spannungswellenform an dem Ausgangsanschluß 7, mit b und cEmitterstromwellenformen der Transistoren 3 und 4 und d, eine Stromwellenform am Verbraucher bzw. an der Last 8 bezeichnet sind.

Beim A-Betrieb fließen die Emitterströme b und c ständig, wie in F i g. 2 dargestellt ist, so daß es zu keiner Schaltverzerrung kommt; aber beim B-Betrieb fließen die Emitterströme nur während der positiven bzw. negativen Halbperioden der Last- bzw. Belastung und nicht während der negativen und positiven Halbperioden, wie in F i g. 3 dargestellt ist Folglich kommt es jedesmal dann, wenn der Emitterstrom an- und abgeschaltet wird, zu einer Schaltverzerrung.

In F i g. 4 ist die Beziehung zwischen dem Leistungsverlust der Transistoren 3 und 4 und der Ausgangsamplitude in der in F i g. 1 dargestellten Schaltung wiedergegeben. Das Verhältnis der Ausgangsspannang V zu der maximalen Ausgangsspannung V_n, ist auf der Abszisse aufgetragen, während das Verhältnis des Leistungsverlustes Pc der Transistoren 3 und 4 zu dem maximalen Ausgang Pom auf der Ordinate aufgetragen ist Die Kurve e gibt den Leistungsverlust bei A-Betrieb und die Kurve F den bei B-Betrieb wieder. Es wird angenommen, daß die Widerstände 5 und 6 einen sehr kleinen Widerstandswert aufweisen, so daß der Spannungsabfall an ihnen vernachlässigbar ist

Wie vorstehend ausgeführt, ist der Α-Betrieb des Leistungsverstärkers der in F i g. 1 dargestellten Ausführungsform vorteilhaft gegenüber dem B-Betrieb, da es zu keiner Schaltverzerrung kommt; der B-Betrieb ist jedoch gegenüber dem Α-Betrieb weitaus vorteilhafter, so daß der maximale Leistungsverlust des letzteren fünfmal so groß wie der des ersterwähnten Verstärker ist.

Bei einem D-Leistungsverstärker wird unterdessen mit der Rechteckwellenform, die mit Eingangssignalen impulsbreitenmoduliert ist, eine Schalteinrichtung an- und abgeschaltet, deren Ausgang über ein Tiefpaßfilter erhalten wird. Da eine Spannung und ein Strom nicht gleichzeitig an die Schalteinrichtung angelegt werden, ist der Leistungsverlust vernachlässigbar, und folglich ist der Leistungswirkungsgrad äußerst hoch. Jedoch können die Leistungsverstärker im allgemeinen nicht mit einer stabilen Gegenkopplung versehen werden, da sie ein Tiefpaßfilter aufweisen, um die Welligkeiten einer Schaltfrequenz zu beseitigen.

Infolgedessen kann eine Verzerrungsbeseitigung oder -verminderung durch Gegenkopplung nicht erhalten werden.

Die erste in F i g. 5 dargestellte Ausführungsform weist zusätzlich zu den in F i g. 1 dargestellten Schaltungselementen 1 bis 10 eine zweite Konstantspannungsschaltung 11, ein zweites Paar Transistoren 12 und 13 und ein zweites Paar Energie- oder Stromversorgungen 14 und 15 auf.

Eine erste Verstärkerstufe mit den Transistoren 3 und

4 hat einen Arbeitspunkt für einen Α-Betrieb, während eine zweite Verstärkerstufe aus den Widerständen 12 und 13 einen Arbeitspunkt für einen B-Betrieb hat. Die erste Verstärkerstufe speist die Last oder den Verbraucher 8, und das erste Paar Energie- oder Stromversorgungen 9 bis 10 liefern die Kollektorspannungen für die Transistoren 3 und 4 in der ersten Verstärkerstufe. Der Bezugspunkt oder die Bezugsspannung der ersten Energieversorgungen 9 und 10 ist erdfrei und wird von der zweiten Verstärkerstufe mit den Transistoren 12 und 13 gespeist, deren Kollektorspannungen von den zweiten Energieversorgungen 14 und 15 geliefert werden, deren Bezugspunkt geerdet ist.

