DE2203872B2 - Integrierter NF-Leistungsverstärker mit Darlington-Eingangsstufe und mit quasikomplementärer Gegentakt-Ausgangsstufe - Google Patents

Description

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1. Integrierter NF-Leistungsverstärker mit einer DarHngton'Eingangsstufe, mit einer quasikomplementären Gegentakt-Ausgangsstufe und mit einer eine Konstantstroraquelle bildenden Stromspiegelschaltung, bestehend aus zwei an ihren Emittern und an ihren Basiselektroden miteinander verbundenen Transistoren, deren einer den Eraitterstrom des Ausgangstransistors der Dartington-Eingangsstufe erzeugt, ferner mit einer ersten, zusätzlich zur Bezugsspannungsklerame, zur Betriebsspannungsklemme, zur Eingangsklemme und zur Ausgangsklemme vorgesehenen weiteren, ersten Anschlußklemme zum Anschluß einer Mitlaufspannung (positive Rückkopplung auf die Treiberstufe der Gegentakt-Ausgangsstufe) und mit Mitteln zur Gleichspannungsstabilisierung des Ausgangspegels der Gegentaktschaltung, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor des Zweiten Transistors (T₅) der Stromspiegelschaltung über eine Widerstandsstrecke (R₆, R₇) und eine erste Diodenstrecke (D₁, D₂) mit der Betriebsspannungsklemme (1) verbunden ist, daß der Zusammenschluß der ersten Diodenstrecke (D₁, D₂) mit dieser Widerstandsstrecke (R₆, R₇) an einer weiteren, zweiten Anschlußklemme (3) herausgeführt ist, daß die Basiselektroden der beiden Transistoren (T₄, T₅) der Stromspiegelschaltung über eine zweite Diodenstrecke (D', D") oder einen Widerstand ,.I₄.) und über die Emitter-Kollektor-Strecke eines dritten Transistors (T₁₀) mit der ersten weiteren Anschlußklemme ,4) verbunden sind, daß die Basiselektrode des drit-en Transistors (T₁₀) mit dem Kollektor des zweitt-n Transistors (T₅) der Stromspiegelschaltung verbunden ist, daß der Emitter des Ausgangstransistors (T₂) der Darlington-Eingangsstufe über einen Serienwiderstand (R₈) mit der Ausgangsklemme (12) verbunden ist und daß dieser Serienwiderstand (R₈) derart bemessen ist, daß bei direkter Verbindung der weiteren zweiten Anschlußklemme (3) mit der Betriebsspannungsklemme (1) die Gleichspannung an der Ausgangsklemme (12) gleich der halben Betriebsspannung ist und bei Verbindung der weiteren ersten Anschlußklemme (4) mit der Betriebsspannungsklemme (1) die Gleichspannung an der Ausgangsklemme (12) gleich der halben Betriebsspannung, verringert um das halbe Spannungsgefälle an der ersten Diodenstrecke (D₁. I)₁), ist.

2. Verstärker nach Anspruch 1. dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstandsstrecke (R₆, R₇) aus zwei gleichen Widerständen besteht und der Emitter des an seiner Basiselektrode vom Ausgangstransistor (T₂) der Darlington-Eingangsstufe gesteuerten Transistors (T,) über einen diesen Widerständen (R₆, R₇) gleichen Widerstand (R₉) und einen Transistor (T₉) an die Betriebsspannungsklemme (1) angeschlossen ist, wobei die Basiselektrode dieses Transistors (T₉) an den Zusammenschlußpunkt der beiden die Widerstandsstrecke (R₆, R₇) bildenden Widerstände und eine weitere Ausgangsklemme (7) angeschlossen ist.

3. Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine zweite Stromspiegelschaltung, bestehend aus zwei an ihren Basiselektroden miteinander verbundenen Transistoren (T₇, T₈),

4. ^ve"^w\*" · _hnet daß die Basiselektroden bäSSS SSn (T₁₅. T) der Gegen- ^gangsstufeübereineDiode(T_I4)oderemen -ranStor (L) miteinander verbunden sind und dieeineHeA dieser Diode (T₁A"^* torelektrode dieses Trans!Stors (T₁₄) mit dem Kollektor des ersten Transistors (T₇) der zweiten Stromspiegelschaltung (T₇, T₈) verbunden ,st.

