JPH0570017U - 電力増幅装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 １つの可変電圧スイッチング電源回路を用い
て出力段に必要な最小限の電圧を供給する。 【構成】 電力増幅装置において、波形変換回路２４は
入力信号８の正側半サイクルと負側半サイクルとに分割
して２つの変換波形信号２０、２２を発生し、これら変
換波形信号２０、２２はそれぞれ電力増幅回路３０の電
力増幅器２８、２６へ入力されて増幅される。この時、
可変電圧スイッチング電源回路３２は、例えば上記電力
増幅器２６、２８の両出力を合成した信号に基づいて、
電力増幅器の出力段に必要な最小限の電圧をトレースす
るように供給電圧を制御する。

Description

【考案の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】

本考案は、電力増幅装置に係り、特に、構造が簡単で消費電力の少ない電力増 幅装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】

一般に、電力増幅装置は、オーディオ機器等の各種の電気機器に使用されてい る。 例えば図１１はオーディオ機器等に用いられるＮチャネルパワーＭＯＳ−ＦＥ Ｔによる増幅器を示し、このＰＷＭ電力増幅器は、オペアンプ等を内蔵する三角 波発生部２から出力された例えば５００ＫＨｚ程度のキャリア信号としての三角 波４を、ＰＷＭ用コンパレータ６、抵抗Ｒ１〜Ｒ５、コンデンサＣ１〜Ｃ３を適 宜組み合わせてなるＰＷＭ変調部５のＰＷＭ用コンパレータ６の＋入力端子へ入 力し、このコンパレータ６へ入力した上記三角波４と上記コンパレータ６の−入 力端子へ入力したオーディオ入力等のアナログの入力信号８とを比較し、入力信 号８の振幅に応じてパルス幅を変えるようにしてパルス幅変調を行うようになっ ている。

【０００３】 そして、このコンパレータ６からの出力信号は、パルス幅変調されたパルス入 力信号として多数の抵抗Ｒ６〜Ｒ１３、コンデンサＣ５〜Ｃ１０、トランジスタ Ｔ１〜Ｔ８、ダイオードＤ１、Ｄ２、コイルＬ１等を適宜組み合わせて形成した 駆動回路１０へ入力されて上記トランジスタ内の電界効果トランジスタを駆動す る。そして、この駆動回路１０からの出力信号は、コイルＬ２、Ｌ３、コンデン サＣ１１、Ｃ１２、抵抗Ｒ１４、Ｒ１５等を適宜組み合わせて形成したローパス フィルタ１２を介してスピーカ等の負荷へ供給されるようになっている。

【０００４】 また、他の電力増幅装置としては、例えばＢ級ＳＥＰＰ電力増幅器を正負可変 電圧スイッチング電源と組み合わせて供給電圧を出力電圧に合わせて変動させる ことにより消電力化を図ったものが知られている。すなわち、図１２に示すよう にＮＰＮトランジスタＴ１０とＰＮＰトランジスタＴ１２とを相互にエミッタ接 続すると共に両ベース間にダイオードＤ４、Ｄ６を直列接続し、これらダイオー ドＤ４、Ｄ６間に入力信号８を印加してエミッタ側からの出力信号を負荷抵抗Ｒ _L へ供給するように構成したＳＥＰＰ出力回路を仮定するものとする。 一方のトランジスタＴ１０に供給電圧Ｖ_C を印加すると出力電圧Ｖ_E は図１３ に示すような波形を示す。 この場合、ある時刻ｔにおける損失（発熱）電力は（Ｖ_C −Ｖ_E ）×Ｉ_C で表 される。尚、Ｉ_C はコレクタ電流を示す。ここで供給電圧Ｖ_C が図１４中の波線 で示すように出力電圧Ｖ_E よりも僅かにその絶対値が大きくなるように変化した と仮定すると、時刻ｔにおける損失（発熱）電力は（Ｖ_C −Ｖ_E ）×Ｉ_C で表さ れる。ここでＶ_C −Ｖ_E ≒０であるのでその損失電力もほぼゼロになり、高効率 の増幅器を得ることが可能となる。

