JPH06153494A

JPH06153494A - 高速制御スイッチング電源およびオーディオ出力回路

Info

Publication number: JPH06153494A
Application number: JP29690492A
Authority: JP
Inventors: Shigeru Yamada; 茂山田
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1992-11-06
Filing date: 1992-11-06
Publication date: 1994-05-31

Abstract

(57)【要約】【目的】可変制御電圧に高速に追従するスイッチング電
源を提供する。【構成】直流電源用電解コンデンサＣ₁₁の正極にスイッ
チングトランジスタＱ₁₁を介して、チョークコイルＬ₁₁
と出力コンデンサＣ₁₂とからなる平滑回路を接続する。
コンパレータ１４の反転入力端子（−）を出力コンデン
サＣ₁₂の正極に接続する。コンパレータ１４の非反転入
力端子（＋）に可変制御電圧Ｖ_CONT1を印加する。コン
パレータ１４の出力をフォトカプラ１５を介してプリア
ンプ１６に伝え、プリアンプ１６の出力で制御されるド
ライバ回路１７によりスイッチングトランジスタＱ₁₁を
ＯＮ／ＯＦＦ制御する。チョークコイルＬ₁₁と出力コン
デンサＣ₁₂による共振周波数ｆ_Cを可変制御電圧Ｖ
_CONT1の入力周波数より充分に高くし、かつ、スイッチ
ングトランジスタＱ₁₁のスイッチング周波数を共振周波
数ｆ_Cよりも充分に高くする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、商用周波数以上の高周
波でスイッチング制御を行うチョッパ方式の高速制御ス
イッチング電源（スイッチングレギュレータ）、およ
び、その高速制御スイッチング電源を電源としオーディ
オ信号を増幅して出力するオーディオ出力回路に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】図５は従来のチョッパ方式のスイッチン
グ電源を示す回路図である。図において、１は直流入力
ライン、Ｃ₁は直流電源用電解コンデンサ、Ｑ₁はスイ
ッチングトランジスタ、Ｌ₁はチョークコイル、Ｃ₂は
チョークコイルＬ₁とともに平滑回路を構成するスイッ
チング電源用出力コンデンサ（電解コンデンサ）、２は
直流出力ライン、Ｄ₁は逆電圧吸収用のフライホイール
ダイオード（キャッチングダイオード）、３は誤差増幅
器、４は基準電圧Ｖref を出力する基準電源、５は制御
回路、６はスイッチングトランジスタＱ₁のドライバ回
路である。

【０００３】スイッチングトランジスタＱ₁はドライバ
回路６からのＯＮ制御信号とＯＦＦ制御信号とによりＯ
Ｎ／ＯＦＦ制御される。スイッチングトランジスタＱ₁
がＯＮ状態のとき、直流電源用電解コンデンサＣ₁から
スイッチングトランジスタＱ₁を介してチョークコイル
Ｌ₁およびスイッチング電源用出力コンデンサＣ₂から
なる平滑回路に電流が流れ、チョークコイルＬ₁にエネ
ルギーが蓄積されるとともに、直流出力ライン２からの
出力電圧Ｖ_OUTが次第に上昇していく。その出力電圧Ｖ
_OUTは誤差増幅器３の非反転入力端子（＋）に導かれ、
基準電源４の基準電圧Ｖref と比較される。

【０００４】出力電圧Ｖ_OUTが基準電圧Ｖref を超える
と、誤差増幅器３から制御回路５に“Ｈ”レベルが出力
され、制御回路５はドライバ回路６をそれからＯＦＦ制
御信号を出力するように制御する。すると、スイッチン
グトランジスタＱ₁がＯＦＦ状態に切り換えられ、出力
電圧Ｖ_OUTの上昇が停止され、今度は降下に転じる。

【０００５】スイッチングトランジスタＱ₁がＯＦＦす
ると、チョークコイルＬ₁に蓄積されていたエネルギー
が出力コンデンサＣ₂→フライホイールダイオードＤ₁
のループで放出される。

【０００６】出力電圧Ｖ_OUTが次第に降下していくと、
出力電圧Ｖ_OUTが基準電圧Ｖref を下回るようになり、
誤差増幅器３の出力が“Ｌ”レベルに反転し、制御回路
５はドライバ回路６をそれからＯＮ制御信号を出力する
ように制御する。すると、スイッチングトランジスタＱ
₁がＯＮ状態に切り換えられ、出力電圧Ｖ_OUTの降下が
停止され、今度は上昇に転じる。

【０００７】以上のように出力電圧Ｖ_OUTを基準電圧Ｖ
ref と比較してその比較結果をフィードバックすること
により、出力電圧Ｖ_OUTを所定の閾値範囲に収め、直流
出力ライン２からの出力を安定化させることになるので
ある。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】上記のような従来の一
般的な構成のスイッチング電源にあっては、チョークコ
イルＬ₁のインダクタンスと出力コンデンサＣ₂の容量
とで決まる共振周波数を充分に低い値に設定して出力電
圧Ｖ_OUTのリップルを小さく抑えるようにしていた。従
来例では、特に出力コンデンサＣ₂の容量を大きくとっ
ていた。共振周波数ｆ_Cは、ｆ_C＝１／２π（Ｌ
₁Ｃ₂）^1/2で決まる。そのため、当然に、スイッチン
グトランジスタＱ₁のＯＮ／ＯＦＦ制御に伴う出力電圧
Ｖ_OUTの基準電圧Ｖref を基準とした追従性（応答性）
が悪く、結果として、スイッチングトランジスタＱ₁に
対する高速制御が困難で、出力電圧Ｖ_OUTの高速追従化
がむずかしく、出力の安定性も決して充分なものとはな
っていなかった。

