JP2011135224A

JP2011135224A - 電力増幅回路

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Publication number: JP2011135224A
Application number: JP2009291350A
Authority: JP
Inventors: Nobuaki Tsuji; 信昭辻
Original assignee: Yamaha Corp
Current assignee: Yamaha Corp
Priority date: 2009-12-22
Filing date: 2009-12-22
Publication date: 2011-07-07

Abstract

【課題】負荷駆動部の電源電圧を電界効果トランジスタの閾値電圧以下に低下させることが可能であり、消費電力を十分に低減させることができる電力増幅回路を提供する。
【解決手段】Ｎチャネルトランジスタ７０５Ａおよび７０５Ｂ並びに７０６Ａおよび７０６Ｂは、高電位電源線７０１Ｐおよび低電位電源線７０１Ｍ間に直列に介挿され、負荷８０１および８０２を各々駆動する。プリドライバ７０３は、Ｌチャネル入力信号に基づきＮチャネルトランジスタ７０５Ａおよび７０５Ｂに対する各ゲート電圧を各々発生する。プリドライバ７０４は、Ｒチャネル入力信号に基づきＮチャネルトランジスタ７０６Ａおよび７０６Ｂに対する各ゲート電圧を各々発生する。可変電源７０１は、負荷８０１に対する出力信号ＯＵＴＬ、負荷８０２に対する出力信号ＯＵＴＲが高電位電源線７０１Ｐおよび低電位電源線７０１Ｍ間の電源電圧の範囲内に収まるように同電源電圧を制御する。
【選択図】図１

Description

この発明は、ヘッドホンや携帯電話のスピーカ等の駆動に好適な電力増幅回路に関する。

ヘッドホンや携帯電話のスピーカ等の駆動に用いられる電力増幅回路は、低電圧かつ低消費電力での動作が要求される。そのため、スピーカ等の負荷の駆動に用いられる電力以外の無効な電力の消費を極力避けるべきである。そこで、従来技術の下では、無駄な電力消費を極力少なくするため、電力増幅回路の入力信号または出力信号のレベルに応じて、電力増幅回路の電源電圧を切り換えていた。図６は、この種の従来の電力増幅回路の構成例を示す回路図である。この電力増幅回路は、可変電源８２０と、プリドライバ８３０と、負荷駆動部８４０とを有している。なお、図６では、図面が煩雑になるのを防ぐため、プリドライバ８３０については、負荷駆動部８４０と直接接続されている部分のみを図示している。

可変電源８２０は、図示しないバッテリ等の電源から電源電圧の供給を受け、正の電源電圧ＶＤＤを高電位電源線８２１および接地線８２３間に出力するとともに、負の電源電圧ＶＳＳを低電位電源線８２２および接地線８２３間に出力する。負荷駆動部８４０は、Ｐチャネルの電界効果トランジスタ（以下、単にトランジスタという）８４１とＮチャネルトランジスタ８４２とを有している。ここで、Ｐチャネルトランジスタ８４１のソースは高電位電源線８２１に接続され、Ｎチャネルトランジスタ８４２のソースは低電位電源線８２２に接続されている。そして、Ｐチャネルトランジスタ８４１およびＮチャネルトランジスタ８４２の各ドレインは互いに接続され、このドレイン同士の接続点と接地線との間に負荷であるスピーカ８５０が介挿されている。プリドライバ８３０は、図示しない前段から供給されるオーディオ信号に基づいて、負荷駆動部８４０を駆動する回路である。このプリドライバ８３０は、Ｐチャネルトランジスタ８４１を駆動するための回路として、高電位電源線８２１および低電位電源線８２２間に直列に介挿されたＰチャネルトランジスタ８３１および定電流源８３２を有している。また、プリドライバ８３０は、Ｎチャネルトランジスタ８４２を駆動するための回路として、高電位電源線８２１および低電位電源線８２２間に直列に介挿された定電流源８３３およびＮチャネルトランジスタ８３４を有している。そして、この電力増幅回路では、負荷であるスピーカ８５０の駆動波形が電源電圧ＶＤＤおよびＶＳＳ間に収まるように、スピーカ８５０の駆動波形のピークの増減に応じて、可変電源８２０が出力する電源電圧ＶＤＤおよびＶＳＳを増減する制御が行われる。