【０００５】 このような考案を基にして、図１５に示すような正負可変電圧スイッチング電 源を有するＢ級ＳＥＰＰ電力増幅器が従来提案されている。図１６はこの増幅器 におけるエミッタ電圧である出力電圧とコレクタ電圧である供給電圧との波形を 示すグラフである。 すなわち図１２に示すように２つのトランジスタＴ１０、Ｔ１２のエミッタを 相互に接続し、これらのベース間に２つのダイオードＤ４、Ｄ６を直列接続する 。 そして、一方のトランジスタＴ１０のコレクタに正電源の供給される正側可変 電圧スイッチング電源１４を接続し、他方のトランジスタＴ１２のコレクタに負 電源の供給される負側可変電圧スイッチング電源１６を接続する。そして、両ト ランジスタＴ１０、Ｔ１２のエミッタからの出力電圧Ｖ_E を制御信号として上記 ２つのスイッチング電源１４、１６へ供給する。

【０００６】 この時、両トランジスタＴ１０、Ｔ１２のエミッタ−コレクタ間の電圧、すな わち（Ｖ_C −Ｖ_E ）が常に低い値（ほぼゼロ）をとるように両スイッチング電源 １４、１６の出力電圧＋Ｖ_C 、−Ｖ_C を変化させることにより、損失電力を少な くすることが可能となる。すなわち、増幅器における発熱量は、トランジスタＴ １０、Ｔ１２のエミッタ−ベース間の電圧とその時のコレクタ電流の積を時間積 分することによって表されるので、上述のように供給電圧を出力電圧の振幅に合 わせてリアルタイムで変化させることにより、不要な発熱量を減少させて電力効 率を向上させることができる。

【０００７】

【考案が解決しようとする課題】

ところで、図１１に示す従来の増幅器にあっては、高速電力スイッチングトー テンポール出力を得ることが必要なばかりか、不要輻射の発生を防止するために 回路構成が複雑化し、全体的にコストが高くなるという問題点があった。 また、図８に示す従来の増幅器にあっては、Ｂ級増幅器は効率が良好でない上 に、正側及び負側として２つの可変電圧スイッチング電源１４、１６を必要とし 、コストの上昇を招来していた。 本考案は、以上のような問題点に着目し、これを有効に解決すべく創案された ものである。本考案の目的は、１つの可変電圧スイッチング電源回路を用いて出 力段に必要な最小限の電圧を供給し、消費電力を少なくした電力増幅装置を提供 することにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】

本考案は、上記問題点を解決するために、入力信号を正側半サイクルと負側半 サイクルとに分割して２つの変換波形信号を発生する波形変換回路と、前記各変 換波形信号を別個に増幅するための２つの電力増幅器を有する電力増幅回路と、 前記２つの電力増幅器の出力段に必要な電圧を可変的に供給する可変電圧スイッ チング電源回路とを備えるようにしたものである。

【０００９】

【作用】

本考案は、以上のように構成したので、波形変換回路は入力信号を正側半サイ クルと負側半サイクルとに分割して２つの変換波形信号を発生し、これら２つの 変換波形信号は電力増幅回路内の別個に動作する２つの電力増幅器にて増幅され て合成信号が出力される。この際、可変電圧スイッチング電源回路は、例えば出 力信号に基づいて制御され、上記２つの電力増幅器の出力段に必要な最小限の電 圧をトレースする様に供給電圧を電力増幅器に印加する。これにより、消費電力 を大幅に削減することが可能となる。

【００１０】

【実施例】

以下に、本考案に係る電力増幅装置の一実施例を添付図面に基づいて詳述する 。 まず、本考案は図１５に示す従来装置を改良したものであり、１つの可変電圧 スイッチング電源回路により負荷の極性を切り換えて、等価的に交流信号を増幅 できるようにしたものである。 本考案の説明に先立って１つのスイッチング電源回路により負荷に正負両方向 の電圧を発生させる原理について説明する。