【０００９】本発明は、このような事情に鑑みて創案さ
れたものであって、第１の目的は、スイッチング電源の
出力電圧の高速追従化を可能とすることであり、第２の
目的は、そのような高速制御スイッチング電源を利用す
ることによりオーディオ出力回路の低消費電力化を図る
ことである。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明に係る高速制御ス
イッチング電源は、チョークコイルおよび出力コンデン
サからなる平滑回路の入力側にスイッチングトランジス
タを挿入し、前記出力コンデンサの出力レベルをフィー
ドバック制御系を介して前記スイッチングトランジスタ
に負帰還させてそのスイッチングトランジスタをＯＮ／
ＯＦＦ制御するように構成されたチョッパ方式のスイッ
チング電源であって、前記フィードバック制御系を、電
位的基準を前記出力コンデンサのレベルとし可変する制
御電圧と比較するコンパレータと、そのコンパレータの
出力変化を光の変化として伝えるフォトカプラと、フォ
トカプラの出力を増幅するプリアンプと、そのプリアン
プの出力を受けて前記スイッチングトランジスタを高速
でＯＮ／ＯＦＦ制御するドライバ回路とから構成し、前
記チョークコイルおよび出力コンデンサによる共振周波
数を前記コンパレータに対する可変制御電圧の周波数よ
りも充分に高く設定するとともに、前記スイッチングト
ランジスタのＯＮ／ＯＦＦ制御の周波数を前記共振周波
数よりも充分に高く設定してあることを特徴とするもの
である。

【００１１】また、本発明に係るオーディオ出力回路
は、入力音声信号を増幅するプリドライバ段とこのプリ
ドライバ段の出力を共通入力としコンプリメンタリに接
続された一対のトランジスタからなるパワー出力段とで
構成されたパワーアンプを備えるとともに、前記パワー
出力段の電源として、プラス側直流入力ラインについて
前記の高速制御スイッチング電源が設けられているとと
もにマイナス側直流入力ラインについても正負が逆の状
態で前記の高速制御スイッチング電源が設けられプラス
側可変電源電圧を前記パワー出力段の一方のトランジス
タに供給しマイナス側可変電源電圧を他方のトランジス
タに供給するプラス・マイナス側高速制御スイッチング
電源を備え、前記パワー出力段の出力を入力してプラス
側とマイナス側とでそれぞれ半波整流するプラス・マイ
ナス側半波整流回路と、このプラス・マイナス側半波整
流回路から出力される正の半波整流信号に正の一定電圧
をバイアス印加するとともに負の半波整流信号に負の一
定電圧をバイアス印加するプラス・マイナス側一定電圧
シフト回路とを備え、それらシフト後のプラス側可変制
御電圧とマイナス側可変制御電圧とをそれぞれ前記プラ
ス側高速制御スイッチング電源のコンパレータとマイナ
ス側高速制御スイッチング電源のコンパレータとに帰還
入力するように構成してあることを特徴とするものであ
る。

【００１２】

【作用】本発明に係る高速制御スイッチング電源によれ
ば、チョークコイルと出力コンデンサによる共振周波数
をコンパレータに印加される可変制御電圧の入力周波数
に対して充分に高いものとし、かつ、スイッチングトラ
ンジスタのＯＮ／ＯＦＦ制御の周波数を前記共振周波数
に比べて充分に高いものとしたので、可変制御電圧の変
動に対してスイッチング電源の出力電圧を高速に追従さ
せることができる。

【００１３】また、本発明に係るオーディオ出力回路に
よれば、コンプリメンタリに接続された一対のトランジ
スタに対するプラス側およびマイナス側の電源としてそ
れぞれ可変制御電圧の変動に高速追従するプラス側およ
びマイナス側の可変電源電圧を使用し、その可変電源電
圧は出力音声信号の正負の半波整流波形に一定電圧をプ
ラス側およびマイナス側にそれぞれバイアス印加したも
のであるから、両トランジスタでの消費電力を削減して
放熱対策を軽減することができる。

【００１４】

【実施例】以下、まず、本発明に係る高速制御スイッチ
ング電源の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。高
速制御スイッチング電源には、出力電圧Ｖ_OUTを正の電
位とするプラス側高速制御スイッチング電源と、出力電
圧Ｖ_OUT′を負の電位とするマイナス側高速制御スイッ
チング電源とがある。図１はプラス側高速制御スイッチ
ング電源の回路図であり、図２はマイナス側高速制御ス
イッチング電源の回路図である。

