DE2605934C2 - Tonfrequenzverstärker - Google Patents

Description

(-.5 Die Erfindung betrifft einen Tonfrequenzverstärker mit gleichstromgcLoppelten Bauelementen in integrierter Bauweise, mit mehreren Transistoren, von denen einige einen ersten Leitfähigkeitstyp und andere einen

zweiten Leitfähigkeitstyp aufweisen, der zu dem ersten Leitfähigkeitstyp komplementär ist, mit einem ersten Transistor und einem zweiten Transistor, die beide den ersten Leitfähigkeitstyp haben und deren Kollektor-Emitter-Strecken gleichstrommäßig in einer Reihenschaltung angeordnet sind, die von einer Betriebsgleichspannungsquelle zu einem Erdungspunkt verläuft, mit einer einen dritten Transistor aufweisenden Treiberstufe, mit einem Gegenkopplungswiderstand vom Verstärkerausgang zum Eingang der Treiberstufe und mit einer einen vierten Transistor aufweisenden Phasenumkehrstufe zwsichen der Treiberstufe und dem ersten Transistor.

Ein derartiger Tonfrequenzverstärker ist beispielsweise der GB-PS 13 84 709, US-PS 35 50 024 oder der DE-AS 15 37 656 zu entnehmen.

Bei den gattungsgemäßen Tonfrequenzverstärkern kann sich der Arbeitspunkt, d. h. der Vor- bzw. Ruhestrom, einzelner Transistorstufen verschieben, sei Gegentaktendstufe und einer Treiberstufe nach Fig. I sowie einer Vorverstärkungsstufe und

F i g. 3a, 3b und 3c drei Kurvenverläufe, die die Arbeitsweise des Leistungsverstärker nach Fig. I beschreiben.

Der Leistungsverstärker nach F i g. I weist folgende wesentliche Schaltungselemente auf:

Eine Treiberstufe mit einem als Emitterfolger geschalteten NPN-Transistor Ql, dem Tonfrequenzsignale mittlerer Amplitude von einer Tonfrequenzquelle 10 zugeführt werden; eine Gegentaktendstufe mit NPN-Transistoren QX Qi. die normalerweise im B-Betrieb arbeitet, wobei der Transistor O3 direkt durch den Transistor Q1 angesteuert wird und der Transistor Q 2 durch in Kaskade geschaltete Transistoren Q5 und Q6 angesteuert wird, die als NPN- bzw. PNP-Transistoren ausgebildet sind; eine Konstantstromquelle mit Transistoren Q 7, Q8; einen wechselstromgekoppelten Lautsprecher 11, der die Last für die

es !1UIgTUIiU vuii ι ciiipeiaiuisciiwaimuiigcii Ouci dctriebsspannungsänderungen. Je höher der Ruhestrom ist, um so geringer ist der lineare bzw. verzerrungsfreie Aussteuerbereich. Darüber hinaus steigt die Verlustleistung mit dem Ruhestrom, was besonders bei integrierten Schaltungen unerwünscht ist.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, einen Tonfrequenzverstärker in integrierter Halbleitertechnik zu schaffen, der mit geringerem Leerlaufstrom arbeitet und minimale Verzerrungen aufweist.

Erfindungsgemäß ist diese Aufgabe dadurch gelöst, daß eine Zwischentreiberstufe mit einem fünften Transistor vorgesehen ist. der den zweiten Leitfähigkeitstyp aufweist und der das von der Phasenumkehrstufe kommende Tonfrequenzsignal verstärkt und der Basis des ersten Transistors zuführt und daß eine Konstantstromquelle vorhanden ist, die sowohl der Basis des ersten Transistors als auch über einen Widerstand der Basis des fünften Transistors einen stabilisierten Vorstrom zuführt.