Die Erfindung bezieht sich auf integrierte NF-Leiuiecnuiuu β nnrlinBton-Einiianesstufe

und mit einer quasiKompic..—"—■·

« ^SaT^gr^Sans^Uis^etorierte NF-Leistungsverstärker mit einer iransiMunci ~ „„_,nH.Auseanusstufe sind

integrierte ν ei »«»·■»··· -,

Λ* IEEE Transactions on Broadcast and

edvers %9 S. 142). Um den Einfluß von Toleranzen der verwendeten Bauteile eines derartigen ,ntegnerten Leistungsverstärkers zu verringern, ist gemäß der Zeitschrift »Funktechnik«. 1968. S. 54 bekannt eine _M Gegenkopplung der Ausgangsklemme der quasikom-Sementären Ausgangsstufe eines solchen Verstärkers Sie Einuangsstufe desselben zu verwenden und dadu cn dt Ruhespannung dieser Ausgangsklemme in bezug auf die Bezugsklemme auf den halben Wert der Speisespannung festzulegen.

Die Zeitschrift »Funktechnik«. 1970. S. -39, hesen bt einen integrierten NF-Gegentaktleistungsverslärker mit quasikomplemcntarer Gegentakt-Ausuangs.tufe und mit Mitteln zur Stabilisierung des äeichspannungsausgangspegels der Ausgangsklemme Um eine hohe verzerrungsfreie Ausgangslei-SlUnT₇U erreichen, sieht dieser integrierte Leistungsverstärker die Anwendung einer positiv ruckkoppelnd wirkenden Mitlaufspannung (Bootstrap-Ruckkopp_to lung) auf die Kollektorelektrodc des Treibcrtransistors η der oberen, d.h. der mit der Betnebsspannungsklemme verbundenen Hälfte der Gegenlaktschaitung

vor.

In der positiven Halbwelle der .Ausgangsspannung nähert sich die an der in der genannten Veröffentlichung mit 12 bezeichneten Ausgangsklemme hegende Spannung der an die mit 14 bezeichnete Betriebsspannungsklemme angelegten Batteriespannung

V_n bis auf einen der Sftttigungsspannung VL₁₁₄ des vorgenannten oberen Transistors T₁₄ entsprechenden Pegel. Die Sättigungsspannung V_iHl eines Transistors ist an sich von der Größe des verwendeten Ausgangswiderstands abhängig und ist bei niedrigen Ausgangs- S strömen kleiner als dich sich zwischen Emitter und Basis eines Transistors ausbildende Spannung U_tB, die stets zwischen 0,6 und 0,7 V liegt.

In der negativen Aussteuerungsphase kann sich die an der Ausgangsklerame 12 liegende Spannung nur bis zur Summe der Emitter-Basis-Spannung V_hBlb des unteren, ar. die Bezugsspannungsklemme angeschlossenen Transistors T₁₆ der Gegentakt-Ausgangsstufe plus der Sättigungsspannung V_mX5 des denselben steuernden Treibertransistors T₁₅ nähern. Die bekannte Schaltung legt daher das Ruhepotential der Ausgangsklemme 12 auf die Mitte zwischen diesen beiden maximalen Aussteuerungswerten fest, d.h., die Ruhespannung U₁₂ wird in bezug auf die halbe

Batteriespannung j 17_B um den Betrag der halben Emitter-Basis-Spannung -~- in Richtung auf die Batteriespannung U_B verschoben und erhält somit den Wertet/,,+ U_EB) relativ zur Bezugspotential-

klemme 10. Es steht somit zur Aussteuerung, wie Fig. la zeigt, in positiver Richtung der mit χ be-

zeichnete Bereich

— V„,

zur Verfügung,

3°

und das gleiche gilt für die Aussteuerung in negativer Richtung, in Richtung zur Bezugsspannungsklemme 10.