Für einen Α-Betrieb muß, selbst wenn kein Eingangssignal anliegt, der Strom zumindest gleich der Hälfte des Spitzenbelastungsstgroms gemacht werden, damit er über die Transistoren 3 und 4 in die erste Verstärkerstufe fließt Um den Leistungsverlust der Transistoren 3 und 4 auf ein Minimum herabzusetzen, muß die Spannung der ersten Energieversorgungen 9 und 10 so klein wie möglich gemacht werden. Da die zweite Verstärkerstufe 12 und 13 auf einen B-Betrieb vorgespannt ist, fließt kein Strom, sobald kein Eingangssignal anliegt, so daß all die Ströme, die in die Transistoren 3 und 4 in der ersten Verstärkerstufe fließen, von den ersten Energieversorgungen 9 und 10 mit einer niedrigeren Spannung versorgt werden, und der Leistungsverlust der ersten Verstärkerstufe, wenn kein Eingangssignal anliegt, im Vergleich zu herkömmlichen A-Leistungsverstärker weitgehend auf ein Minimum herabgesetzt werden kann.

Der Leitungsverlust P_mi der ersten Verstärkerstufe aus den Transistoren 3 und 4, wenn kein Eingangssignal anliegt, läßt sich ausdrücken durch

P„, = 2

wobei Rc der Widerstandswert der Widerstände 5 und 6, RlA¹N Widerstanriswert des Verbrauchers oder der Last

V₂ die Spannungen der ersten bzw.

8, ± - Vi und ± j

ι ο zweiten Energiequellen und I₀ der Strom ist, der über die erste Ver.tärkerstufe fließt, wenn kein Eingangssignal anliegt.

Wenn eine Spannung ν an den Eingangsanschluß 1 angelegt wird, läßt sich der Strom i, der über den ί Verbraucher bzw. die Last 8 fließt, ausdrücken durch

da jeweils eine Hälfte des Laststromes ι über jeden der Widerstände 5 und 6 fließt, ist der durch den Transistor 3

fließende Strom J₀ + y , während der in den Transistor 4 fließende Strom /₀ - y ist

Der Bezugspunkt der ersten Energieversorgungen 9 und 10 folgt immer der Eingangsspannung v, so daß die Kollektor-Emitterspannung des Transistors 3 oder 4

ⁱⁿ konstant und ausgedrückt wird durch ]- V₁ - /₀R_e

Folglich ist der augenblickliche Leistungsverlust P_ci der Transistoren 3 und 4 ausgedrückt durch

^P" ⁼

Ί) G

{ ^Vl *

Der augenblickliche Leistungsverlust ist infolgedessen gleich dem, wenn kein Eingangssignal anliegt, und ist somit konstant

Der durchschnittliche Leistungsverlust P_c2 der Transistoren 12 und 13 bei B-Betrieb läßt sich ausdrücken durch

Hälfte des Spitzenstroms des Verbrauchers oder der Last, nämlich auf -~-eingestellt werden; danr. läßt sich

4 Ki.

der Leistungsverlust Pa der Transistoren 3 und 4 folgendermaßen ausdrücken

- ° 20 -

V₁ 20

wobei Jt - -^ ist Infolgedessen läßt sich der gesamte

Leistungsverlust des Leistungsverstärkers oder der Transistoren 3,4,12 und 13 ausdrucken durch

Die Kollektor-Emitterspannung

y V₁ - I₀ Ä,)

2 R₁.

der Transistoren 3 und 4 soll nunmehr auf -^ von y Vi eingestellt werden (Das ist in der Praxis sinnvoll) und der Leerlaufstrom I₀ der Transistoren 3 und 4 soll auf die V**?*" ^{0>2fache def maximalen} Ausgangsleistung

*am

8 R₁

ist Die Kurve g in F i g. 4 zeigt die Beziehung zwischer dem Verhältnis des gesamten Leistungsverlustes P_c zi der maximalen Ausgangsleistung P_0n, und das Verhältnis der Ausgangsspannung F zu der maximalen Ausgangs spannung V_n, wenn die Kollektor-Emitterspannung dei

Transistoren 3 und 4 auf-^ von -1 - V₂ eingestellt ist

Aus den in F i g. 4 dargestellten Kurven e, /und g is zu ersehen, daß der Leistungsverlust der erster Ausführungsform etwas höher ist als der Leistungsver lust des B-Leistungsverstärkers, aber weitaus kleiner is als der Leistungsverlust des A-Leistungsverstärkers Außerdem hat die erste Ausführungsform den Vorteil

daß es zu keiner Schaltverzerrung kommt, da die Last oder der Verbraucher 8 im Α-Betrieb betrieben wird.