特開２００８−３０６２６９号公報特開２００８−３０６２７０号公報

ところで、上述した従来の電力増幅回路において、プリドライバ８３０は、高電位電源線８２１および８２２間の電源電圧がＰチャネルトランジスタ８４１の閾値電圧の絶対値よりも十分に大きくないと、Ｐチャネルトランジスタ８４１をＯＮさせるゲート電圧を発生することができず、同電源電圧がＮチャネルトランジスタ８４２の閾値電圧よりも十分に大きくないと、Ｎチャネルトランジスタ８４２をＯＮさせるゲート電圧を発生することができない。このように、従来の電力増幅回路は、プリドライバ８３０の正常な動作を確保するために、高電位電源線８２１および８２２間の電源電圧を所定値以上にする必要があり、消費電力を十分に低減することができないという問題があった。

この発明は、以上説明した事情に鑑みてなされたものであり、負荷駆動部の電源電圧を電界効果トランジスタの閾値電圧以下に低下させることが可能であり、消費電力を十分に低減させることができる電力増幅回路を提供することを目的とする。

この発明は、高電位電源線および低電位電源線間に直列に介挿され、各々が負荷を駆動する第１および第２の電界効果トランジスタと、入力信号に応じて前記第１および第２の電界効果トランジスタに与える各ゲート電圧を発生するプリドライバと、前記高電位電源線および低電位電源線間に電源電圧を供給する電源であって、該電源電圧の制御が可能な可変電源とを具備することを特徴とする電力増幅回路を提供する。

かかる電力増幅回路によれば、プリドライバの電源電圧に関する制約条件に拘束されることなく、プリドライバに対する電源電圧とは独立に負荷駆動部に対する電源電圧を制御することができる。従って、必要に応じて、負荷駆動部の電源電圧を電界効果トランジスタの閾値電圧以下に低下させ、消費電力を十分に低減させることができる。

なお、特許文献１、２は、電源電圧の制御機能を備えた電力増幅回路を開示している。しかし、これらの文献に開示された電力増幅回路において、電源電圧が制御される増幅装置は、バイポーラ型のＰＮＰトランジスタとＮＰＮトランジスタとを組み合わせたものである。本発明による電力増幅回路は、２個の電界効果トランジスタにより負荷を駆動する構成のものであり、特許文献１、２に開示されたものとは全く異なる。また、特許文献１、２に開示のものは、電界効果トランジスタにより負荷を駆動する構成のものではないため、本発明の課題は特許文献１、２からは生じない。

この発明の一実施形態である電力増幅回路の構成を示す回路図である。同実施形態における電源電圧の制御方法の一例を示す図である。同実施形態における電源電圧の制御方法の他の例を示す図である。同実施形態におけるプリドライバの具体的構成例を示す回路図である。同実施形態における各部の波形を例示する波形図である。従来の電力増幅回路の構成例を示す回路図である。

以下、図面を参照し、この発明の実施の形態を説明する。
図１は、この発明の一実施形態である電力増幅回路の構成を示す回路図である。この電力増幅回路は、可変電源７０１と、プリドライバ７０３および７０４と、負荷駆動部７０５および７０６と、電圧検出回路７０７および７０８とを有している。

可変電源７０１は、図示しないバッテリ等の電源から電源電圧ＢＶＤＤの供給を受け、電圧検出回路７０７から供給される制御電圧ＶＰに応じた正の電源電圧ＶＰＰを高電位電源線７０１Ｐおよび接地線７０１Ｇ間に出力するとともに、電圧検出回路７０８から供給される制御電圧ＶＭに応じた負の電源電圧ＶＭＭを低電位電源線７０１Ｍおよび接地線７０１Ｇ間に出力する。

負荷駆動部７０５は、ヘッドフォンにおけるＬチャネルのスピーカ８０１を駆動する回路である。この負荷駆動部７０５は、高電位電源線７０１Ｐおよび低電位電源線７０１Ｍ間に直列に介挿された同じ導電型（この例ではＮチャネル）のトランジスタ７０５Ａおよび７０５Ｂにより構成されている。ここで、Ｎチャネルトランジスタ７０５Ａは、ドレインが高電位電源線７０１Ｐに接続され、ゲートがプリドライバ７０３に接続されている。また、Ｎチャネルトランジスタ７０５Ｂは、ソースが低電位電源線７０１Ｍに接続され、ゲートがプリドライバ７０３に接続されている。そして、Ｎチャネルトランジスタ７０５ＡのソースとＮチャネルトランジスタ７０５Ｂのドレインは共通接続され、この共通接続点は、負荷であるスピーカ８０１の一端に接続され、このスピーカ８０１の他端は接地されている。すなわち、Ｎチャネルトランジスタ７０５Ａおよびスピーカ８０１は、ソースフォロワ（ドレイン接地増幅回路）を構成しており、Ｎチャネルトランジスタ７０５Ｂおよびスピーカ８０１は、ソース接地増幅回路を構成している。