Da bei dieser Anordnung der Kollektor des vierten Transistors, des Transistors der Phasenumkehrstufe, mit der Basis des fünften Transistors, des Transistors der Zwischentreiberstufe, verbunden ist, erhält auch der vierte Transistor einen konstanten bzw. stabilisierten Vorstrom. Ferner liegen die Basis-Emitter-Strecken des vierten Transistors und des zweiten Transistors parallel, so daß auch der zweite Transistor einen stabilisierten Vor- bzw. Ruhestrom führt, der nur noch vom Verhältnis der Emitterflächen dieser Transistoren abhängt. Die weitgehende Stabilisierung der Vorströme führt zu einer Verringerung von Verzerrungen. Ein übermäßiger Anr.iieg der Vorströme und damit der Verlustleistung ist ebenfalls vermieden. Insgesamt können die Vorströme auf einem so kleinen Wert gehalten werden, daß eine zu starke Eigenerwärmung und dadurch bedingte Betriebsparameteränderung vermieden sind

Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nächstehend anhand der Zeichnungen beschrieben. Dabei zeigt

F i g. 1 ein etwas vereinfachtes Schaltbild der Gegentaktendstufe und der Treiberstufe, die den Leistungsverstärker für einen Tonfrequenzverstärker bilden,

F i g. 2 ein Schaltbild des gesamten Tonfrequenzverstärkers, wie er in üblichen, auf dem Markt befindlichen Rundfunkempfängern verwendet werden kann, und der uaistciit, uuu cmc uctt icua

nungsquelle 12 für die entsprechenden Vorspannungen.

Die Quelle 10 für Tonfrequenzsignale ist mit der Basis des NPN-Treibertransistors Ql verbunden, der die Gegentaktendstufe ansteuert. Der Kollektor des Transistors Q 1 ist mit dem positiven Pol der Spannungsquelle 12 verbunden, und der Emitter des Transistors Ql ist über einen Lastwiderstand 13 mit Masse verbunden. Der Emitter des Transistors QI ist direkt mit der Basis des Transis.ers Q3 verbunden und führt diesem ein nicht invertiertes Ansteuerungssignal zu.

Der Transistor Q 2 wird durch den Transistor Ql über zwei Zwischenstufen mit Transistoren Q 5 und Q 6 angesteuert. Der Emitter des NPN-Transistors Q 1 ist über einen Widerstand 14 mit der Basis des NPN-Transistors Q 5 verbunden. Der Transistor Q 5 ist in Emittergrundschaltung geschaltet und so vorgespannt, daß er normalerweise im B-Betrieb arbeitet, und er erzeugt an seinem Kollektor ein invertiertes Ausgangssignal. Das Ausgangssignal wird der Basis des PNP-Transistors Q 6 zugeführt. In Reihe geschaltete Widerstände 15 und 16 überbrücken Eingangs- und Ausgangs-Übergang des Transistors Q6. Der Emitter des Transistors Q 6 ist mit dem Kollektor des Transistors Q 8, der einen konstanten Strom abgibt, und der Basis des Transistors Q 2 verbunden. Der PNP-Transistor Q 6 ist als Emitterfolger geschaltet und führt das invertierte Eingangssignal, das seiner Basis zugeführt wird, über seinen Emitter an die Basis des Transistors Q 2.

Die Gegentaktendstufe enthält die beiden NPN-Leistungstransistoren Q 2, Q 3, die zwischen dem positiven Pol der Spannungsquelle 12 und Masse in Reihe geschaltet sind. Die Vorspannungsverhältnisse am Eingang, die noch nicht vollständig beschrieben sind, eignen sich für B-Betrieb der Endstufe bei normalen Batteriespannungen, wobei die Leistungstransistoren abwechselnd leitend sind. Der Kollektor des Transistors Q 2 ist mit dem positiven Pol der Betriebsspannungsquelle 12 verbunden und der Emitter des Transistors Q 2 ist mit dem Kollektor des Transistors Q 3 verbunden. Der Emitter des Transistors Q 3 ist ebenso wie der negative Pol der Betriebsspannungsquelle 12 geerdet Die Verbindung des Emitters des Transistors Q 2 mit dem Kollektor des Transistors Q 3 bildet den Ausgang 18 des Gegentaktverstärkers. Die Verstärkerlast enthält den Lautsprecher 11, dessen eine Anschlußklemme mit Masse verbunden ist und dessen andere Anschlußklemme über einen Kondensator 17 mit dem Verstärkeraus-

gang 18 verbunden ist. Schließlich ist eine Tonfrequenzsignalgegenkopplung vom Verstärkerausgang 18 über einen Widerstand 21 zur Basis des Transistors QI vorgesehen, um sowohl eine Signallinearität als auch Stabilität zu gewährleisten. Die Vorspannungszustände am Eingang des Verstärkers sind durch eine Konstantstromquelle Q 7, ζ)8 gegeben, wobei die Schaltungsverbindun«5en und bestimmte Konstruktionsmerkmale noch weiter unten aufgeführt bzw. herausgestellt sind.