【００１１】 一般的には、１つの正側スイッチング電源だけでは、正側と負側の両方の出力 段トランジスタのエミッタ−コレクタ間の電圧制御を行うことは、通常の電力増 幅器の様にある基準電圧（通常はＧＮＤ）との間に信号波形を発生させる方式で は不可能である。その理由は、正電圧側出力トランジスタ及び負電圧側出力トラ ンジスタは必ず基準電圧を中心として動作し、同時に正電圧側出力トランジスタ と負電圧側出力トランジスタの２つのエミッタ−コレクタ間電圧が存在するため 、１つのスイッチング電源では、この両方を制御することができないからである 。

【００１２】 そこで、本考案では、この基準電圧を回路内部で最も低い電圧とし、必然的に 負側電圧は出力できなくなるので、負側電圧を発生させたい時には図２及び図３ に示すように負荷の極性を切り換えることにより、等価的に交流信号を増幅出力 し得るようになっている。すなわち、出力トランジスタ１４のエミッタに接続し た負荷抵抗Ｒ_L に正方向に電圧を発生させる場合には図２（Ａ）に示すように負 荷抵抗Ｒ_L の＋側をエミッタに接続し、これに対して負方向に電圧を発生させる 場合には負荷抵抗の−側をエミッタに接続するように負荷抵抗の極性を入れ換え る。図３は負荷抵抗Ｒ_L の前段に切り換えスイッチ１８を設けてこのスイッチ１ ８を操作することにより負荷抵抗Ｒ_L に正負両方向の電圧を発生させる場合を示 す。この場合には、入力信号８の負側半サイクルを正側に変換して変換波形信号 ２０を形成し、この変換波形信号２０を出力トランジスタ１４のベースへ印加す る。

【００１３】 これによれば発熱に係る出力トランジスタは１つであり、そのためトランジス タのエミッタ−コレクタ間電圧も１つしか存在しないので１つのスイッチング電 源によりこれを制御することが可能となる。 実際には、リレー等により負荷抵抗Ｒ_L の極性を高速で切り換えることは不可 能であるために、図４に示す様な回路となり、その時の波形を図５に示す。すな わち正出力時にはトランジスタＴ１６，Ｔ２２がオンしてトランジスタＴ１８， Ｔ２０がオフとなり、逆に負出力時にはトランジスタＴ１８，Ｔ２０がオンして トランジスタＴ１６，Ｔ２２がオフとなる。そして、正負側の各トランジスタＴ １６、Ｔ２０のコレクタに＋電源を供給し、正側のトランジスタＴ１６のベース に図５（Ａ）に示すような入力信号８から正側半サイクルのみを取り出した変換 波形信号２０を印加すると共に負側のトランジスタＴ２０のベースに入力信号８ から負側半サイクルのみを反転させて取り出した変換波形信号２２を印加する。 図５（Ｂ）及び図５（Ｃ）は、それぞれ図４中のポイントＢ、Ｃの電圧波形を示 す。

【００１４】 そして、正側の他方のトランジスタＴ１８は負出力時に短絡又は十分低い電圧 にしておき、負側の他方のトランジスタＴ２２は正出力時に短絡又は十分低い電 圧にしておく。この結果、負荷抵抗Ｒ_L の両端の電圧波形は図５（Ｄ）のように なる。このように入力信号８の正、負により駆動するトランジスタが２つのトラ ンジスタＴ１６、Ｔ２０間を切り換わるが、これは極性切り換えのためであり、 生ずる発熱等に対する考え方は図３において説明したと同様である。この様に構 成された出力段は、動作波形及び概念は全く異なるが、一般的なＢＴＬ出力回路 と略同一のものである。