【００１５】以下、図１に基づいてチョッパ方式のプラ
ス側高速制御スイッチング電源について説明する。図に
おいて、１１はプラス側直流入力ライン、Ｃ₁₁は直流電
源用電解コンデンサ、Ｑ₁₁はＮチャンネル型のＭＯＳ−
ＦＥＴを利用したスイッチングトランジスタ、Ｌ₁₁はチ
ョークコイル、Ｃ₁₂はチョークコイルＬ₁₁とともに平滑
回路を構成するスイッチング電源用出力コンデンサ、１
２はプラス側直流出力ライン、１３はグランドライン、
Ｄ₁₁は逆電圧吸収用のフライホイールダイオード（キャ
ッチングダイオード）、１４はコンパレータ、１５はフ
ォトカプラ、１５ａはフォトカプラ１５における発光素
子（発光ダイオード）、１５ｂは受光素子（フォトトラ
ンジスタ）、１６はドライバ用プリアンプ、１７はスイ
ッチングトランジスタＱ₁₁のドライバ回路、２１ａはコ
ンパレータ用電源ライン、２１ｂはコンパレータ用アー
スライン、２２ａはプリアンプ・ドライバ用電源ライ
ン、２２ｂはプリアンプ・ドライバ用アースラインであ
る。

【００１６】プラス側直流入力ライン１１に接続された
直流電源用電解コンデンサＣ₁₁の正極にスイッチングト
ランジスタＱ₁₁のドレインが接続され、そのソースはチ
ョークコイルＬ₁₁を介してスイッチング電源用出力コン
デンサＣ₁₂の正極に接続されている。その出力コンデン
サＣ₁₂の正極がプラス側直流出力ライン１２となってい
る。出力コンデンサＣ₁₂の負極と直流電源用電解コンデ
ンサＣ₁₁の負極とを接続するグランドライン１３にアノ
ードが接続されたフライホイールダイオードＤ₁₁のカソ
ードがスイッチングトランジスタＱ₁₁のソースとチョー
クコイルＬ₁₁との接続点に接続されている。

【００１７】コンパレータ１４の非反転入力端子（＋）
にはプラス側可変制御電圧Ｖ_{ＣＯＮＴ１}が入力され、反
転入力端子（−）はプラス側直流出力ライン１２に接続
されている。コンパレータ用アースライン２１ｂもプラ
ス側直流出力ライン１２に接続されており、反転入力端
子（−）に印加されるのはプラス側可変制御電圧Ｖ
_{ＣＯＮＴ１}に対する基準電圧としてであるが、その基準
電圧がグランドレベルではなく出力電圧Ｖ_OUTとなって
いることで、出力電圧Ｖ_OUTの変動に対するコンパレー
タ１４の動作の応答性が高いものとなっている。なお、
プラス側直流出力ライン１２と反転入力端子（−）との
間に一定のバイアス電圧を挿入してもよい。コンパレー
タ１４の出力端子１４ａは、プラス側可変制御電圧Ｖ
_CONT1が基準電圧Ｖ_OUT以上のときに“Ｈ”レベルを出
力するようになっている。

【００１８】プリアンプ・ドライバ用アースライン２２
ｂは、フォトカプラ１５における受光素子１５ｂのエミ
ッタに接続されているとともに、スイッチングトランジ
スタＱ₁₁のソースとチョークコイルＬ₁₁との接続点に接
続されている。このため、グランドライン１３に接続す
る場合に比べて、プリアンプ・ドライバ用電源ライン２
２ａの電流／電圧は大幅に低くてすみ、消費電力を削減
できる。受光素子１５ｂのコレクタはドライバ用プリア
ンプ１６に入力接続され、ドライバ用プリアンプ１６の
出力はドライバ回路１７に入力接続されている。そし
て、ドライバ回路１７の出力端子１７ａがスイッチング
トランジスタＱ₁₁のゲートに接続されている。受光素子
１５ｂが遮光状態にあるとき、ドライバ回路１７の出力
端子１７ａから“Ｈ”レベルが出力されるようになって
いる。コンパレータ１４の出力端子１４ａからドライバ
回路１７の出力端子１７ａまでの構成は、非反転増幅回
路となっている。

【００１９】次に、上記構成のプラス側高速制御スイッ
チング電源の動作を説明する。

【００２０】〔１〕Ｖ_CONT1≧Ｖ_OUTのときいま、コンパレータ１４に入力されてくるプラス側可変
制御電圧Ｖ_CONT1が基準電圧Ｖ_OUT以上のとき、換言す
れば、プラスの出力電圧Ｖ_OUTがプラス側可変制御電圧
Ｖ_CONT1よりも低いとき、コンパレータ１４の出力端子
１４ａからは“Ｈ”レベルが出力され、フォトカプラ１
５の発光素子１５ａは消光状態にある。