Voraussetzung hierfür ist, daß dem Kollektor des Treibertransistors des oberen Ausgangstransistors der quasikomplementären Gegentaktstufe durch den Rückkopplungskondensator (Bootstrap-Kondensator) während der Aussteuerung in positiver Richtung eine erhöhte Kollektorspannung zugeführt wird. Dieser Kondensator lädt sich auf die halbe Batteriespannung

-γ auf und führt bei fehlender Eingangsspannung

das gleiche Potential wie die Betriebsspannungsklemme 14, der die Batteriespannung U_B zugeführt wird. Wird nun in der positiven Aussteuerungsphase die Spannungan der Ausgangsklemme 12 bis nahe der Batteriespannung U₈ angehoben, fo machen die mit der anderen Belegung des Rückkopplungskondensators verbundenen Kollektor- und Basiselektroden des Treibertransistors T₁₃ des oberen Ausgangstransistors T₁₄ diese Potentialanheiijng mit und es steht für den Treiberttansistor T₁₃ eine hinreichende Kollektorspannung, nämlich f, zur Verfügung, so daß die obere

Spannungsbegrenzung in der quasikomplcmcntärcn Ausgangsstufe nur durch die Sättigungsspannung des oberen Ausgangstransistors T₁₄ begrenzt ist. wie in Fig. la angesetzt wurde.

Aus Gründen der Schaltungsökonomie will man jedoch häufig von der Anwendung eines zusätzlichen Rückkopplungskondensators zur Zuführung einer positiven Mitlaufspannung Abstand nehmen, weil die Kapazität eines solchen Kondensators groß sein in;iß und der Kondensator daher aufwendig ist.

Ohne Verwendung eines derartigen Rückkopplungskondensators darf sich bei der bekannten Schaltung das Potential der Ausgangsklemmen, wie 1 i g. lh zeigt, der Batter icspannung V„ nur bis zu einer Spanng nähern, die durch die Summe der beiden Emitter-Basis-Spannungen U_UB der Transistoren T₁₃ und T₁₄ zuzüglich des am Widerstand R₁ sich ausbildenden Spannungsgefälles gegeben ist. Diese zulässige Aussieuerunjjjsspannung x' in F i g. 1 b ist wesentlich kleiner als die zulässige Aussteuerungsspann ang χ des zuvor in Fig. la erörterten Falls. Auch für die negative Aussteuerungsphase darf diese Spannung nicht überschritten werden, es wird also die untere Hälfte der quasikoraplementären Gegentaktstufe ohne Verwendung eines positiven Rückkopplungskondensators zur Erzeugung einer Mitlaufspannung nur unvollständig ausgenutzt.

Die eingangs erörterte Festlegung der Ruhespannung der Ausgangsklemme 12 wird bei der bekannten Schaltung dadurch erbalten, daß eine in der Schaltung eigens zu diesem Zweck vorgesehene Stromspiegelschaltung einen Konstantstrom zur Ausgangsklemme 12 liefert, und zwar über einen geeignet bemessenen Vorwiderstand.

Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe besteht darin, bei einem integrierten NF-Leistungsverstärker mit einer quasikompler^ntaren Gegentakt-Ausgangsstufe sowohl bei Arbeiten unter Anwendung eines eine positive Rückkopplung auf den Kollektor des Treibers der oberen Hälfte der quasikumplementären Gegentakt-Ausgangsstufe bewirkenden Kondensator? als auch ohne Anwendung eines solchen eine optimale Aussteuerung in beiden Richtungen zu ermöglichen.

Zur Lösung dieser Aufgabe werden Mittel vorgesehen, die bei den beiden unterschiedlichen Betriebsweisen das Ruhepotential der Ausgangsklemme des Verstärkers unterschiedlich festlegen. Diese Aufgabe wird bevorzugterweise so gelöst, daß in der integrierten Schaltung die Mittel zum Verschieben des Ruhepotentials der Ausgangsklemme aus einschaltbaren Halbleiterstrecken (Diodenstrecken) bestehen, die bei Temperaturänderungen die Änderungen mitmachen, die sich in den Emiiter-Basis-Potentialen der vorgesehenen Transistoren ergeben.