Während bei der ersten, in Fig.5 dargestellten Ausführungsform die Transistoren 3 und 4 der ersten Verstürkerstufe mit Emitterwiderständen 5 bzw. 6 versehen sind, sind die Transistoren 12 und 13 in der zweiten Verstärkerstufe nicht mit entsprechenden Widerständen versehen; vorzugsweise werden aber Emitterwiderstände mit den Transistoren 12 und 13 verbunden, um den Leerlaufstrom der zweiten Verstärkerstufe zu stabilisieren. Bei einer Zunahme der Ausgangsamplitude fließt der Ausgangsstrom über die Emitterwiderstände der Transistoren 12 und 13, so daß der Spannungsabfall an den Emitterwiderständen die Kollektor-Emitterspannung der Transistoren 3 und 4 herabsetzt Infolgedessen muß die Kollektor-Emitterspannung der Transistoren 3 und 4 zum Ausgleich der sich ergebenden Leistungsverlustzunahme erhöht werden. Hierdurch werden die Vorteile der Erfindung ausgeglichen. Infolgedessen wird vorzugsweise eine Diode in Durchlaßrichtung parallel zu dem Emitterwiderstand jedes Transistors 12 oder 13 geschaltet

Während in der ersten in Fig.5 dargestellten Ausführungsform das Eingangssignal unmittelbar an den ersten und zweiten Verstärkerstufen vorgesehen ist, ist es auch möglich, die Eingangsspannung über zwei andere Vertärker, deren Spannungsverstärkungen beinahe dieselben sind, an den ersten und zweiten Verstärkerstufen vorzusehen. In diesem Fall wird zweckmäßigerweise die Spannungsverstärkung des einen Verstärkers für die erste Verstärkerstufe etwas kleiner eingestellt als die des anderen Verstäkers, um den Spannungsabfall an den Emitterwiderständen der Transistoren 12 und 13 auszugleichen.

In Fig.6 ist eine Abwandlung der ersten Ausführungsform dargestellt Während die Basen der Transistoren 12 und 13 in der zweiten Verstärkerstufe der ersten in F i g. 5 dargestellten Ausführungsform mit der Konstantspannungsschaltung 11 verbunden ist, die ihrerseits mit dem Eingangsanschluß 1 verbunden ist, sind in der in Fig.6 dargestellten Abwandlung die Basen über Widerstände 16 bzw. 17 mit den Emittern der Transistoren 3 bzw. 4, und Emitterwiderstände 18 und 19 mit den Transistoren 12 und 13 verbunden. Diese Anordnung ist vorteilhaft da die Schaltung im Aufbau einfach gemacht werden kann, der Verbraucher bzw. die Last an dem Eingangsanschluß 1 herabgesetzt werden kann, und eine Veränderung oder Verzerrung im Basisstrom infolge der Schaltvorgänge der Transistoren 12 und 13 nicht in den Eingangsanschluß 1 übertragen werden kann.

Die zweite, in F i g. 7 dargestellte Ausführungsform ist im Aufbau der in Fig.6 dargestellten Abwandlung ähnlich, außer daß Dioden 20 und 21 sowie Transistoren 22 und 23 und ein drittes Paar Energieversorgungen 24 und 25 hinzugefügt sind, um den Leistungsverlust der zweiten Verstärkerstufe im Vergleich zu dem herkömmlichen B-Verstärker weiter herabzusetzen.

Wenn bei der zweiten, in Fig.7 dargestellten Ausfühningsform die Ausgangsamplitude innerhalb der

Spannung von ±4-^2 der zweiten Energieversorgung

liegt, werden die Kollektorspannungen der Transistoren 12 und 13 von den zweiten Energieversorgungen 14 und 15 über die Dioden 20 und 21 zugeführt; wenn aber die

Ausgangsamplitude ±

übersteigt werden die

Kollektorspannungen von den dritten Energieversor

gungen 24 und 25 über die Transistoren 22 und 23 angelegt. Infolgedessen kann der maximale Gesamtleistungsverlust der Transistoren 12,13,22 und 23 kleiner gemacht werden, als der maximale Leistungsverlust der Transistoren 12 und 13 der in Fig.6 dargestellten Schaltung. Beispielsweise soll die Spannung der zweiten Energieversorgung auf 0,7 der Spannung der dritten Energieversorgung eingestellt werden, und der maximale Leistungsverlust kann dann um etwa die Hälfte des

ίο Leistungsverlustes der in F i g. 6 dargestellten Schaltung herabgesetzt werden.