Die Konstantstromquelle hat eine innere Bezugsstromquelle sowie eine steuerbare Stromquelle. Die Bezugsstromquelle enthält einen als Diode geschalteten PNP-Transistor Q7. dessen Emitter über einen Widerstand 19 (43 Ohm) mit dem positiven F¹Ol der Spannungsquelle 12 verbunden ist und dessen Basis und Kollektor miteinander und über einen Widerstand 29 (7,5 kOhm) mit Masse verbunden sind. Die geregelte Stromquelle enthält einen PNP-Transistor Q8. dessen Emitter über einen Widerstand 20 mit dem positiven Pol der Spannungsqueüe 12 verbunden ist, dessen basis mit der Kollektor-Basis-Verbindung des Transistors Q7 verbunden ist und von dessen Kollektor der konstante Strom abgenommen und der gemeinsamen Verbindung zwischen dem Widerstand 15, dem Emitter des Transistors Q6 und der Basis des Transistors Q2 zugeführt wird. Wie noch ausgeführt wird, ist die Geometrie der Transistoren Q7 und QS so gewählt, daß der Transistor QB den Strom bei einem im wesentlichen festen Vielfachen des Stroms des Bezugstransistors Q 7 aufrecht erhält.

Durch den Verstärker nach F i g. 1 wird sowohl eine geringe Verzerrung, eine hohe Stabilität als auch eine maximale Ausgangsleistung für integrierte Schaltungstechnik erreicht. Bezüglich der Signalverstärkung weist der Leistungsverstärker einen entsprechenden Verstärkungsfaktor auf, der für das vorverstärkte Signal des AM-FM-Detektors maßgebend ist. wodurch eine entsprechende Tonfrequenzleistung zur Ansteuerung eines bekannten Lautsprechers vorhanden ist. In Abhängigkeit von der Spannung der Spannungsquelle kann die unverzerrte Ausgangsleistung in einem Bereich von 150 Milliwatt bis zu 1 oder 2 Watt (in Abhängigkeit von der Anordnung) liegen, bevor der Wärmeverlust eine obere Grenze für die Tonfrequenzleistung setzt (die Sättigungsgrenzen liegen normalerweise geringfügig höher oder können mit Hilfe der Einstellung der Elektrodenflächen höher gelegt werden).

Der soweit beschriebene Grundverstärker hat erheblich unterschiedliche Verstärkungseigenschaften zwischen der positiven und der negativen Halbwelle des Tonfrequenzsignals, jedoch einen ausgezeichneten Phasengang und eine ausgezeichnete Stabilität

Die Verstärkung von der Treiberstufe mit dem Transistor Ql bis zu dem unteren Leistungstransistor Q 3 kann als nahezu 1 angesehen werden, während die Verstärkung von der Treiberstufe mit dem Transistor Q1 zu dem oberen Leistungstransistor Q Z da dabei zwei Zwischenstufen für die Verstärkung vorhanden sind, sehr hoch ist

Die Ungleichmäßigkeit ist in F i g. 3(a) dargestellt Es kann zwar Amplitudenverzerrung vorhanden sein, jedoch hat die Leistungsverstärkeranordnung vom Tonfrequenzbereich bis weit hinein in den Bereich der Höchstfrequenzen natürliche gute Phaseneigenschaften. Die Eingangsansteuerung für die obere Stufe enthält nur zwei Emitterfolgeschaltungen CQl, Q 6) und eine Phasenumkehrstufe (QS), während die untere Stufe nur

eine Emitterfolgeschaltung (Ql) enthält, wie bereits oben ausgeführt ist, und keine weitere Phasenumkehrstufe. Die Emitterfolgeschaltungen können so ausgebildet sein, daß sie geringe Phasenverschiebungen aufweisen, und abgesehen von einer einmaligen Phasenumkehr, sind die differentiellen und aufsummierten Phasenverschiebungen sehr klein.