Ein integrierter NF-Leistungsverstärker, mit einer Darlington-Eingangsstufe. mit einer quasikomplementären Gegentakt-Ausgangsstufe und mit einer eine Konstantstromquelle bildenden Stromspiegelschaltung, bestehend aus zwei an ihren Emittern und an ihren Basiselektroden miteinander verbundenen Transistoren, deren einer den Emitterstrom des Ausgangstransistors der Darlington-Eingangsstufe erzeugt, ferner mit einer zusätzlich zur Bezugsspannungskiemme. zur Betriebsspannungsklemme, zur Eingangsklemme und zur Ausgangsklemmc vorgesehenen weiteren, ersten Anschlußklemme zum Anschluß einer MiI-laufspannung (positive Rückkopplung auf die Treiberstufe der einen Gegentakt-Ausgangsstufe) und mit Mitteln zur Gleichspannungsstabilisierung des Ausgangspegels der Gcgcniaktschaltung. ist gemäß der Erfindung dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor des zweite». Transistors der Stromspiegelschal'.un^ über eine Widerstandsstrecke und eine erste Diodenstrecke mit der Betriebsspannungsklemmc verbunden ist. daß der Zusammenschluß der ersten Diodenstrecke mit dieser Widerstandsstrecke an einer weiteren, zweiten Anschlußklemme herausgeführt ist, daß die Basiselektroden der beiden Transistoren der Stromspiegelschaltung über eine zweite Diodenstrecke oder einer Widerstand und über die F.mittcr-Kollcktor-Strcckc eines dritten Transistors mit der ersten weiterer

Anschlußklemme verbunden sind, daß die Basiselektrode des dritten Transistors mit dem Kollektor des zweiten Transistors der Stromspiegelschaltung verbunden ist, daß der Emitter des Ausgangstransistors der Darlington-Einganpsstufe über einen Serienwiderstand mit der Ausgangsklemme verbunden ist und daß dieser Serienwiderstand derart bemessen ist. daß bei direkter Verbindung der weiteren, zweiten Anschlußklemme mit der Betriebsspannungsklemme die Gleichspannung an der Ausgangsklemme gleich der halben Betriebsspannung ist und bei Verbindung der weiteren, ersten Anschlußklemme mit der Betriebsspannungsklemme die Gleichspannung an der Ausgangsklemme gleich der halben Betriebsspannung, vermindert um das halbe Spannungsgefälle an der ersten Diodenstrecke, ist.

Eine bevorzugte Ausfuhrungsform der Erfindung sieht vor, daß eine zweite Stromspiegelschaltung, bestehend aus zwei an ihren Basiselektroden miteinander verbundenen Transistoren, emitterseitig mit der weiteren, ersten Anschlußklemme verbunden ist. daß der Kollektor des ersten Transistors derselben den Kollektorstrom für den die Basiselektroden der komplementären Treibertransistoren der Gegentakt-Ausgangsstufe steuernden Transistors liefert und daß der Kollektor des anderen Transistors über eine weitere Diodenstrecke oder Transistorenstrecke mit der Ausgangsklemme und ferner mit der Basiselektrode eines Transistors verbunden ist. der koilektorseitig an die Betriebsspannungsklemme angeschaltet ist und den Emitterstrom für die Treiberstufe des zwischen Grundklemme und Ausgangsklemme angeordneten Ausgangstransistors liefert.

Die Erfindung wird in zwei Ausführungsformen an Hand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt F i g. 2 eine erste Ausführungsform der Erfindung.

F i g. 3 eine Skizze, die ähnlich der zuvor erörterten F i g. 1 den durch die Erfindung erzielten Fortschritt erläutert,

F i g. 4 eine zweite, in Einzelheiten abgeänderte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung.

F i g. 2 zeigt eine Darlington-Eingangsstufe, die durch die beiden pnp-Transistoren T₁ und T₂ gebildet ist. Ri ist ein einseitig mit der Basiselektrode des Transistors T, verbundener Vorwiderstand. Mit dem Kollektor des Transistors T₂ ist der eine Transistor T₄ einer sogenannten Stromspiegelschaltung verbunden, der selbst eine konstante Basis-Emitt«--Vorspannung hat. Der Emitter des Ausgangstransistors T₁ ist über einen Widerstand R₈ mit der Ausgangsklemme 12 verbunden, an der auch der Emitter des Ausgangstransistors T₂, der oberen Hälfte der quasikomplementären Ausgangsstufe verbunden ist. Der Emitter des Transistors T₂ ist im dargestellten Ausführungsbeispiel außerhalb der integrierten Schaltung über einen Kondensator C, und einen Gegenkopplungswiderstand R_r mit dem Bezugspotential (Erde) verbunden.