負荷駆動部７０６は、ヘッドフォンにおけるＲチャネルのスピーカ８０２を駆動する回路である。この負荷駆動部７０６も、負荷駆動部７０５と同様な高電位電源線７０１Ｐおよび低電位電源線７０１Ｍ間に直列に介挿されたＮチャネルトランジスタ７０６Ａおよび７０６Ｂにより構成されている。

プリドライバ７０３は、正逆２相のＬチャネルの入力信号を増幅することにより、Ｎチャネルトランジスタ７０５Ａおよび７０５Ｂに与える各ゲート電圧を発生する回路である。このプリドライバ７０３は、その正電源端子に高電位電源線７０１Ｐとは別の高電位電源線７０２を介して電源電圧ＢＶＤＤが与えられ、その負電源端子に低電位電源線７０１Ｍを介して電源電圧ＶＭＭが与えられ、これらの正電源端子および負電源端子間の電圧を電源として動作する。

プリドライバ７０４は、正逆２相のＲチャネルの入力信号を増幅することにより、Ｎチャネルトランジスタ７０６Ａおよび７０６Ｂに与える各ゲート電圧を発生する回路である。このプリドライバ７０４も、プリドライバ７０３と同様、その正電源端子に電源電圧ＢＶＤＤが与えられ、その負電源端子に電源電圧ＶＭＭが与えられ、これらの正電源端子および負電源端子間の電圧を電源として動作する。

電圧検出回路７０７は、負荷駆動部７０５の出力電圧ＯＵＴＬ、負荷駆動部７０６の出力電圧ＯＵＴＲおよび０Ｖのうち最も高電位の電圧を検出し、この検出した電圧に正のオフセット電圧を加えた制御電圧ＶＰを可変電源７０１に出力する回路である。また、電圧検出回路７０８は、負荷駆動部７０５の出力電圧ＯＵＴＬ、負荷駆動部７０６の出力電圧ＯＵＴＲおよび０Ｖのうち最も低電位の電圧を検出し、この検出した電圧に負のオフセット電圧を加えた制御電圧ＶＭを可変電源７０１に出力する回路である。ここで、正のオフセット電圧は＋０．２Ｖ程度、負のオフセット電圧は−０．２Ｖ程度である。

可変電源７０１には各種の態様が考えられる。第１の態様において、可変電源７０１は、図２に示すように、制御電圧ＶＰと同じ電圧値の電源電圧ＶＰＰと、制御電圧ＶＭと同じ電圧値の電源電圧ＶＭＭを出力する。第２の態様において、可変電源７０１は、図３に示すように、例えば制御電圧ＶＰおよびＶＭの各絶対値が閾値Ｖｔｈ＝ＢＶＤＤ／２より小さい場合は、電源電圧ＶＰＰ＝ＢＶＤＤ／２と、電源電圧ＶＭＭ＝−ＢＶＤＤ／２を出力し、制御電圧ＶＰおよびＶＭの各絶対値が閾値Ｖｔｈ＝ＢＶＤＤ／２以上である場合は、電源電圧ＶＰＰ＝ＢＶＤＤと、電源電圧ＶＭＭ＝−ＢＶＤＤを出力する。いずれの態様においても、負荷であるスピーカ８０１および８０２に与えられる出力信号の振幅が小さいときは、電圧値の小さな電源電圧ＶＰＰおよびＶＭＭが負荷駆動部７０５および７０６に与えられ、トランジスタ７０５Ａ、７０５Ｂ、７０６Ａ、７０６Ｂによって消費される無駄な電力を減らし、効率を高めることができる。

そして、本実施形態では、プリドライバ７０３および７０４の電源電圧ＢＶＤＤ−ＶＭＭを高く維持した状態で、負荷駆動部７０５および７０６の電源電圧ＶＰＰ−ＶＭＭを自由に制御することができるため、Ｎチャネルトランジスタ７０５Ａ、７０５Ｂ、７０６Ａ、７０６Ｂの消費電力を効果的に低減することができる。この効果について具体例を挙げて説明すると、次の通りである。