Die Amplitudenverzermng und Restinstabilitäten werden mit Hilfe einer Rückkopplung und mit Hilfe des Frequenzverlaufs der Dämpfung bei hohen Frequenzen ausgeglichen. Die Rückkopplung bildet ein Widerstand 21 zwischen dem Verbindungspunkt 18 und dem Eingang der Treiberstufe. Sie stellt eine Gegenkopplung dar und vermindert die Amplitudensymmetrie des Kurvenverlaufs erheblich und die Verzerrungen auf wenige Prozent. Der verbesserte Kurvenverlauf, der sich aufgrund der Rückkopplung ergibt, ist in Fig. 3(b) tiargestellt.

Eine zweite Wirkung dieses ersten Rückkopplungsweges besteht darin, die Üesamtstabiütät des Verstärkers bei allen Signal- und Lastverhältnissen zu verbessern. Der Transistor Ql₁ der als Emitterfolger geschaltet ist und eine geringe Größe aufweist, hat einen größeren Frequenzbereich als der Ausgangstransistor Q 3, der große Schaltkapazitäten aufweist. Es wird deshalb durch den Transistor Q3 im wesentlichen der Dämpfungsvcrlauf bestimmt, wodurch sich bei hohen Frequenzen Instabilitäten im unteren Teil des Verstärkers ergeben. Die Verstärkung ist verhältnismäßig gering, und deshalb sind die Instabilitäten im unteren Teil des Verstärkers nicht sehr entscheidend. Für den oberen Teil des Verstärkers, der eine höhere Verstärkung aufweist, reicht die Rückkopplung der ersten Schleife normalerweise aus, um Instabilitäten zu vermeiden, jedoch kann sie durch einen Widerstand 14 (2.0 kOhm) ergänzt werden, der mit der »Miller«-Kapazität des Transistors Q5 einen geeigneten Dämpfungsverlauf in den Zwischentreiberstufen hervorruft so daß dadurch eine Tendenz, zur Instabilität weiter vermindert wird. Mit dieser Rückkopplung arbeitet die oben beschriebene Schaltung bereits mit einem kapazitiv gekoppelten Lautsprecher, und sie bleibt bei höheren Tonfrequenzen stabil, obwohl die Belastung durch den Lautsprecher stärker induktiv wird. Die Schaltung ermöglicht eine vollständige Stabilität, ohne daß die üblichen Phasenkompensationsbauelemente im Lastkreis vorgesehen werden müssen, um die Blindkomponenten auszugleichen.

Die in den F i g. 1 und 2 dargestellte Ausführungsform ermöglicht beträchtliche Tonfrequenzausgangsleistungen trotz verhältnismäßig geringer Eingangsverlustleistungswerte. Bei einer Betriebsspannung von 6 Volt ermöglicht der oben beschriebene Verstärker »unverzerrte« Spitzenwerte für die Tonfrequenzströme von '/Ί Ampere, wobei nur ein Leerlaufstrom von 6 oder 7 Milliampere erforderlich ist Diese und andere Vorteile sind eine Folge des speziellen Schaltungsaufbaus und bestimmter Konstruktionsmerkmale, die sich in der integrierten Schaltungstechnik verwirklichen lassen und im folgenden beschrieben werden. Bei der oben beschriebenen Schaltungsanordnung ist der Leerlaufstrom der Gegentaktendstufe hauptsächlich von drei Größen abhängig, die bei der Herstellung der integrierten Schaltung genau festgelegt werden. Diese Größen sind der Strom der Konstantstromquelle mit dem Transistor Q 8, das Verhältnis der Ströme zwischen den Transistoren Q 3 und Q 5 und das Beta des Transistors Q 6. Diese Größen hängen von den Flächen

der aktiven Schaltungselemente ab. Mit Hilfe der üblichen Herstellungsverfahren "lassen sich diese Flächen mit einer Genauigkeit von 1% oder weniger herstellen. Wie diese Größen eingehalten und die Schaltung zwangsläufig in Abhängigkeit von diesen Größen arbeitet, wird nachstehend beschrieben.