Bei der dargestellten Ausführungsform ist die Anwendung eines äußeren Spannungsteilers nicht vorzusehen; es können unmittelbar auf Erde bezogene Signale V₁ direkt an die vorgesehene Eingangsklemme 8 angelegt werden. Die Vermeidung eines Eingangskondensators hat außer der Ersparnis eines Bauteils auch den Vorteil, daß die Dauer von Spannungssprüngen beim Einschalten des Verstärkers und das Auftreten von Niederfrequenzrauschen herabgesetzt werden. Außerdem gestattet diese Schaltung eine volle Ausnutzung der hohen Eingangsimpedanz des Verstärkers.

dessen Lingangsimpedanz durch den mit geerdetem Kollektor arbeitenden ersten Transistor T₁ und den Ausgangsiransistor der Darlington-Schaltung gebildet ist und der durch die verwendete Gegenkopplung erhöht wird.

Die Belastung des Ausgangskreises des Transistors T₂ besteht aus dem als Konstantstromquelle dienenden Transistor T₄ und dem parallelgeschalteten Eingangswiderstand der den Transistor T₃ enthaltenden nächsten Stufe. Der letztgenannte Widerstand ist sehr hoch, so daß die erzielbare Spannungsverstärkung praktisch nur durch die Ausgangsimpedanz des Transistors T₁ bestimmt ist, die ebenfalls hoch ist. Die Verstärkung des Leistungsverstärkers kann innerhalb weiter Grenzen durch entsprechende Wahl des äußeren Gegenkopplungswiderstands R_F geändert werden.

Das Ruhepotentiai der Ausgangsklemme 12 wird durch Anwendung der folgenden Mittel für beliebige Werte der Speisespannung auf dem geeigneten Wert gehalten. Der Transistor T₄ bildet mit dem Transistor T₅ eine sogenannte Stromspiegelschaltung. Die Basiselektroden der beiden Transistoren sind unmittelbar leitend miteinander verbunden. Mit dem Kollektor des Transistors 7, sind zwei Widerstände R_fi, R₇ reihengeschaltet. Ein Transistor T₁₀ und zwei Dioden 0'. D" sind mit dem Verbindungspunkt der Basiselel iroden der Transistoren T₄, T₅ reihengeschaltet. Die Widerstände R„, R₇ und R₈ haben den gleichen Widerstandswert, der mit R bezeichnet ist. Die Speisespannung V_{1 (} wird zwischen der Betriebsspannungsklemme 1 und der Bezugsspannungsklemme 10. 9 angelegt.

Die Schaltung kann sowohl mit positiv rückkoppelnder Mitlaufspannung (Bootstrap-Schaltung) als auch ohne betrieben werden. Im Betrieb mit positiv rückkoppelnder Mitlaufspannung ist die Betriebsspannungsklcmme 1 mit einer zusätzlich vorgesehenen Klemme 3 verbunden, so daß die beiden zwischen beiden Klemmen angeordneten weiteren Dioden D₁. D₂ kurzgeschlossen sind. Für die Zwecke der Rückkopplung wirdzwischen die Ausgangsklemme 12 und die im folgenden als erste weitere Anschlußklemme bezeichnete Klemme 4 ein Kondensator C₁ geschaltet.

Für den Kollektorstrom des Transistors T₅ der Stromspiegelschaltung gilt unter diesen Umständen:

"tr-

'm*

-K,

2R

In der Gleichung (1) bedeutet K_BE5 die Basis-Emitter-Spannung des Transistors T₅, entsprechend V_{Bh IC} die Basis-Emitter-Spannung des Transistors T₁₀. V₁ den Spannungsabfall an jeder der Dioden D'. D' und 2R den Gesamtwiderstandswert der Widerstände R_h und R₇.