この具体例において、電源電圧ＢＶＤＤは３．７Ｖであり、可変電源７０１は、出力信号ＯＵＴＬ、ＯＵＴＲの振幅に応じて、電源電圧ＶＰＰを０．２Ｖから１．８まで変化させ、電源電圧ＶＭＭを−０．２Ｖから−１．８Ｖまで変化させる。この場合において、例えばソースフォロア回路を構成するＮチャネルトランジスタ７０５ＡをＯＮさせるためには、Ｎチャネルトランジスタ７０５Ａの閾値電圧と出力電圧ＯＵＴＬの最大値１．８Ｖと所定のオーバドライブ電圧（０．２Ｖ程度）とを加算した電圧以上のゲート電圧ＮＧ１をプリドライバ７０３からＮチャネルトランジスタ７０５Ａに出力する必要がある。ここで、プリドライバ７０３には電源電圧ＢＶＤＤ＝３．７Ｖが与えられる。このような電源電圧を与えるのであれば、既存技術を利用した通常のプリドライバ７０３により、この要求を満たすゲート電圧ＮＧ１を出力することが十分に可能である。また、Ｎチャネルトランジスタ７０５ＢをＯＮさせるためには、電源電圧ＶＭＭに対してＮチャネルトランジスタ７０５Ｂの閾値電圧と所定のオーバドライブ電圧（０．２Ｖ程度）とを加算した電圧以上のゲート電圧ＮＧ２をプリドライバ７０３からＮチャネルトランジスタ７０５Ｂに出力する必要がある。プリドライバ７０３には電源電圧ＢＶＤＤ＝３．７Ｖが与えられるので、このようなゲート電圧ＮＧ２をプリドライバ７０３から出力することが可能である。以上、負荷駆動部７０５とプリドライバ７０３の関係を例に説明したが、負荷駆動部７０６とプリドライバ７０４の関係に関しても同様である。

また、本実施形態によれば、負荷駆動部７０５および７０６の各々を同じ導電型（この例ではＮチャネル）の２個のトランジスタにより構成したので、異なる導電型の２個のトランジスタにより構成する場合に比べて、高電位電源線７０１Ｐおよび７０１Ｍ間の電源電圧の下限値を低くすることができるという効果がある。仮に例えば負荷駆動部７０５のＮチャネルトランジスタ７０５ＡをＰチャネルトランジスタに置き換えた場合、このＰチャネルトランジスタをＯＮさせるためには、高電位電源線７０１Ｐの電圧ＶＰＰからＰチャネルトランジスタの閾値電圧の絶対値と所定のオーバドライブ電圧とを加えた大きさの電圧だけ低下したゲート電圧ＮＧ１をプリドライバ７０３から出力させる必要がある。このようなゲート電圧ＮＧ１をプリドライバ７０３から出力させるためには、高電位電源線７０１Ｐおよび低電位電源線７０１Ｍ間に少なくともＰチャネルトランジスタの閾値電圧の絶対値と所定のオーバドライブ電圧とを加えた大きさの電圧を発生させる必要がある。そして、この電圧よりも高電位電源線７０１Ｐおよび低電位電源線７０１Ｍ間の電源電圧が低くなると、ＰチャネルトランジスタをＯＮさせることができず、正常な増幅動作が得られない。これに対し、本実施形態では、負荷駆動部７０５および７０６の各々を同じ導電型（この例ではＮチャネル）の２個のトランジスタにより構成したので、このような制約を受けることなく、高電位電源線７０１Ｐおよび低電位電源線７０１Ｍ間の電源電圧を格段と低くすることが可能である。例えば高電位電源線７０１Ｐの電源電圧ＶＰＰを０．２Ｖ、低電位電源線７０１Ｍの電源電圧ＶＭＭを−０．２Ｖとすることも可能である。このようにしても、プリドライバ７０３および７０４に対する電源電圧ＢＶＤＤを十分に大きくすれば、Ｎチャネルトランジスタ７０５Ａ、７０５Ｂ、７０６Ａ、７０６Ｂを各々ＯＮさせる各ゲート電圧をプリドライバ７０３および７０４から出力させることが可能だからである。従って、本実施形態によれば、負荷駆動部７０５および７０６の各々を異なる導電型の２個のトランジスタにより構成する場合に比べて、高電位電源線７０１Ｐおよび７０１Ｍ間の電源電圧の下限値を低くすることができる。

図４は本実施形態におけるプリドライバ７０３の構成例を示す回路図である。なお、プリドライバ７０４も図４に示すプリドライバ７０３と同様な構成を有している。また、図４では、プリドライバ７０３および負荷駆動部７０５の全体としての構成および動作の理解を容易にするため、負荷駆動部７０５も併せて図示されている。