【００２１】したがって、受光素子１５ｂにはコレクタ
電流が流れず、ドライバ回路１７の出力端子１７ａはス
イッチングトランジスタＱ₁₁のゲートに対して“Ｈ”レ
ベルのＯＮ制御信号を出力している。このとき、スイッ
チングトランジスタＱ₁₁はＯＮ状態であり、直流入力ラ
イン１１に接続の直流電源用電解コンデンサＣ₁₁からス
イッチングトランジスタＱ₁₁を介して、チョークコイル
Ｌ₁₁およびスイッチング電源用出力コンデンサＣ₁₂から
なる平滑回路に電流が流れ、チョークコイルＬ₁₁にエネ
ルギーが蓄積されるとともに、プラス側直流出力ライン
１２からの出力電圧Ｖ_OUTが次第に上昇していく。その
プラスの出力電圧Ｖ_OUTは、チョークコイルＬ₁₁のイン
ダクタンスと出力コンデンサＣ₁₂の容量とで決まる共振
周波数ｆ_C＝１／２π（Ｌ₁₁Ｃ₁₂）^1/2で定まるカーブ
で上昇していく。出力電圧Ｖ_OUTが上昇するとプラス側
可変制御電圧Ｖ_CONT1に対してその下側から接近してい
くことになる。そして、出力電圧Ｖ_OUTはプラス側可変
制御電圧Ｖ_CONT1を上回るようになる。

【００２２】〔２〕Ｖ_CONT1＜Ｖ_OUTのときコンパレータ１４において、プラス側可変制御電圧Ｖ
_CONT1が基準電圧Ｖ_OUT未満となったとき、換言すれ
ば、プラスの出力電圧Ｖ_OUTがプラス側可変制御電圧Ｖ
_CONT1を超えるようになったとき、コンパレータ１４の
出力端子１４ａは“Ｌ”レベルに反転するため、フォト
カプラ１５の発光素子１５ａが発光する。すると、受光
素子１５ｂに光が入射し、コレクタ電流が流れ、ドライ
バ回路１７の出力端子１７ａは“Ｌ”レベルに反転す
る。すると、スイッチングトランジスタＱ₁₁のゲートに
対してはＯＦＦ制御信号が出力されることになり、スイ
ッチングトランジスタＱ₁₁がＯＦＦ状態に切り換えられ
る。このときから、プラスの出力電圧Ｖ_OUTの上昇が停
止され、今度は降下が始まる。スイッチングトランジス
タＱ₁₁がＯＦＦ状態になると、チョークコイルＬ₁₁に蓄
積されていたエネルギーが出力コンデンサＣ₁₂→フライ
ホイールダイオードＤ₁₁のループで放出される。プラス
の出力電圧Ｖ_OUTは、負荷電流で定まるカーブで降下し
ていく。出力電圧Ｖ_OUTが降下するとプラス側可変制御
電圧Ｖ_CONT1に対してその上側から接近していくことに
なる。そして、プラスの出力電圧Ｖ_OUTはプラス側可変
制御電圧Ｖ_CO _NT1を下回るようになる。

【００２３】Ｖ_CONT1≧Ｖ_OUTとなると、上記の〔１〕
の状態に戻る。すなわち、スイッチングトランジスタＱ
₁₁がＯＮ状態に切り換えられ、今度は、プラスの出力電
圧Ｖ_OUTが上昇していく。

【００２４】以上のようにプラスの出力電圧Ｖ_OUTは、
プラス側可変制御電圧Ｖ_CONT1と比較され、その比較結
果をフィードバックすることにより、プラスの出力電圧
Ｖ_OU _Tをプラス側可変制御電圧Ｖ_CONT1に追従させるこ
とになるのである。

【００２５】ここで、プラス側可変制御電圧Ｖ_CONT1は
可変されるものであり、プラスの出力電圧Ｖ_OUTはプラ
ス側可変制御電圧Ｖ_CONT1の変動に応答しながら可変す
ることになる。この場合、もし、チョークコイルＬ₁₁と
出力コンデンサＣ₁₂とで決まる共振周波数ｆ_C（＝１／
２π（Ｌ₁₁Ｃ₁₂）^1/2）がプラス側可変制御電圧Ｖ_CO
_NT1の入力周波数に比べて同じような周波数レベルであ
れば、プラス側可変制御電圧Ｖ_CONT1の変動に対するプ
ラスの出力電圧Ｖ_OUTの応答性（追従性）が悪いものと
なってしまう。そこで、本実施例では、プラス側可変制
御電圧Ｖ_CONT1の入力周波数に対してスイッチング電源
の共振周波数ｆ_Cを充分に高いものに設定し、プラス側
可変制御電圧Ｖ_CONT1の変動に対するプラスの出力電圧
Ｖ_OUTの応答性を高いものにしている。

【００２６】例えば、この高速制御スイッチング電源を
オーディオ出力回路の電源として利用する場合、プラス
側可変制御電圧Ｖ_CONT1が音声周波数の２０Ｈｚ〜２０
ＫＨｚであるのに対して、スイッチング電源の共振周波
数ｆ_Cを１００ＫＨｚと大幅に高く設定してある。これ
により、プラス側可変制御電圧Ｖ_CONT1に同期する状態
でプラスの出力電圧Ｖ_OUTを得ることができる。

【００２７】このとき、スイッチングトランジスタＱ₁₁
のＯＮ時間Ｔ_ONは、スイッチング電源の共振周波数ｆ_C
で決められるプラスの出力電圧Ｖ_OUTの立ち上がり時間
と、コンパレータ１４に入力されるプラス側可変制御電
圧Ｖ_CONT1の入力周波数と入力レベルとによって決定さ
れる。また、スイッチングトランジスタＱ₁₁のＯＦＦ時
間Ｔ_OFFは、ほぼ、プラス側可変制御電圧Ｖ_CONT1の入
力周波数と入力レベルおよび出力電流によって決定され
る。