Die beiden Transistoren T₄ und T₅ sind gleich, unc wegen ihrer gleichen Basis-Emitter-Vorspannung ist der Kollektorstrom des Transistors T₅ gleich άενί Kollektorstrom des Transistors T₄ (Stromspiegelschal tung). Daher gilt in Näherung:

I,.i = /_C2 = 'r4 = 'rs- (2)

Die Gleichung (2) bringt zum Ausdruck, daß de Emitterstrom I_H2 des Transistors T₂ gleich dem KoI lektorstrom I₁₂ desselben und gleich dem Kollektor strom /_{{ 4} des Transistors T₄ und gleich dem Kollek torstrom /, ₅ des Transistors T₅ ist.

Wenn man V_OVTm die an der Ausgangsklemme 12 vorhandene Gleichspannung und mit V_BKl und V_mi die Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren 7, und T₂ bezeichnet, so gilt:

' (Jl'T Dt" ~ 'BH\

+ V._K1 + R ■ L

ii ein Spannungsgefälle am Widerstand R₁ und an der Signalquelle V₁ vernachlässigbar ist.

Auf Grund der Gleichungen ()). (2) und (3) erhält man

Vcc

DC= ^rBE\ I" ^r I

-Vn₅-IV₀-V₁

BElO

(4)

Unter der Annahme, daß die Basis-Emitter-Spannungen für alle Transistoren gleich sind und gleich dem Spannungsabfall an den Dioden, erhält man mit guter Näherung für jeden Wert der Speisespannung

^Koi/r nr =

'cc

Aus Gleichung (1) ist ersichtlich, daß der Strom /_C5 des Transistors T₅ zwei Komponenten hat, nämlich

eine, die gleich -^- ist und sich mit der angelegten Speisespannung ändert, und eine weitere Komponente, die von der Speisespannung unabhängig ist. Das gleiche gilt somit für den den Transistor T₄ der Stromspiegelschaltung durchfließenden Strom und gemäß Fig. 2 in Näherung auch für den Emitterstrom des Transistors T₂.

Die Gleichung (5) gilt unter der Annahme, daß die Stromverstärkung der Transistoren groß ist, im Idealfall unendlich groß ist. Diese Annahme ist bezüglich des als pnp-Lateraltransistor arbeitenden Transistors T₂ nicht ausreichend. Dieser hat bei Stromwerten, bei denen er arbeitet, eine niedrige Verstärkung; daher muß die Gleichung (5) modifiziert werden, wobei zu beachten ist, daß /_E2 = I_Ci + hi^ wobei I₈₁ der Basisstrom des Transistors T₂ ist. Demzufolge erhält man richtiger statt Gleichung (5)

' OVT Df —

'CC

+ Rl

Bl-

Dieser durch die endliche Verstärkung des Transistors T₂ bedingte Fehler entsprechend dem Glied R · I_B2 wird durch das Vorhandensein des Basisstroms des Transistors T₃ kompensiert, der gleichen Aufbau hat wie der Transistor T₂ und so geschaltet ist, daß er bei gleichen Emitterstromwerten wie dieser arbeitet. Daraus ergibt sich

hi = I

B3 ·

wobei /_B3 der Basisstrom des Transistors T₃ ist. Die Gleichung (2) ist dann wie folgt zu modifizieren:

h.i ~ hi ~t~ hi ~ h* ~~ ' BS + hi
_ j j ι j

Da /_c5 = -=££-, ergibt sich aus Gleichung (6)

VCC , π,τ

= —γ~ + Ky'Bi -

Der Unterschied zwischen /„, und /_R, kann auf

Grund des identischen Aufbaus und der Kenngrößen der Transistoren T₃ und T₂ vernachlässig werden, wobei sich wieder ergibt:

JVT I)C —

1«

2"

Der Emitterstrom/_f;3 des Transistors T, läßt sich

durch die folgende Gleichung ausdrücken, wenn man

ίο die an der zur Klemme 7 führende Leitung betrachtet:

/_B10)

K_EBl0

Eflll

V_EB5

BE12

2V₀.

Dabei ist K_fl£9 die Basis-Emitter-Spannung des Transistors T₉, F_B£11 die Basis-Emitter-Spannung des Transistors T₁₁ und V_BEi2 die Basis-Emitter-Spannung des Transistors T₁₂. Gleichermaßen bezeichnen die Spannungen F_£fll0 und V_EBS die Emitter-Basis-Spannungen der Transistoren T₁₀ und T₅ sowie 2 V₀ das sich an den Dioden D', D" ausbildende Spannungsgefälle. In ersterer Näherung ergibt diese Gleichung, daß/_£3 = /_c5.