図４に示すように、プリドライバ７０３は、第１増幅部７１０と、第２増幅部７２０と、第３増幅部７３０と、第４増幅部７４０と、アイドリング電流調整部７５０とにより構成されている。

第１増幅部７１０において、Ｎチャネルトランジスタ７１１および７１２の各ソースは、低電位電源線７０１Ｍに接続されている。また、Ｎチャネルトランジスタ７１１および７１２の各ゲートは、Ｎチャネルトランジスタ７１１のドレインに接続されており、このＮチャネルトランジスタ７１１のドレインには定電流源７１３が接続されている。このため、Ｎチャネルトランジスタ７１２の飽和電流値は、定電流源７１３の電流値に比例した大きさとなる。Ｎチャネルトランジスタ７１４および７１５は、各々のゲートに正逆２相の入力信号ＩＮＰおよびＩＮＭが与えられるようになっており、各々のソースがＮチャネルトランジスタ７１２のドレインに接続されている。このＮチャネルトランジスタ７１４および７１５とＮチャネルトランジスタ７１２は、入力信号ＩＮＰおよびＩＮＭの差動増幅を行う差動増幅器を構成している。

第２増幅部７２０において、Ｐチャネルトランジスタ７２１および７２２の各ソースは、高電位電源線７０２に接続されている。また、Ｐチャネルトランジスタ７２１および７２２の各ゲートは、Ｐチャネルトランジスタ７２１のドレインに接続されており、このＰチャネルトランジスタ７２１のドレインには定電流源７２３が接続されている。このため、Ｐチャネルトランジスタ７２２の飽和電流値は、定電流源７２３の電流値に比例した大きさとなる。このＰチャネルトランジスタ７２２のドレインには、Ｐチャネルトランジスタ７２５のソースが接続されるとともに、第１増幅部７１０におけるＮチャネルトランジスタ７１５のドレインが接続されている。このＰチャネルトランジスタ７２５のドレインは、Ｎチャネルトランジスタ７２７のドレインおよびゲートに接続されており、このＮチャネルトランジスタ７２７のソースは低電位電源線７０１Ｍに接続されている。Ｐチャネルトランジスタ７２４は、ソースが高電位電源線７０２に接続され、ゲートおよびドレインが定電流源７２６に接続されている。そして、Ｐチャネルトランジスタ７２４のゲートおよびドレインの共通接続点は、Ｐチャネルトランジスタ７２５のゲートに接続されている。以上説明した第２増幅部７２０では、Ｐチャネルトランジスタ７２２が定電流源として機能し、このＰチャネルトランジスタ７２２のドレイン電流から第１増幅部７１０のＮチャネルトランジスタ７１５のドレイン電流を差し引いた電流がＰチャネルトランジスタ７２５を介してＮチャネルトランジスタ７２７に流れる。

第３増幅部７３０において、Ｐチャネルトランジスタ７３１は、ソースが高電位電源線７０２に接続され、ゲートが第２増幅部７２０のＰチャネルトランジスタ７２１のゲートおよびドレインと定電流源７２３との共通接続点に接続されている。従って、Ｐチャネルトランジスタ７３１の飽和電流値は、定電流源７２３の電流値に比例した大きさとなる。Ｐチャネルトランジスタ７３１のドレインには、Ｐチャネルトランジスタ７３２および７３３の各ソースが接続されるとともに、第１増幅部７１０におけるＮチャネルトランジスタ７１４のドレインが接続されている。Ｐチャネルトランジスタ７３２のゲートは、第２増幅部７２０におけるＰチャネルトランジスタ７２４のゲートおよびドレインと定電流源７２６との共通接続点に接続されている。また、Ｐチャネルトランジスタ７３３のゲートは、アイドリング電流調整部７５０のＰチャネルトランジスタ７５８のドレインに接続されている。そして、Ｐチャネルトランジスタ７３２および７３３の各ドレインは、Ｎチャネルトランジスタ７３４および７３５の各ドレインに接続され、Ｎチャネルトランジスタ７３４および７３５の各ソースは低電位電源線７０１Ｍに接続されている。そして、Ｎチャネルトランジスタ７３４および７３５の各ゲートは、第２増幅部７２０におけるＮチャネルトランジスタ７２７のゲートおよびドレインの共通接続点に接続されている。そして、Ｐチャネルトランジスタ７３２のドレイン電圧は、負荷駆動部７０５のＮチャネルトランジスタ７０５Ｂに対するゲート電圧ＮＧ２となり、Ｐチャネルトランジスタ７３３のドレイン電圧は第４増幅部７４０のＰチャネルトランジスタ７４４のゲートに与えられる。