Die Basen der Transistoren 22 und 23 können mit dem Eingangsanschluß 1, dem Ausgangsanschluß 7 oder dem Ausgangsanschluß der zweiten Verstärkerstufe verbun den werden; in der in Fig.7 gezeigten Ausführungs form sind sie unmittelbar mit der ersten Energieversorgung verbunden, so daß eine Schaltung zum Vorspannen der Basen entfallen kann, und die Sättigung zwischen dem Kollektor und dem Emitter des

Transistors 12 oder 13 verhindert werden kann.

In den ersten und zweiten, in F i g. 5 bis 7 dargestellten Ausführungsformen können statt der Transistoren 3 und 4 in der ersten Verstärkerstufe, die Transistoren 12 und 13 in der zweiten Verstärkerstufe und die Transistoren 22 und 23 zum Schalten der zweiten und dritten Energieversorgungen teilweise oder ganz durch Feldeffekttransistoren ersetzt werden.

Die ersten und zweiten, in F i g. 5 bis 7 dargestellten Ausfuhrungsformen haben somit die Vorteile, daß wie bei den A-Leistungsverstärkern keine Schaltverzerrung vorkommt und der Leistungsverlust weitaus kleiner ist als der Leistungsverlust der herkömmlichen A-Lei stungsverstärker.

Die dritte in Fig.8 dargestellte Ausführungsform

)3 entspricht im Aufbau im wesentlichen der ersten in F i g. 5 dargestellten Ausführungsform, außer daß statt der Konstantspannungsschaltung 11 und der Transistoren 12 und 13 in der zweiten Verstärkerstufe ein Schaltverstärker 26 vorgesehen ist In dieser Ausfüh rungsform wird die erste Verstärkerstufe aus den Transistoren 3 und 4 im A- oder B-Betrieb betrieben, während der Schaltverstärker 26 im D-Betrieb betrieben wird. Die Spannung der ersten Energieversorgungen 9 und 10 ist so niedrig wie möglich gewählt, um den Leistungsverlust der Transistoren 3 und 4 auf ein Minimum herabzusetzen, und die Verbindung des ersten Paars von Energieversorgungen 9 und 10 ist mit dem Ausgang des Schaltverstärkers 26 verbunden, so daß die erste Energieversorgung so betrieben und gesteuert werden kann, daß sie die Ausgangsspannung hält bzw. dieser folgt

in der dritten Ausfühningsform ist die Koüektor-Emitterspannung der Transistoren 3 und 4 so niedrig wie möglich gehalten, so daß der Leistungsverlust auf ein Minimum herabgesetzt werden kann, während der Leistungsverlust des Schaltverstärkers 26 wegen des D-Betriebs vernachlässigbar ist Folglich ist der gesamte Leistungsverlust im Vergleich zu herkömmlichen A- oder B-Leistungsverstärkern erheblich vermindert Auch die Verzerrung kann im wesentlichen im Vergleich zu den herkömmlichen D-Leistungsverstärkern beseitigt werden, da wie bei den herkömmlichen A- und B-Leistungsverstärkern eine Gegenkopplung zwischen den Eingangs- und Ausgangsanschlüssen vorgese- hen werden kann. Außerdem kann wegen der Gegenkopplung der Frequenzgang erheblich verbessert werden, und die Welligkeitsspannung kann im Vergleich zu den herkömmlichen D-Leistungsverstärkern im

wesentlichen beseitigt werden. Bei den herkömmlichen D-Leistungsverstärkern muß eine verhältnismäßig hohe Schaltfrequenz gewählt werden, um den Frequenzgang im höheren Frequenzbereich zu verbessern und um die Welligkeit einer Schaltfrequenz den Erwartungen entsprechend zu entfernen. Folglich nehmen eine unerwünschte und störende Strahlung sowie die Schaltverluste zu. Die D-Verstärkerstufe in der dritten, in Fig.8 dargestellten Ausführungsform hat jedoch einen unmittelbaren Einfluß auf den Frequenzgang, und die Schaltfrequenz-Welligkeit wird durch die Transistoren soweit unterdrückt, daß sie nicht an den Ausgangsanschluß 7 übertragen wird. Infolgedessen kann eine niedrigere Schaltfrequenz gewählt werden, und folglich können die nicht erwünschte Strahlung sowie Schaitveriuste herabgesetzt werden.