【００１５】 以上のような原理を基にして本考案の電力増幅装置は構成される。 図１は本考案に係る電力増幅装置の一実施例を示す概略構成図、図６は波形変 換回路を示す構成図、図７は図６に示す回路中の電圧の波形図、図８は電力増幅 回路を示す構成図、図９は可変電圧スイッチング電源回路を示す構成図、図１０ は図８に示す回路中の電圧の波形図である。 図示するようにこの電力増幅装置は、入力信号８を正側半サイクルと負側半サ イクルとに分割して２つの変換波形信号２０、２２を発生する波形変換回路２４ と、上記各変換波形信号２０、２２を別個に増幅するための２つの電力増幅器２ ６、２８を有する電力増幅回路３０と、上記２つの電力増幅器２６、２８の出力 段に必要な電圧を可変的に供給する可変電圧スイッチング電源回路３２とにより 主に構成されており、上記電力増幅器２６、２８の出力をスピーカ等の負荷抵抗 Ｒ_L に接続している。

【００１６】 電力増幅回路は、直流域まで増幅できる一般的なＤＣアンプを用いることによ り従来技術で十分な性能が得られるが、波形変換の品位により出力端で波形合成 した時の出力歪率が決定づけられるため、波形変換回路２４の構成は重要である 。 特に、半波検波回路はオペアンプをダイオードに組み合わせた、いわゆる理想 検波回路でも検波歪があるため、これを正側、負側に２組設けた回路構成では出 力歪率を下げることは非常に難しい。そこで、本考案においては検波歪も含めて 入力信号との差をとることにより解決している。すなわち、後述するようにそれ ぞれの電力増幅器は検波歪も含めた半サイクル信号を増幅するが、予め入力信号 との差をとっているために、出力端で和をとったときの信号波形は元に戻るので ある。

【００１７】 具体的には、まず、上記波形変換回路２４は図６に示すように、例えばＩＣよ りなる４つのオペアンプ３２、３４、３６、３８を有しており、各オペアンプは それぞれ検波機能、バッファ機能、減算機能、反転機能を表すように動作する。 尚、図６中の各ポイントＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄの電圧波形はそれぞれ図７（Ａ）、（ Ｂ）、（Ｃ）、（Ｄ）に示される。すなわち、検波機能を有するオペアンプ３２ の−入力端子は例えば１０ＫΩの抵抗Ｒ１６を介して入力信号８側へ接続され、 ＋入力端子には第１バイアス電圧が印加されて入力信号８の負側半サイクルを検 波して反転するように構成されている。また、このオペアンプ３２の出力には順 方向に向けられたダイオードＤ８が接続され、このダイオードＤ８の出力はバッ ファ機能を有するオペアンプ３４の＋入力端子へ接続されると共に例えば１０Ｋ Ωの抵抗Ｒ１８を介して前記オペアンプ３２の−入力端子へ帰還されている。

【００１８】 また、このオペアンプ３２の出力側と−入力端子との間には出力側を逆方向に 向けたダイオードＤ１０が接続されている。そして、上記オペアンプ３４の出力 側はこの−入力端子へ接続されてバッファ機能を示すように構成される。また、 このオペアンプ３４の出力側は、直列接続された例えば１０ＫΩの２つの抵抗Ｒ ２０、Ｒ２２を介して入力信号８側へ接続されている。 一方、オペアンプ３６の＋入力端子は第１バイアスへ接続されると共に−入力 端子は上記抵抗Ｒ２０、Ｒ２２間に接続されており、上記オペアンプ３４からの 出力Ｘを入力信号８から減算するように構成されている。このオペアンプ３６の 出力は、例えば１０ＫΩの抵抗Ｒ２６を介してこの−入力端子へ帰還されると共 に例えば１０ＫΩの抵抗Ｒ２８を介してオペアンプ３８の−入力端子へ接続され ている。そして、このオペアンプ３８の＋入力端子には第１バイアス電圧が印加 されており、信号を反転し得るように構成されている。また、このオペアンプ３ ８の出力Ｙ側は、例えば１０ＫΩの抵抗Ｒ３０を介して−入力端子へ帰還されて いる。