以上説明した第３増幅部７３０は、差動増幅器であり、Ｐチャネルトランジスタ７３２および７３３は差動トランジスタペアを構成している。そして、この差動トランジスタペアの共通ソースに流れ込む電流は、定電流源として機能するＰチャネルトランジスタ７３１のドレイン電流から第１増幅部７１０のＮチャネルトランジスタ７１４のドレイン電流を差し引いた電流となる。一方、Ｎチャネルトランジスタ７３４および７３５は、差動トランジスタペアの負荷となっている。これらのＮチャネルトランジスタ７３４および７３５の飽和電流の大きさは、第２増幅部７２０のＮチャネルトランジスタ７２７のドレイン電流に比例した大きさとなる。

第４増幅部７４０において、Ｎチャネルトランジスタ７４１および７４２の各ソースは低電位電源線７０１Ｍに接続されており、Ｎチャネルトランジスタ７４１および７４２の各ゲートとＮチャネルトランジスタ７４１のドレインは定電流源７４３に接続されている。従って、Ｎチャネルトランジスタ７４２の飽和電流値は、定電流源７４３の電流値に比例した大きさになる。Ｐチャネルトランジスタ７４４は、ソースが高電位電源線７０２に接続され、ドレインがＮチャネルトランジスタ７４２のドレインに接続され、ゲートが第３増幅部７３０のＰチャネルトランジスタ７３３のドレインに接続されている。このＰチャネルトランジスタ７４４は、Ｎチャネルトランジスタ７４２を負荷とし、ゲートに与えられる第３増幅部７３０のＰチャネルトランジスタ７３３のドレイン電圧を増幅するソース接地増幅回路を構成している。このソース接地増幅回路の出力信号であるＰチャネルトランジスタ７４４のドレイン電圧は、負荷駆動部７０５のＮチャネルトランジスタ７０５Ａに対するゲート電圧ＮＧ１となる。

アイドリング電流調整部７５０において、Ｎチャネルトランジスタ７５１および７５２の各ソースは、低電位電源線７０１Ｍに接続されており、Ｎチャネルトランジスタ７５１および７５２の各ゲートには負荷駆動部７０５のＮチャネルトランジスタ７０５Ｂに対するものと同じゲート電圧ＮＧ２が与えられる。Ｎチャネルトランジスタ７５３は、ソースが負荷駆動部７０５のＮチャネルトランジスタ７０５Ａのソースに接続され、ゲートにはＮチャネルトランジスタ７０５Ａに対するものと同じゲート電圧ＮＧ１が与えられる。Ｐチャネルトランジスタ７５４、７５５、７５６、７５７および７５８の各ソースは高電位電源線７０２に接続されている。そして、Ｐチャネルトランジスタ７５４のドレインおよびゲートと、Ｐチャネルトランジスタ７５５のゲートは、Ｎチャネルトランジスタ７５３のドレインに接続されている。Ｐチャネルトランジスタ７５５および７５６の各ドレインはＮチャネルトランジスタ７５２のドレインに接続されている。そして、Ｐチャネルトランジスタ７５５および７５６の各ドレインとＮチャネルトランジスタ７５２のドレインの共通接続点には、Ｐチャネルトランジスタ７５６および７５７の各ゲートが接続されている。Ｐチャネルトランジスタ７５７および７５８の各ドレインはＮチャネルトランジスタ７５１のドレインに接続されている。そして、Ｐチャネルトランジスタ７５７および７５８の各ドレインとＮチャネルトランジスタ７５１のドレインの共通接続点には、Ｐチャネルトランジスタ７５８のゲートが接続されるとともに、第３増幅部７３０のＰチャネルトランジスタ７３３のゲートが接続されている。
以上がプリドライバ７０３の構成の詳細である。

次にプリドライバ７０３の動作について説明する。例えばＮチャネルトランジスタ７１２の飽和電流値が２Ｉ０であり、かつ、２相の入力信号ＩＮＰおよびＩＮＭの各電圧がいずれも基準レベルＶＲＥＦである場合、Ｎチャネルトランジスタ７１４および７１５のドレイン電流はいずれもＩ０となる。

この状態から、入力信号ＩＮＰがＶＲＥＦ−ΔＶに低下し、入力信号ＩＮＭがＶＲＥＦ＋ΔＶに上昇すると、Ｎチャネルトランジスタ７１４のドレイン電流は例えばＩ０−ΔＩ０に減少し、Ｎチャネルトランジスタ７１５のドレイン電流はＩ０＋ΔＩ０に増加する。