Der PNP-Transistor QB der Konstantstromquelle ermöglicht die Einhaltung eines stabilen Stroms, wobei der Bezugsitrom vom Transistor Q 7 abgegeben wird. Der Transistor Q 7 ist ein seitlich abgelagerter PNP-Transistor, der als Diode geschaltet ist, wobei der Kollektor und die Basis miteinander verbunden sind. Der Obergang des Transistors Q 7 bildet den Übergang des Transistors Q 8 der Konstantstromquelle nach, ausgenommen das Verhältnis der Flächen der aktiven Zonen. Der Transistor QS ist ebenfalls seitlich abgelagert. Der Transistor Q7 ist aus zwei »Platten« hergestellt, während der Transistor QS aus achtzehn »Platten« hergestellt ist. Auf diese Weise wird ein Verhältnis der Flächen der beiden Transistoren von 9 : I gebildet, jedoch sind in der Praxis die tatsächlichen Strom Verhältnisse etwas geringer, und /.war etwa 8:1.

Diese Schaltungsanordnung, bei der beide Eingangsübergänge elektrisch parallelgeschaltet sind, erzwingt ein festes Verhältnis der Ströme. Dabei ist der Emitter des Transistors QS über einen niederohmigen Widerstand 20 (10 Ohm) mit dem positiven Pol der Spannungsquelle 12 verbunden, während der Emitter des Transistors Q 7 mit dem gleichen Pol der Spannungsquelle 12 über einen niederohmigen Widerstand 19 (43 Ohm) verbunden ist. so daß die Emitter auf nahezu der gleichen Spannung gehalten werden. Da die Basen der beiden Transistoren verbunden sind, sind die Spannungen V_rb der beiden Eingangsübergänge gleich. Die Werte der Widerstände 19 und 20 sind so abgestimmt, daß sie die Wirkungen von Fehlanpassungen der aktiven Schaltungselemente möglichst gering halten.

Durch die Parallelschaltung wird erreicht, daß ein Strom, der im Transistor Q7 fließt, im Transistor QS nachgebildet wird, und zwar im wesentlichen entsprechend dem Verhältnis der Flächen der Transistoren Q7 und Q 8. Der Strom des Transistors Q 7, der die primäre Bezugsgröße darstellt, ist von der Vorspannung durch die Quelle 12 und dem Reihenwiderstand 29 abhängig. Der Wert des Widerstands 29 bestimmt den Bezugsstrom im Transistor Q 7. Bei konstanter Vorspannung ist der Strom der Konstantstromquelle mit dem Transistor QS in erster Linie abhängig vom Strom im Transistor Q7 und vom Verhältnis der Flächen der beiden Schaltungselemente. Dieses Flächenverhältnis ist auf wenige Prozent genau herstellbar.

Das Verhältnis der Ströme in den Transistoren Q 3 und Q5 läßt sich mit Hilfe einer ähnlichen Bemessung der Flächen der entsprechenden Schaltungselemente konstant halten. Die Transistoren Q 3 und Q 5 sind NPN-Transistoren. Wenn der Substratkörper zur Herstellung eines NPN-Schaltungselements ausgewählt ist, dann sind diese Transistoren nicht seitlich ausgebildet Durch die Schaltungsanordnung werden die Eingangsübergänge der Transistoren Q 3 und Q 5 parallelgeschaltet und im wesentlichen gleiche Spannungen Veb erzwungen. Die Emitter der beiden Transistoren Q 3 und Q 5 sind geerdet und ihre Basen fiber einen ohmschen Widerstand 14 von 2000 0hm verbunden. Dieser Widerstandswert ist im Verhältnis zum Basisstroüi klein, se daS die Basen der beiden Transistoren und damit die EingangsüL^rgänge im

wesentlichen gleiche Potentiale aufweisen. Wenn die Spannungen V,* gleich sind, wird das Verhältnis der Ströme in de.¹ Transistoren Q5 und Qi eine Funktion des Verhältnisses der Flächen ihrer entsprechenden Elektrodenbereiche. Insbesondere ist die Fläche des Transistors ζ)5 so bemessen, daß sie '/5 der Fläche des Transistors Q3 ist. so daß das Stromverhältnis etwa diesen Wert beibehält.

Ein weiterer Parameter, der den Leerlaufstrom des Gegentaktverstärker bestimmt, ist das Beta des Transistors Q6. Der Transistor Q6 ist ein seitlich ausgebildeter PNP-Transistor, der eine verminderte Fläche im Verhältnis zu seinem Arbeitsstromwert aufweist, so daß er weit entfernt vom Beta-Spitzenwert des Transistors arbeitet. Bei einem Betriebspunkt von 5 Milliampere wird das Beta bei einem B-Spitzenwert von etwa 30 auf etwa 4 eingestellt. Ausgehend vo-.i den genannten Stromwerten, sollte ein Transistor gewählt werden, dessen Beta sich bei etwa einem halben Milliampere zu verringern beginni.