Eine Abwandlung der dritten, in F i g. 9 dargestellten Ausführungsform entspricht im Aufbau im wesentlichen der dritten, in Fig.8 dargestellten Ausführungsform, außer daß der Eingangsanschluß des Schaltverstärkers 26 oder die zweite Verstärkerstufe mit dem Ausgangsanschluß 7 statt mit dem Eingangsanschluß 1 verbunden ist Mit der Abwandlung der dritten Ausführungsform können dieselben Wirkungen wie mit der ersten Ausführungsform erhalten werden. In der dritten sowie in der Abwandlung der dritten Ausführungsform, die in den F i g. 8 und 9 dargestellt sind, kann der Schaltverstärker 28 eine herkömmliche, von außen erregte Schaltungsanordnung sein, bei welcher ein Eingang und ein Ausgang von einem Dreieckwellengenerator mit der Impulsbreitenmodulation oder einer selbsterregten Form verglichen werden, wobei ein Eingang und ein Ausgang von einem Tiefpaßfilter verglichen werden, und eine impulsbreitenmodulierte Rechteckwellenform erregt wird.

In Fi g. 10 ist ein selbsterregter Schaltverstärker mit einem Eingangsanschluß 27, einem Vergleicher 28, einer

Schaltanordnung 29, einem Tiefpaßfilter 30 und einem Ausgangsanschluß 31 dargestellt Der Vergleicher 28 vergleicht ein Signal am Eingangsanschluß 27 mit einem Signal am Ausgangsanschluß 31, um einen Ausgang in Form einer Rechteckwellenform zu erhalten, um damit die Schaltanordnung 29 anzusteuern und zu betreiben. Der Ausgang mit einer Rechteckwellenform von der Schaltanordnung 29 wird an das Tiefpaßfilter 30 angelegt, um am Ausgangsanschluß 31 das zusammengesetzte Signal mit einem niederfrequenten Bestandteil und einem kleine Welligkeiten aufweisenden Bestandteil bei einer Schaltfrequenz zu erhalten. Wie in F i g. 10 dargestellt, weist diese Schaltung eine Rückkopplungsschleife auf, welche eine negative Rückkopplung im Niederfrequenzbereich schafft und eine positive Mitkopplung in einem höherfrequenten Bereich bei einer Frequenz schafft, bei welcher die Phasenverschiebung des Tiefpaßfilters 30-180° beträgt und bei welcher der Schaltverstärker verschwingt

In F i g. 11 ist die Frequenz-Phasenkennlinie des Tiefpaßfilters 30 dargestellt Wenn kein Eingangssignal anliegt, ist das Tastverhältnis der Rechteckwellenform am Ausgang des Vergleichers 28 50%; wenn dagegen ein Eingangssignal anliegt, ändert sich das Tastverhältnis, so daß der niederfrequente Bestandteil des Rückkopplungssignals dem Eingangssignal folgt Folglich entspricht der niederfrequente Anteil des Ausgangssignals dem Eingangssignal, das heißt, es wird eine Verstärkung bewirkt

jo Die Leistungsverstärker gemäß der Erfindung können somit denselben Betrieb wie die herkömmlichen A-Leistungsverstärker durchführen, aber der Leistungsverlust ist im Vergleich zu den herkömmlichen Verstärkern erheblich geringer. Außerdem können sie

r, denselben Betrieb wie die B-Leistungsverstärker durchführen, aber der Leistungsverlust ist auch erheblich kleiner als bei diesen B-Verstärkern.