【００１９】 そして、上記波形変換回路２４からの出力Ｘ、Ｙは図８に示す電力増幅回路３ ０へ入力される。この電力増幅回路３０は、２つの例えばオペアンプよりなる電 力増幅器２６、２８（図１参照）を有しており、一方の電力増幅器２６は図４で 示したようにエミッタとコレクタが接続されたトランジスタＴ２０、Ｔ２２を有 し、他方の電力増幅器２８はトランジスタＴ１６、Ｔ１８を有している。 上記一方のトランジスタＴ２０のベースは電力増幅器２６の＋入力端子を介し て出力Ｘ側へ接続され、他方のトランジスタＴ２２のベースは−入力端子及び抵 抗３２を介して第２バイアス電圧側へ接続されている。そして、この電力増幅器 ２６の出力側には負荷抵抗Ｒ_L が接続されると共に抵抗Ｒ３４を介して−入力端 子へ帰還されている。

【００２０】 また、上記一方のトランジスタＴ１６のベースは電力増幅器２８の＋入力端子 を介して出力Ｙ側へ接続され、他方のトランジスタＴ１８のベースは、−入力端 子及び抵抗３６を介して第２バイアス電圧側へ接続されている。そして、この電 力増幅器２８の出力側には負荷抵抗Ｒ_L が接続されると共に抵抗Ｒ３８を介して −入力端子へ帰還されている。また、第２バイアス電圧はコンデンサＣ１４を介 してアースされている。これら両電力増幅器２６、２８は、可変電圧スイッチン グ電源回路３２側から受ける必要最小限の供給電圧により動作するように構成さ れている。そして、両電力増幅器２６、２８の出力側には、それぞれ順方向にな されたダイオードＤ１２、Ｄ１４が接続されており、これらダイオードＤ１２、 Ｄ１４はその出力が結合して合成され、制御信号４０として図９にも示すように 可変電圧スイッチング電源回路３２の制御部４２へ供給される。

【００２１】 一方、上記制御部４２は、電圧差増幅用のオペアンプ４４とＰＷＭ（パルス幅 変調）用コンパレータ４６を有しており、上記オペアンプ４４の−入力端子は抵 抗Ｒ４０を介して制御信号４０側が接続されており、この＋入力端子はフィード バックをかけるために、前記電力増幅器２６、２８へ供給する供給電圧側に２つ のダイオードＤ１６、Ｄ１８を介して接続されていると共に抵抗Ｒ４２を介して アースされている。

【００２２】 上記ダイオードＤ１６、Ｄ１８及び抵抗Ｒ４２により、直流レベルシフト部を 構成し、電源部の出力電圧に対して例えば約１．２Ｖだけ低い値が上記アンプ４ ４へ入力され、この電圧差約１．２Ｖが前記電力増幅器２６、２８の出力側トラ ンジスタＴ１６、Ｔ２０のエミッタ−コレクタ間の電圧差となる。この値は、電 源部のタイムラグと、上記出力側トランジスタＴ１６、Ｔ２０の最低限のエミッ タ−コレクタ間の電圧を見込んだ値である。このオペアンプ４４の出力側は上記 コンパレータ４６の＋入力端子へ接続されると共に抵抗Ｒ４４を介してオペアン プ４４の−入力端子へ接続されている。従って、この抵抗Ｒ４４と抵抗Ｒ４０の 比によりこのオペアンプ４４のゲインが決定される。また、抵抗Ｒ４０の制御信 号入力側は抵抗Ｒ４８及び初期電圧設定用の可変抵抗Ｒ５０を順次介してアース されている。

【００２３】 一方、上記ＰＷＭ用コンパレータ４６の−入力端子には、抵抗Ｒ５２を介して バイアス電圧が印加されると共にコンデンサＣ１８を介して、例えば数１０ＫＨ ｚ〜１００ＫＨｚ程度で振幅が１Ｖ程度の三角波信号が入力されており、オペア ンプ４４からの出力信号をＰＷＭ変調するように構成されている。 このコンパレータ４６の出力は、駆動部４８のＦＥＴドライブ用の電流バッフ ァアンプとして構成されるエミッタ同士の結合されたＮＰＮトランジスタＴ２４ とＰＮＰトランジスタＴ２６のベースへ接続されている。 この一方のトランジスタＴ２４のコレクタは、例えば１２〜１６Ｖ程度の入力 電源へ接続されていると共にこのコレクタとベースとの間にはＰＷＭコンパレー タ４６がオープンコレクタ出力の場合に必要となる抵抗Ｒ５２が接続されている 。