【００２８】ここで、プラスの出力電圧Ｖ_OUTをプラス
側可変制御電圧Ｖ_CONT1と同期した電圧で可変するため
の条件をまとめると、次の３つに要約される。

【００２９】すでに説明したように、プラスの出力
電圧Ｖ_OUTの立ち上がり速度は共振周波数ｆ_Cにより決
定されるが、この共振周波数ｆ_Cをプラス側可変制御電
圧Ｖ_CONT1の最大周波数に比べて充分に高く設定してお
くことが必要である。

【００３０】さらに、共振周波数ｆ_Cに比べて充分
に高い周波数のもとでスイッチングトランジスタＱ₁₁を
ＯＮ／ＯＦＦ制御できるようにすることが必要である。

【００３１】プラス側直流出力ライン１２からスイ
ッチングトランジスタＱ₁₁に至るフィードバック制御系
（コンパレータ１４，フォトカプラ１５，プリアンプ１
６，ドライバ回路１７）での遅延時間が、プラス側可変
制御電圧Ｖ_CONT1の入力周波数に対して無視できる程度
に充分に短いことが必要である。

【００３２】以上の３項目を満たすため、まず、プラス
側可変制御電圧Ｖ_CONT1の入力周波数の最大周波数２０
ＫＨｚに対してスイッチング電源の共振周波数ｆ_Cを１
００ＫＨｚと大幅に高くしている。次に、スイッチング
トランジスタＱ₁₁を２ＭＨｚ程度の高速でＯＮ／ＯＦＦ
制御するようにしている。そのために、ドライバ回路１
７をプッシュプル構成としている。コンパレータ１４、
プリアンプ１６およびドライバ回路１７として、遅延時
間が充分に短く、２ＭＨｚのスイッチング速度を満たす
ことができる高速動作素子で構成しておく必要がある。
そのほか、高速応答性をもたせる工夫として、コンパレ
ータ用アースライン２１ｂをプラス側直流出力ライン１
２に接続し、プリアンプ・ドライバ用アースライン２２
ｂをスイッチングトランジスタＱ₁₁のソースに接続して
いる。コンパレータ用アースライン２１ｂとプリアンプ
・ドライバ用アースライン２２ｂとは別電源として構成
されている。さらに、フィードバック制御系を出力側と
入力側とで電気的に絶縁しながら信号を伝える手段とし
て、トランス形式ではなくフォトカプラ１５を用いたの
で、遅延時間の短縮化に寄与している。

【００３３】以上のように構成することにより、プラス
側可変制御電圧Ｖ_CONT1に対して高速追従性を備えた高
速制御スイッチング電源を実現できる。すなわち、出力
電圧Ｖ_OUTをプラス側可変制御電圧Ｖ_CONT1に対して高
速に追従させるには、チョークコイルＬ₁₁のインダクタ
ンスと出力コンデンサＣ₁₂の容量で決まる共振周波数ｆ
_Cを高くする必要があり、共振周波数ｆ_Cを高くするた
めには、それの１０倍以上の高速でスイッチングトラン
ジスタＱ₁₁をＯＮ／ＯＦＦ制御する必要がある。このよ
うな条件を満たしたのが上記した本実施例の高速制御ス
イッチング電源である。

【００３４】以上は、プラス側高速制御スイッチング電
源についてであったが、以下では、図２に示すチョッパ
方式のマイナス側高速制御スイッチング電源を説明す
る。図において、３１はマイナス側直流入力ライン、Ｃ
₂₁は直流電源用電解コンデンサ、Ｑ₂₁はＮチャンネル型
のＭＯＳ−ＦＥＴを利用したスイッチングトランジス
タ、Ｌ₂₁はチョークコイル、Ｃ₂₂はチョークコイルＬ₂₁
とともに平滑回路を構成するスイッチング電源用出力コ
ンデンサ、３２はマイナス側直流出力ライン、３３はグ
ランドライン、Ｄ₂₁は逆電圧吸収用のフライホイールダ
イオード、３４はコンパレータ、３５はフォトカプラ、
３５ａはフォトカプラ３５における発光素子（発光ダイ
オード）、３５ｂは受光素子（フォトトランジスタ）、
３６はドライバ用プリアンプ、３７はスイッチングトラ
ンジスタＱ₂₁のドライバ回路、４１ａはコンパレータ用
電源ライン、４１ｂはコンパレータ用アースライン、４
２ａはプリアンプ・ドライバ用電源ライン、４２ｂはプ
リアンプ・ドライバ用アースラインである。図１の場合
とは逆に、コンパレータ３４の反転入力端子（−）にマ
イナス側可変制御電圧Ｖ_CONT2が入力され、非反転入力
端子（＋）に直流出力ライン３２が接続されている。ス
イッチングトランジスタＱ₁₁のドレインがチョークコイ
ルＬ₂₁側に接続されている。

【００３５】その他の構成については、図１と実質的に
同様であるので説明を省略する。動作についても実質的
に同様である。ただし、図１の場合、プラス側直流出力
ライン１２からは、プラス側可変制御電圧Ｖ_CONT1に追
従したプラスの出力電圧Ｖ_OU _Tが出力されたが、図２の
場合には、マイナス側直流出力ライン３２からは、マイ
ナス側可変制御電圧Ｖ_CONT2に追従したマイナスの出力
電圧Ｖ_OUT′が出力されることになる。