Hierzu 7 Bliiit Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Leistungsverstärker, mit einem ersten Gegentakt-A-Verstärker zum Speisen eines Verbrauchers entsprechend einem Eingangssignal, mit ersten Energieversorgungen zum Anlegen einer Betriebsspannung an den ersten Verstärker, mit einem zweiten Gegentakt-B-Verstärker, der ebenfalls auf das Eingangssignal anspricht, und mit zweiten Energieversorgungen zum Anlegen einer Betriebsspannung an den zweiten Verstärker, dadurch gekennzeichnet, daß der Bezugspunkt der ersten Energieversorgungen (9, 10) erdfrei ist und durch den Ausgang des zweiten Verstärkers (12,13) gespeist ist, und daß der Leerlaufstrom des ersten Verstärkers (3,4) nur von den ersten Energieversorgungen (9, 10) aus eingespeist ist, und daß der Bezugspunkt der zweiten Energieversorgungen (14, 15) geerdet ist

2. Leistungsverstärker, mit einem ersten Gegentakt-A-Verstärker zum Speisen eines Verbrauchers entsprechend einem Eingangssignal, mit ersten Energieversorgungen zum Anlegen einer Betriebsspannung an den ersten Verstärker, mit einem zweiten Gegentakt-B-Verstärker, der ebenfalls auf das Eingangssignal anspricht, mit zweiten und dritten Energieversorgungen und mit einer Schaltungsanordnung, um eine Betriebsspannung an den zweiten Verstärker anzulegen, indem die zweiten und dritten Energieversorgungen entsprechend der Ausgangsamplitude geschaltet werden, wobei die Spannung der dritten Energieversorgungen höher ist als die der zweiten Energieversorgungen, und die Schaltungsanordnung derart geschaltet ist, daß eine Betriebsspannung von den zweiten Energieversorgungen dem zweiten Verstärker zugeführt wird, wenn die Amplitude des Ausgangssignals kleiner als der Wert der Spannung der zweiten Energieversorgungen ist, und daß eine Spannung von den dritten Energieversorgungen dem zweiten Verstärker zugeführt wird, wenn die Amplitude des Ausgangssignals größer als etwa der Wert der Spannung der zweiten Energieversorgungen ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Bezugspunkt der ersten Energieversorgungen (9, 10) erdfrei und durch den Ausgang des zweiten Verstärkers (12,13) gespeist ist, und daß der Leerlaufstrom des ersten Verstärkers (3, 4) nur von den ersten Energieversorgungen (9, 10) aus eingespeist ist, und daß der Bezugspunkt der zweiten Energieversorgungen (14,15) geerdet ist.

3. Leistungsverstärker nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein erstes Paar in Reihe geschalteter Widerstände (5, 6) zwischen die Emitter von komplementären Transistören (3 oder 4) oder zwischen die Quellenelektrode von komplementären Feldeffekttransistoren des ersten Gegentakt-A-Verstärkers geschaltet sind; daß ein zweites Paar in Reihe geschalteter Widerstände (18, 19) zwischen die Emitter von t>o komplementären Transistoren (12, 13) oder zwischen die Quellenelektroden von komplementären Feldeffekttransistoren des zweiten Gegentakt-B-Verstärkers geschaltet sind, und daß die Verbindung der zweiten in Reihe geschalteten Widerstände (18, μ 19) mit der Verbindung zwischen den ersten Energieversorgungen (9,10) verbunden ist.

4. Leistungsverstärker nach Anspruch 3, dadurch

gekennzeichnet, daß eine Vorspannung an die Basen der komplementären Transistoren (3,4; 12,13) oder die Steuerelektroden der komplementären Feldeffekttransistoren der ersten und zweiten Verstärker in der Weise angelegt ist, daß der Leerlaufstrom, der über das erste Paar der in Reihe geschalteten Widerstände (5, 6) fließt, höher sein kann, als der Leerlaufstrom, der über die zweiten in Reihe geschalteten Widerstände (18,19) fließt

5. Leistungsverstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß eine Diode parallel zu jedem Widerstand (18, 19) des zweiten Widerstandspaars geschaltet ist

6. Leistungsverstärker nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Verstärker (3, 4) den zweiten Verstärker (12, 13) ansteuert

7. Leistungsverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Basen von komplementären Transistoren (22,23) oder die Quellenelektroden von komplementären Feldeffekttransistoren von der Schaltungsanordnung (20 bis 23) mit den ersten Energieversorgungen (9,10) verbunden sind.

8. Leistungsverstärker nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Verstärker ein selbsterregter Schaltverstärker (26) ist