Ｎチャネルトランジスタ７１４のドレイン電流が減少すると、第３増幅部７３０では、その減少分だけＰチャネルトランジスタ７３２および７３３の共通ソースに流れ込む電流が増加する。また、Ｎチャネルトランジスタ７１５のドレイン電流が増加すると、その増加分だけ第２増幅部７２０のＮチャネルトランジスタ７２７のドレイン電流が減少するため、第３増幅部７３０のＮチャネルトランジスタ７３４および７３５の飽和電流値が減少する。

このため、第３増幅部７３０では、入力信号ＩＮＰの基準レベルＶＲＥＦからの低下分−ΔＶと入力信号ＩＮＭの基準レベルＶＲＥＦからの上昇分＋ΔＶが大きくなる程、Ｐチャネルトランジスタ７３２および７３３の共通ソースの電位ＶＣＭが上昇し、Ｐチャネルトランジスタ７３２および７３３の各ドレイン電圧も上昇する。この結果、第３増幅部７３０から負荷駆動部７０５のＮチャネルトランジスタ７０５Ｂに供給されるゲート電圧ＮＧ２が上昇し、Ｎチャネルトランジスタ７０５Ｂのドレイン電流が増加する。一方、第４増幅部７４０から負荷駆動部７０５のＮチャネルトランジスタ７０５Ａに供給されるゲート電圧ＮＧ１は接地レベルに向けて低下しようとする。

ここで、ゲート電圧ＮＧ１が接地レベルに近づくと、アイドリング電流調整部７５０では、Ｎチャネルトランジスタ７５３およびＰチャネルトランジスタ７５４のドレイン電流が０に近づく。この結果、Ｐチャネルトランジスタ７５５のドレイン電流の低下→Ｐチャネルトランジスタ７５６のドレイン電流の増加とドレインおよびゲート電位の低下→Ｐチャネルトランジスタ７５７のドレイン電流の増加、Ｐチャネルトランジスタ７５８のドレイン電流の減少とドレインおよびゲート電位の上昇が連鎖的に起こる。そして、Ｐチャネルトランジスタ７５８のドレイン電位が上昇すると、第３増幅部７３０ではＰチャネルトランジスタ７３３のドレイン電位が低下するため、第４増幅部７４０からＮチャネルトランジスタ７０５Ａおよび７５３に供給されるゲート電圧ＮＧ１が増加し、Ｎチャネルトランジスタ７０５Ａおよび７５３のドレイン電流が増加する。

以上のような負帰還が働くため、Ｎチャネルトランジスタ７０５Ｂにドレイン電流が流れて、Ｎチャネルトランジスタ７０５Ｂによるスピーカ８０１の駆動が行われる間、Ｎチャネルトランジスタ７０５Ａのドレイン電流は０にならず、Ｎチャネルトランジスタ７０５Ａには微弱なアイドリング電流が流れる。

次に、入力信号ＩＮＰがＶＲＥＦ＋ΔＶに上昇し、入力信号ＩＮＭがＶＲＥＦ−ΔＶに低下すると、Ｎチャネルトランジスタ７１４のドレイン電流は例えばＩ０＋ΔＩ０に増加し、Ｎチャネルトランジスタ７１５のドレイン電流はＩ０−ΔＩ０に減少する。

Ｎチャネルトランジスタ７１４のドレイン電流が増加すると、第３増幅部７３０では、その増加分だけＰチャネルトランジスタ７３２および７３３の共通ソースに流れ込む電流が減少する。また、Ｎチャネルトランジスタ７１５のドレイン電流が減少すると、その減少分だけ第２増幅部７２０のＮチャネルトランジスタ７２７のドレイン電流が増加するため、第３増幅部７３０のＮチャネルトランジスタ７３４および７３５の飽和電流値が増加する。

このため、第３増幅部７３０では、入力信号ＩＮＰの基準レベルＶＲＥＦからの上昇分＋ΔＶと入力信号ＩＮＭの基準レベルＶＲＥＦからの低下分−ΔＶが大きくなる程、Ｐチャネルトランジスタ７３２および７３３の共通ソースの電位ＶＣＭが低下し、Ｐチャネルトランジスタ７３２および７３３の各ドレイン電圧も低下する。この結果、第４増幅部７４０から負荷駆動部７０５のＮチャネルトランジスタ７０５Ａに供給されるゲート電圧ＮＧ１が上昇し、Ｎチャネルトランジスタ７０５Ａのドレイン電流が増加する。一方、第３増幅部７３０から負荷駆動部７０５のＮチャネルトランジスタ７０５Ｂに供給されるゲート電圧ＮＧ２が低電位電源線７０１ＭのレベルＶＭＭに近づく。