【００３６】次に、図３に基づいて上記の高速制御スイ
ッチング電源を電源とするオーディオ出力回路を説明す
る。

【００３７】図において、５１は図１のプラス側高速制
御スイッチング電源と図２のマイナス側高速制御スイッ
チング電源とを組み合わせてなるプラス・マイナス側高
速制御スイッチング電源、１２は図１に示すプラス側直
流出力ライン、３２は図２に示すマイナス側直流出力ラ
イン、５２はオペアンプで構成されたパワーアンプのプ
リドライバ段、５３はＮＰＮ型のトランジスタＴｒ₁と
ＰＮＰ型のトランジスタＴｒ₂とをコンプリメンタリに
接続してなるパワーアンプのパワー出力段、５４はプラ
ス・マイナス側半波整流回路、５５はプラス・マイナス
側一定電圧シフト回路、５６はパワーアンプ出力ライン
である。

【００３８】プラス・マイナス側高速制御スイッチング
電源５１から導出されたプラス側直流出力ライン１２は
パワー出力段５３におけるトランジスタＴｒ₁のコレク
タに接続され、マイナス側直流出力ライン３２はトラン
ジスタＴｒ₂のコレクタに接続されている。プラス側直
流出力ライン１２の出力電圧は図１に示すＶ_OUT、マイ
ナス側直流出力ライン３２の出力電圧は図２に示すＶ
_OUT′であるが、ここでは、説明の都合上、それぞれ、
プラス側可変電源電圧（＋Ｂ₁），マイナス側可変電源
電圧（−Ｂ₁）とする。

【００３９】両トランジスタＴｒ₁，Ｔｒ₂のエミッタ
共通接続点からパワーアンプ出力ライン５６が導出され
ている。両トランジスタＴｒ₁，Ｔｒ₂のベース共通接
続点はプリドライバ段５２の出力端子に接続されてい
る。このプリドライバ段５２の電源電圧（＋Ｖ_DD），
（−Ｖ_DD）はプラス側，マイナス側の可変電源電圧（＋
Ｂ₁），（−Ｂ₁）とは別電源となっている。プリドラ
イバ段５２の非反転入力端子（＋）には入力音声信号Ｓ
_IN（周波数は２０Ｈｚ〜２０ＫＨｚ）が入力され、反転
入力端子（−）に対してはパワーアンプ出力ライン５６
が接続されてパワーアンプ出力音声信号Ｓ_OUTが負帰還
されている。さらに、このパワーアンプ出力音声信号Ｓ
_OUTはプラス・マイナス側半波整流回路５４に導かれ、
正の半波整流信号Ｓ_PRと負の半波整流信号Ｓ_MRとが個別
的に生成され、それぞれがプラス・マイナス側一定電圧
シフト回路５５に導かれる。

【００４０】一定電圧シフト回路５５は、正の半波整流
信号Ｓ_PRに対して正の一定電圧Ｖ_E（例えば、＋５Ｖ）
をバイアス印加し、プラス・マイナス側高速制御スイッ
チング電源５１におけるコンパレータ１４に対してプラ
ス側可変制御電圧Ｖ_CONT1（＝Ｓ_PR＋Ｖ_E＝Ｓ_PR＋５
Ｖ）を供給するとともに、負の半波整流信号Ｓ_MRに対し
て負の一定電圧−Ｖ_E（例えば、−５Ｖ）をバイアス印
加し、プラス・マイナス側高速制御スイッチング電源５
１におけるコンパレータ３４に対してマイナス側可変制
御電圧Ｖ_CONT2（＝Ｓ_MR−Ｖ_E＝Ｓ_MR−５Ｖ）を供給す
るようになっている。

【００４１】図４に、パワーアンプ出力音声信号Ｓ_OUT
の波形と、一定電圧Ｖ_E，−Ｖ_Eシフト後のプラス側可
変制御電圧Ｖ_CONT1とマイナス側可変制御電圧Ｖ_CONT2
の波形を示す。パワーアンプ出力音声信号Ｓ_OUTは代表
的に正弦波で表している。

【００４２】パワーアンプにおけるプリドライバ段５２
に入力される入力音声信号Ｓ_INは、パワーアンプ出力音
声信号Ｓ_OUTに比べると、レベルが小さく、周波数が同
一である。パワーアンプ出力音声信号Ｓ_OUTの周波数は
最高で２０ＫＨｚ程度である。このパワーアンプ出力音
声信号Ｓ_OUTをプラス・マイナス側半波整流回路５４に
供給する。そして、プラス・マイナス側半波整流回路５
４とプラス・マイナス側一定電圧シフト回路５５とによ
り、プラス側可変制御電圧Ｖ_CONT1とマイナス側可変制
御電圧Ｖ_CONT2とを生成する。これら両可変制御電圧Ｖ
_CONT1，Ｖ_CONT ₂の周波数も最高で２０ＫＨｚ程度であ
る。