Insoweit die endlichen Verstärkungen der Transistoren T₁₀ und T₉ Fehler in der vorstehenden Analyse bedingen, läßt sich ein derartiger Fehler dadurch kompensieren, daß die Dioden D', D" ersetzt werden durch einen geeignet bemessenen Widerstand R₄, wie F i g. 2 zeigt, der zusammen mit dem Widerstand R₅ die Basisspannung des Transistors T₁₀ und damit den Kollektorstrom /_f5 einzustellen gestattet.

Im Zusammenhang mit der zur Gleichung (5) führenden Gleichung wurde dargelegt, daß das Ruhepotential der Ausgangsklemme 12 gegenüber der Bezugsklemme 10 j V_cc ist. Der Aussteuerbereich ist in positiver Richtung durch die Sättigungsspannung V_sat2l des Transistors T₂₁ begrenzt, der mic seiner Kollektorelektrode unmittelbar an der Betriebsspannungsklemme 1 angeschlossen ist. In negativer Richtung wird die Aussteuerung durch die Sättigungsspannung V_sal22 des unteren Transistors T₂₂ begrenzt; es liegen, wie durch den Pfeil χ in F i g. 3 a angedeutet ist. optimale Aussteuerungsverhältnisse in beiden Aussteuerungsrichtungen vor.

Will man ohne Anwendung von Mitteln zur Erzeugung einer positiv rückkoppelnden Mitlaufspannung auskommen, d. h. ohne Anwendung des in F i g. 1 mit C₁ bezeichneten äußeren Kondensators, so wird die unmittelbare Verbindung der Betriebsspannungsklemme 1 mit der zweiten weiteren Anschlußklemme 3 gelöst, und dafür werden die Betriebsspannungsklemme 1 und die erste weitere Anschluß-SS klemme 4, an die zuvor der äußere Kondensator C, angeschlossen war, unmittelbar leitend miteinandei verbunden. Demzufolge sind nunmehr die Dioden D₁ und D₂ zwischen der Betriebsspannungsklemme 1 und der zweiten weiteren Anschlußklemme 3 wirksam und bewirken einen Spannungsabfall V_m + V_D: zwischen der Betriebsspannungsklemme 1 und den" oberen Anschlußpunkt des Widerstands R₆.

Bezeichnet man mit V_BE2l die Basis-Ernitter-Spannung des Transistors T₂₁, mit F₈^₁₅ die Basis-Emitter Spannung des Transistors T₁₅. mit V_c

die Sätti

gungsspannung des Transistors T₇ und mit V_CEsat2x die Sättigungsspannung des Transistors T₂₁, so ergibi sich folgendes:

409548/27;

In negativer Richtung ist der Aussteuerungsbereich wieder begrenzt durch dieSättigungsspannung K_(/;.„„₂₂ des Transistors T₂₂. In positiver Richtung kann sich das Potential der Ausgangsklemme 12 bis zur Spannung

Vcc - Vb

- V₁

— V ' Ch:Sm"

nähern.

Der Mittelwert V_M für die Aussteuerung ergibt sich dann:

~ VbEI\ - ^

HEIS

- ^CE Mi 7 + ^

CEmIiI

'CC

Um daher eine symmetrische Aussteuerung und damit eine zwar geringere, jedoch unter den gegebenen Verhältnissen optimale Ausgangsleistung sicherzustellen, ist es erforderlich, das zuvor bei ^ V_cc liegende Ruhepotential der Ausgangsklemme 12 um

+ V,

BE15

abzusenken, wie F i g. 3 b veranschaulicht.

Dann ist für die Aussteuerung in positiver Richtung dieselbe maximale Aussteuerungsamplitude zulässig wie für die Aussteuerung in negativer Richtung.