【００２４】 この駆動部４８は、ソースが上記入力電源へ接続され、ドレインがコイルＬ６ を介して前記電力増幅器２６、２８側へ接続されたＰチャネルパワーＭＯＳ−Ｆ ＥＴ Ｔ２６を有しており、このゲートに上記トランジスタＴ２４、Ｔ２６のエ ミッタを接続することにより、上記電力増幅器２６、２８の出力段に必要とする 最小限の電圧を前記制御信号に基づいてトレースする様に供給電圧を制御し得る ように構成されている。 また、上記ＦＥＴ Ｔ２６のソース側はコンデンサＣ２０を介してアースされ ると共にドイン側は逆方向になされたダイオード２２を介してアースされている 。更に、コイルＬ６の出力側もコンデンサＣ２２を介してアースされている。

【００２５】 次に、以上のように構成された本実施例の動作について説明する。 まず、図１の回路中の主要ポイントＡ〜Ｅにおける電圧波形は図１０のように 示される。すなわち、波形変換回路２４の前段であるポイントＡの電圧波形は図 １０（Ａ）に示され、一方の電力増幅器２６の前段であるポイントＢの電圧波形 は図１０（Ｂ）に示され、他方の電力増幅器２８の前段であるポイントＣの電圧 波形は図１０（Ｃ）に示され、可変電圧スイッチング電源回路３２の出力側であ るポイントＤの電圧波形は図１０（Ｄ）の実線Ｄ１で示され、電力増幅回路３０ の出力側であるポイントＥ及びポイントＦの合成電圧波形は図１０（Ｄ）の波線 Ｄ２で示され、負荷抵抗Ｒ_L の両端の電圧波形は図１０（Ｅ）の実線で示され、 波線はその時の供給電圧（Ｄ１に対応する）を示す。

【００２６】 図６に示すような波形変換回路２４へ入力された入力信号８は、２つに分割さ れて、一方のオペアンプ３２、３４の作用により入力信号の負側半サイクルに対 応した部分を正側に反転させて変換波形信号２２（図１０（Ｂ））を発生し、他 方のオペアンプ３６、３８の作用により入力信号の正側半サイクルに対応した部 分のみを取り出した変換波形信号２０（図１０（Ｃ））を発生する。 これら両変換波形信号２０、２２は図８にも示す電力増幅回路３０のそれぞれ の電力増幅器２８、２６へ導入される。各電力増幅器２６、２８は可変電圧スイ ッチング電源回路３２からの供給電圧（図１０（Ｄ）のＤ１）によって駆動する 。具体的には、正出力時にはトランジスタＴ１６，Ｔ２２がオンしてトランジス タＴ１８，Ｔ２０がオフとなり、逆に負出力時にはトランジスタＴ１８，Ｔ２０ がオンしてトランジスタＴ１６，Ｔ２２がオフとなり、結果的に出力側のポイン トＥ、Ｆの合成電圧波形は図１０（Ｄ）の波形Ｄ２のようになりこの合成出力は 図９に示すような可変電圧スイッチング電源回路３２へ制御信号４０として供給 される。尚、上記合成出力に換えて前記波形変換回路２４の両出力を合成してこ れを制御信号４０として用いるようにしてもよい。