【００４３】プラス・マイナス側高速制御スイッチング
電源５１においてはチョークコイルＬ₁₁（Ｌ₂₁）と出力
コンデンサＣ₁₂（Ｃ₂₂）とで決まる共振周波数ｆ_Cを１
００ＫＨｚとしている。この共振周波数ｆ_Cは可変制御
電圧Ｖ_CONT1，Ｖ_CONT2の最高周波数２０ＫＨｚ程度に
比べて充分に高い。したがって、パワーアンプ出力音声
信号Ｓ_OUTの波形に応じて可変する制御電圧Ｖ_CONT1，
Ｖ_CONT2に対してプラスの出力電圧Ｖ_OUTおよびマイナ
スの出力電圧Ｖ_OUT′つまりはプラス側可変電源電圧
（＋Ｂ₁）とマイナス側可変電源電圧（−Ｂ₁）とを高
速に追従させることができる。

【００４４】もっとも、この高速追従のためには、スイ
ッチングトランジスタＱ₁₁を共振周波数ｆ_C（＝１００
ＫＨｚ）の１０倍以上の高速でスイッチングする必要が
あり、実施例の場合は、そのスイッチング周波数を２Ｍ
Ｈｚと定めてある。スイッチング周波数２ＭＨｚを実現
するためには、コンパレータ１４（３４）からドライバ
回路１７（３７）に至るフィードバック制御系での遅延
時間を充分に短いものにしなければならない。そのため
に、コンパレータ１４（３４）、プリアンプ１６（３
６）およびドライバ回路１７（３７）としてそれぞれ、
高速動作素子で回路を構成しており、また、フィードバ
ック制御系を出力側と入力側とで電気的に絶縁しながら
信号を伝える手段として、高速伝送のフォトカプラ１５
（３５）を用いており、また、コンパレータ１４（３
４）のアースライン２１ｂ（４１ｂ）をグランドライン
ではなく直流出力ライン１２（３２）に接続してレベル
シフトさせているのである。

【００４５】さて、入力音声信号Ｓ_INが正のとき、プリ
ドライバ段５２の出力は“Ｈ”側で変動し、トランジス
タＴｒ₂はＯＦＦで、トランジスタＴｒ₁が増幅作用を
し、正の側でパワーアンプ出力音声信号Ｓ_OUTを出力す
る。このときのトランジスタＴｒ₁のコレクタに印加さ
れるプラス側可変電源電圧（＋Ｂ₁）は、図４よりパワ
ーアンプ出力音声信号Ｓ_OUTに比べて一定電圧Ｖ_E（＋
５Ｖ）だけ高くなっている。この一定電圧Ｖ_E（＋５
Ｖ）は、入力音声信号Ｓ_INが変動し、これに伴ってパワ
ーアンプ出力音声信号Ｓ_OUTが変動しても、一定不変で
ある。つまり、トランジスタＴｒ₁のコレクタ・エミッ
タ間電圧Ｖ_CEは、常に一定電圧Ｖ_E（＋５Ｖ）に保たれ
る。

【００４６】上記とは逆に、入力音声信号Ｓ_INが負のと
き、トランジスタＴｒ₂が増幅作用をし、負の側でパワ
ーアンプ出力音声信号Ｓ_OUTを出力する。このときのト
ランジスタＴｒ₂のコレクタに印加されるマイナス側可
変電源電圧（−Ｂ₁）は、図４よりパワーアンプ出力音
声信号Ｓ_OUTに比べて一定電圧−Ｖ_E（−５Ｖ）だけ低
くなっている。この一定電圧−Ｖ_E（−５Ｖ）も、入力
音声信号Ｓ_INが変動し、これに伴ってパワーアンプ出力
音声信号Ｓ_OUTが変動しても、一定不変である。つま
り、トランジスタＴｒ₂のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ
_CEは、常に一定電圧−Ｖ_E（−５Ｖ）に保たれる。

【００４７】以上のことから、パワーアンプのパワー出
力段５３における両トランジスタＴｒ₁，Ｔｒ₂で消費
される電力は、入力音声信号Ｓ_INの変動に伴ってパワー
アンプ出力音声信号Ｓ_OUTが変動しても一定に保たれ
る。すなわち、正負にかかわらず出力音声信号Ｓ_OUTの
レベルが低いときは低いなりにトランジスタＴｒ₁，Ｔ
ｒ₂のコレクタ電位は出力音声信号Ｓ_OUTから一定電圧
Ｖ_E（５Ｖ）だけシフトさせたものとなり、また、出力
音声信号Ｓ_OUTのレベルが高くなっても、高いなりにト
ランジスタＴｒ₁，Ｔｒ₂のコレクタ電位を出力音声信
号Ｓ_OUTから一定電圧Ｖ_E（５Ｖ）だけシフトさせたも
のとするからである。よって、両トランジスタＴｒ₁，
Ｔｒ₂での消費電力を常に一定に保ち、全体として消費
電力を低減することになるため、パワーアンプのパワー
出力段５３に対する放熱対策を軽減することができる。

【００４８】

【発明の効果】本発明に係る高速制御スイッチング電源
によれば、可変制御電圧の変動に対してスイッチング電
源の出力電圧を高速に追従させることができる。

【００４９】また、本発明に係るオーディオ出力回路に
よれば、パワーアンプのプラス側およびマイナス側の電
源として上記の高速制御スイッチング電源を採用したの
で、パワー出力段におけるコンプリメンタリな一対のト
ランジスタでの消費電力を削減してそれの放熱対策を軽
減することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例に係るチョッパ方式のプラス側
高速制御スイッチング電源の回路図である。