Die Einschaltung der Dioden D₁, D₂ reduziert nun den Kollektorstrom I_{1 5} des Transistors T₅ um eine

■' +v_D1

Größe, die

entspricht, damit die Summe

des Spannungsgefälles an den Widerständen R₆, R₇ und die Summe der Diodenspannungen und Emitter-Basis-Spannungen wieder die volle Betriebsspannung V_cc ergibt. Diese Stromverringerung wiederum wirkt sich in gleicher Weise auf den Kollektorstrom des Transistors T₄ und damit auf den den Widerstand R₈ durchfließenden Strom aus. Demgemäß ist der Spannungsabfall am Widerstand R₈ ebenfalls um die Größe = V_EB niedriger als im zuvor behandelten Fall der Anwendung einer auf den Kollektor des Treibertransistors T₁₅ positiv rückkoppelnd wirkenden Mitlaufspannung. So ergibt die Einschaltung der Dioden D₁, D₂ für den in Fig. 3 b veranschaulichten Fall die für die symmetrische Aussteue-

10

rung erforderliche Absenkung des mittleren Potentials der Ausgangsklemmc 12.

Zwischen der Darlington-Eingangsstufe und der quasikomplementären Gegentakt-Ausgangsstufe sind als Zwischenverstärker die Transistoren T₅. T₁₁, T,₂ angeordnet. Die ersten beiden Transistoren bilden eine Kollektorschaltung, um die Vorstufe nicht zu belasten, während der Transistor T₁₂ in Emitterschaltung arbeitet. Der Kollektor des Transistors T₁₂

ίο ist über eine Diode T₁₄ mit dem Kollektor des Transistors T₇ verbundenen dessen Eingangskreis eine Diode T₆ geschaltet ist. Der Zusammenschlußpunkt der Diode T₁₄ mit dem Kollektor des Transistors T₇ ist mit der Basiselektrode des Treibertransistors T₁₅ des oberen Ausgangstransistors T₂₍ verbunden. Der Emitter des pnp-Transistors T₁₆ ist mit dem Emitter des npn-Transistors T₁₇ verbunden, dessen Kollektor mit der Betriebsspannungsklemme 1 verbunden ist. Der mit dem Transistor T₇ in Stromspiegelschaltung geschaltete Transistor T₈ und der Transistor T_r bestimmen den Basisstrom im Endtransistor T₂₂. Eine Erhöhung der negativen Aussteuerung erhält man durch die Dioden T₁₈, T₁₉, T₂₀, die die Emitterspannung des Transistors T₁₆ erhöhen und dadurch einer Sättigung desselben entgegenwirken. So wird tatsächlich die negative Aussteuerung nur durch die Sättigung des Transistors T₂₂ begrenzt.

R₂₀ ist ein Widerstand, der sich auswirkt, wenn mit einer positiv rückkoppelnden Mitlaufspannung unter

Anwendung eines äußeren Kondensators C₁ gearbeitet wird. Die angestrebte Aufladung dieses Kondensators auf den halben Wen der Betriebsspannung V_cc erfolgt in diesem Fall über den Widerstand R₂₀.

Die in F i g. 4 dargestellte Schaltung ist der in

F i g. 2 dargestellten Schaltung äquivalent. An Stelle der in F i g. 2 vorgesehenen Dioden T₆. T₁₈, T₁₉. T₂₀ werden hier die Basis-Emitter-Strecken entsprechender Transistoren ausgenutzt. Ferner wird an Stelle der Diode T₁₄ ein Transistor T₁₄ verwendet, und an die Emitter der Transistoren T₄, T₅ sLd Widerstände R₂ bzw. R₃ angeschaltet, um die Stromspiegelschaltung gegen etwaige Unterschiede in den Basis-Emitter-Spannungen der genannten Transistoren zu stabilisieren.

Die Anschlußklemmen 1, 3, 4, 6, 7, 8, 9, 10 und 11 gestatten es. die integrierte Schaltung in verschiedenen naheliegenden weiterenSchaltungsarten zu verwenden. Die Widerstände R₁₁, R₁₉, R₁₂, R₁₃, R₁₄, R₁₇. R₁₈ dienen zur geeigneten Vorspannung der entsprechen-

den Transistoren.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

1. emitterseitig

   ■ . t A\ ι

   Patentansprüche:

   A&x weiterer ersten Anschluß-"?· . . j η j„. Kollektor des

   ίο