【００２７】 また、上記ポイントＥ、Ｆの出力電圧はスピーカのごとき負荷抵抗Ｒ_L にて加 算されて元の信号波形に組み上げられ、従って、両端の電圧波形は図１０（Ｅ） 中の実線で示すような波形となる。 一方、上記制御信号４０を受けてこの可変電圧スイッチング電源回路３２の制 御部４２は駆動部４８のＰチャネルパワーＭＯＳ−ＦＥＴ Ｔ２６を制御して上 記電力増幅回路３０へ供給電圧が印加される。この時、制御部４２は、上記電力 増幅器２６、２８の出力段に必要な最小限の電圧をトレースするように、すなわ ち電力増幅器２６、２８の出力側のトランジスタＴ２０、Ｔ１６のエミッタ−コ レクタ間電圧が小さな値、例えば１．２Ｖで常に一定となるように供給電圧（図 １０（Ｄ）のＤ１）を制御する。

【００２８】 この時のエミッタ−コレクタ間の電圧差は図１０（Ｄ）中のＶ０で表され、発 熱量等はこの電圧差Ｖ０とコレクタ電流の積の時間積分によって表されることに なる。 従って、出力側トランジスタのエミッタ−コレクタ間の電圧が常に必要最小限 の電圧となるように、供給電圧を出力電圧の振幅に合わせてリアルタイムで変化 させることができるので、発熱量を大幅に削減することができ、電力効率を向上 させることができる。 また、電力増幅器２６、２８は、検波歪も含めた半サイクル信号を増幅してい るが、これら半サイクル信号を発生するときに波形変換回路２４にて片側半サイ クル出力を入力信号から減算して残りの半サイクル信号を発生させるようにして いるので、出力端でこれらの和をとった時に信号波形は元に戻ることになり、従 って、出力歪率を大幅に下げることができる。

【００２９】

【考案の効果】

以上説明したように、本考案に係る電力増幅装置によれば次のような優れた作 用効果を発揮することができる。 装置を構成する部品点数が少なくなり、コストを大幅に削減することができる のみならず、省スペース化にも寄与することができ、回路設計も容易化すること ができる。 また、スイッチング周波数を下げても出力歪等が増大することをなくすことが できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本考案に係る電力増幅装置の一実施例を示す概
略構成図である。

【図２】図１に示す負荷抵抗に正負両方向の電圧を発生
させる回路を説明するための説明図である。

【図３】図２に示す回路に切り換えスイッチを加えた場
合の動作を示す説明図である。

【図４】図１に示す電力増幅器の実際の出力段を示す基
本回路である。

【図５】図４に示す回路中の電圧波形を示す波形図であ
る。

【図６】図１に示す波形変換回路を示す構成図である。

【図７】図６に示す回路中の電圧波形を示す波形図であ
る。

【図８】図１に示す電力増幅回路を示す構成図である。

【図９】図１に示す可変電圧スイッチング電源回路を示
す構成図である。

【図１０】図１に示す回路中の電圧波形を示す構成図で
ある。

【図１１】従来のＮチャネルパワーＭＯＳ−ＦＥＴを用
いた増幅器を示す回路図である。

【図１２】ＳＥＰＰ出力段の回路を示す回路図である。

【図１３】図１２に示す回路中の電圧波形を示す波形図
である。

【図１４】回路中の損失電力を説明するための説明図で
ある。

【図１５】従来の可変電圧スイッチング電源を有するＢ
級ＳＥＰＰ電力増幅器を示す回路構成図である。

【図１６】図１５に示す回路中の電圧波形を示す波形図
である。

【符号の説明】

８…入力信号、２０，２２…変換波形信号、２４…波形
変換回路、２６，２８…電力増幅器、３０…電力増幅回
路、３２…可変電圧スイッチング電源回路、４０…制御
信号、４２…制御部、４８…駆動部、Ｒ_L …負荷抵抗、
Ｔ１６，Ｔ１８，Ｔ２０，Ｔ２２…トランジスタ。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力信号を正側半サイクルと負側半サ
   イクルとに分割して２つの変換波形信号を発生する波形
   変換回路と、前記各変換波形信号を別個に増幅するため
   の２つの電力増幅器を有する電力増幅回路と、前記２つ
   の電力増幅器の出力段に必要な電圧を可変的に供給する
   可変電圧スイッチング電源回路とを備えたことを特徴と
   する電力増幅装置。