【図２】本発明の別の実施例に係るチョッパ方式のマイ
ナス側高速制御スイッチング電源の回路図である。

【図３】本発明のさらに別の実施例に係るオーディオ出
力回路の回路図である。

【図４】実施例のオーディオ出力回路において、パワー
アンプ出力音声信号と一定電圧シフト後のプラス側可変
制御電圧とマイナス側可変制御電圧の波形図である。

【図５】従来例に係るチョッパ方式のスイッチング電源
の回路図である。

【符号の説明】

１１……プラス側直流入力ライン、１２……プラス側直
流出力ライン、１３……グランドライン、１４，３４…
…コンパレータ、１５，３５……フォトカプラ、１６，
３６……プリアンプ、１７，３７……ドライバ回路、２
１ａ，４１ａ……コンパレータ用電源ライン、２１ｂ，
４１ｂ……コンパレータ用アースライン、２２ａ，４２
ａ……プリアンプ・ドライバ用電源ライン、２２ｂ，４
２ｂ……プリアンプ・ドライバ用アースライン、３１…
…マイナス側直流入力ライン、３２……マイナス側直流
出力ライン、３３……グランドライン、Ｑ₁₁，Ｑ₂₁……
スイッチングトランジスタ、Ｃ₁₁，Ｃ₂₁……直流電源用
電解コンデンサ、Ｃ₁₂，Ｃ₂₂……スイッチング電源用出
力コンデンサ、Ｌ₁₁，Ｌ₂₁……チョークコイル、Ｄ₁₁，
Ｄ₂₁……フライホイールダイオード、Ｖ_CONT1……プラ
ス側可変制御電圧、Ｖ_CONT2……マイナス側可変制御電
圧、Ｖ_OUT……プラスの出力電圧、Ｖ_OUT′……マイナ
スの出力電圧、５１……プラス・マイナス側高速制御ス
イッチング電源、５２……プリドライバ段、５３……パ
ワー出力段、５４……プラス・マイナス側半波整流回
路、５５……プラス・マイナス側一定電圧シフト回路、
５６……パワーアンプ出力ライン、Ｔｒ₁，Ｔｒ₂……
コンプリメンタリな一対のトランジスタ、Ｓ_IN……入力
音声信号、Ｓ_OUT……パワーアンプ出力音声信号、（＋
Ｂ₁）……プラス側可変電源電圧、（−Ｂ₁）……マイ
ナス側可変電源電圧

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】チョークコイルおよび出力コンデンサか
らなる平滑回路の入力側にスイッチングトランジスタを
挿入し、前記出力コンデンサの出力レベルをフィードバ
ック制御系を介して前記スイッチングトランジスタに負
帰還させてそのスイッチングトランジスタをＯＮ／ＯＦ
Ｆ制御するように構成されたチョッパ方式のスイッチン
グ電源であって、前記フィードバック制御系を、電位的基準を前記出力コ
ンデンサのレベルとしかつ可変する制御電圧と比較する
コンパレータと、そのコンパレータの出力変化を光の変
化として伝えるフォトカプラと、フォトカプラの出力を
増幅するプリアンプと、そのプリアンプの出力を受けて
前記スイッチングトランジスタを高速でＯＮ／ＯＦＦ制
御するドライバ回路とから構成し、前記チョークコイルおよび出力コンデンサによる共振周
波数を前記コンパレータに対する可変制御電圧の周波数
よりも充分に高く設定するとともに、前記スイッチング
トランジスタのＯＮ／ＯＦＦ制御の周波数を前記共振周
波数よりも充分に高く設定してあることを特徴とする高
速制御スイッチング電源。
【請求項２】入力音声信号を増幅するプリドライバ段
とこのプリドライバ段の出力を共通入力としコンプリメ
ンタリに接続された一対のトランジスタからなるパワー
出力段とで構成されたパワーアンプを備えるとともに、前記パワー出力段の電源として、プラス側直流入力ライ
ンについて請求項１に記載の高速制御スイッチング電源
が設けられているとともにマイナス側直流入力ラインに
ついても正負が逆の状態で請求項１に記載の高速制御ス
イッチング電源が設けられプラス側可変電源電圧を前記
パワー出力段の一方のトランジスタに供給しマイナス側
可変電源電圧を他方のトランジスタに供給するプラス・
マイナス側高速制御スイッチング電源を備え、前記パワー出力段の出力を入力してプラス側とマイナス
側とでそれぞれ半波整流するプラス・マイナス側半波整
流回路と、このプラス・マイナス側半波整流回路から出
力される正の半波整流信号に正の一定電圧をバイアス印
加するとともに負の半波整流信号に負の一定電圧をバイ
アス印加するプラス・マイナス側一定電圧シフト回路と
を備え、それらシフト後のプラス側可変制御電圧とマイナス側可
変制御電圧とをそれぞれ前記プラス側高速制御スイッチ
ング電源のコンパレータとマイナス側高速制御スイッチ
ング電源のコンパレータとに帰還入力するように構成し
てあることを特徴とするオーディオ出力回路。