ここで、ゲート電圧ＮＧ２が低電位電源線７０１ＭのレベルＶＭＭに近づくと、アイドリング電流調整部７５０では、Ｎチャネルトランジスタ７５１および７５２のドレイン電流が０に近づく。この結果、Ｐチャネルトランジスタ７５８のドレイン電位が上昇する。この結果、第３増幅部７３０ではＰチャネルトランジスタ７３３のドレイン電位の低下とＰチャネルトランジスタ７３２のドレイン電位の上昇が起こり、Ｎチャネルトランジスタ７０５Ｂに供給されるゲート電圧ＮＧ２が上昇し、Ｎチャネルトランジスタ７０５Ｂのドレイン電流が増加する。以上のような負帰還が働くため、Ｎチャネルトランジスタ７０ＡＢにドレイン電流が流れて、Ｎチャネルトランジスタ７０５Ａによるスピーカ８０１の駆動が行われる間、Ｎチャネルトランジスタ７０５Ｂのドレイン電流は０にならず、Ｎチャネルトランジスタ７０５Ｂには微弱なアイドリング電流が流れる。
以上が図４に示すプリドライバ７０３の動作である。

この具体例によれば、プリドライバ７０３がＮチャネルトランジスタ７０５Ａおよび７０５Ｂに常時微弱なアイドリング電流を流すので、Ｎチャネルトランジスタ７０５Ａおよび７０５Ｂの一方による負荷の駆動から他方による負荷の駆動に遷移させる際のクロスオーバ歪を防止することができる。

＜他の実施形態＞
以上、この発明の一実施形態を説明したが、この発明には、他にも各種の実施形態が考えられる。例えば、上記実施形態では、負荷駆動部７０５および７０６の各々を２個のＮチャネルトランジスタにより構成したが、２個のＰチャネルトランジスタにより構成してもよい。また、上記実施形態では、接地線７０１Ｇを基準として、正の電源電圧ＶＰＰを高電位電源線７０１Ｐに与え、負の電源電圧ＶＭＭを低電位電源線７０１Ｍに与えたが、低電位電源線７０１Ｍを接地線とし、可変電源７０１が単一の電源電圧を発生し、この高電位電源線７０１Ｐおよび低電位電源線７０１Ｍ（接地線）間に与える構成としてもよい。

７０５，７０６……負荷駆動部、７０５Ａ，７０５Ｂ，７０６Ａ，７０６Ｂ……Ｎチャネルトランジスタ、８０１，８０２……スピーカ、７０３，７０４……プリドライバ、７０１……可変電源、７０１Ｐ……高電位電源線、７０１Ｍ……低電位電源線、７０７，７０８……電圧検出回路、７１０……第１増幅部、７２０……第２増幅部、７３０……第３増幅部、７４０……第４増幅部、７５０……アイドリング電流調整部、７１３，７２３，７２６，７４３……定電流源、７１１，７１２，７１４，７１５，７２７，７３４，７３５，７４１，７４２，７５１，７５２，７５３……Ｎチャネルトランジスタ、７２１，７２２，７２４，７２５，７３１，７３２，７３３，７５４〜７５８……Ｐチャネルトランジスタ。

Claims

高電位電源線および低電位電源線間に直列に介挿され、各々が負荷を駆動する第１および第２の電界効果トランジスタと、
入力信号に応じて前記第１および第２の電界効果トランジスタに与える各ゲート電圧を発生するプリドライバと、
前記高電位電源線および低電位電源線間に電源電圧を供給する電源であって、該電源電圧の制御が可能な可変電源と
を具備することを特徴とする電力増幅回路。
前記第１および第２の電界効果トランジスタは、同じ導電型の電界効果トランジスタであり、一方の電界効果トランジスタのドレインが前記高電位電源線および低電位電源線の一方に接続され、他方の電界効果トランジスタのソースが前記高電位電源線および低電位電源線の他方に接続され、一方の電界効果トランジスタのソースと他方の電界効果トランジスタのドレインの共通接続点が前記負荷の一端に接続されていることを特徴とする請求項１に記載の電力増幅回路。
前記負荷の駆動電圧が前記高電位電源線および低電位電源線間の電圧範囲内に収まるように前記可変電源が出力する電源電圧を制御するように構成したことを特徴とする請求項１に記載の電力増幅回路。