Die Schaltungsanordnung und die Werte der Schaltung sind so gewählt, daß sie einen Transistorbetrieb in einem Strombereich ermöglichen, in dem sich das Beta zu stabilisieren beginnt. Wenn dies der Fall ist. nimmt das Beta einen bestimmten Wert an. der im wesentlichen unabhängig von allen Faktoren ist und durch den an der Fläche des Bauelements Einsparungen möglich sind.

Die Schaltungstcile mit den Transistoren Qb. Q 2 und QS bestimmen ebenfalls den Leerlaufstrom des Verstärkers. Der Emitter des PNP-Transistors Qft ist mit der Basis des NPN-Transistors Q 2 und die Basis des Transistors Q6 über einen Widerstand I6 (lOOOOhm) mit dem Emitter des Transistors Q 2 verbunden. Wegen der im wesentlichen gleichen Spannungen V_f!, der Transistoren Q6 und Q2 ist das Potential an der Basis des Transistors QS im wesentlichen gleich dem Potential am Emitter von Q 2. Damit ist die Spannung am Widerstand I6 klein und der darin fließende Strom vernachlässigb.ir. Der Kollfktorstrom des Transistors Q 5 fließt daher praktisch nur über den Widerstand 15 und die Basis des Transistois Q6. Wenn der Widerstand 15 2.2 kOhm beträgt und typische Em.aerübergangsspannungen vorliegen, fließen 0.4 Milliampere durch den Widerstand 15 und der Rest des Kollektorstroms über die Basis des Transistors Q 6.

Die Wirkungsweise der obigen Schaltung wird nachstehend anhand einer Näherungsrechnung beschrieben. Es sei angenommen, daß ein Kollektorstrom von 6 Milliampere ein geeigneter Leerlaufstrom des Transistors Q3 sei. Wenn dann das Verhältnis der Flächen der Transistoren Q5 und Q3 bei 5:1 liegt, beträgt der Kollektorstrom des Transistors Q5 etwa Vs des Stroms im Transistor Q 3, also \2 Milliampere. Der Widerstand 15 des Spannungsteilers und die Basis des Transistors Q 6 führen dann zusammen diesen Strom von \2 Milliampere, der über den Transistor QS fließt Dabei führt der Widerstand 15 einen Strom von 0,4 Milliampere, der Widerstand 16 keinen Strom und die Basis des Transistors Q 6 einen Strom von 0,8 Milliampere. Wenn das Beta des Transistors Q 6 fünf beträgt, dann beträgt sein Kollektorstrom 4 Milliampere und sein Emitterstrom 43 Milliampere. Der Strom, der für die Basis des Transistors Q 2 des oberen Gegentaktverstärkers verfügbar ist, ist gleich dem Strom, der von der Konstantstromquelle mit dem Transistor Q 8 (der beispielsweise 5 Milliampere beträgt) verfügbar ist unter Abzug des Stroms im

Widerstand 55 und des Emitterstroms des Transistors Qf:. Wenn folglich der Emitterstrom im Transistor Qb und der Strom im Widerstand 15 richtig eingestellt sind, wird der Basisstrom des Transistors Q 2 auf einem niedrigen konstanten Wert (hier 0.2 mA) gehalten. Ausgehend von den bisher angenommenen Werten, können der Transistor Qd und der Widerstand 15 zusammen größere Ströme aufnehmen, als durch die Konstantstromquelle verfügbar sind, und damit sind die Ströme im Transistor Q 2 und QS entsprechend vermindert (auf 2,2 mA bzw. 4 mA).

Schließlich wird der Leerlaufstrom des Verstärkers noch durch die Verbindung des Emitters des Transistors Q 2 mit dem Kollektor des Transistors Q%. dem Kollektor des Transistors Q3 und dem Ausgang 18 beeinflu3t. Durch diese Verbindung wird der Kollektorstrom des Transistors Q 3 auf (im wesentlichen) den gleichen Wert wie die Ströme im Transistor Q6 und Q 2 eingestellt. Wenn im Transistor Q 3 ein Strom von 6 Milliampere und im Transistor Qb ein Strom von 4.S Milliampere fiieui, dann sind nur 2 Milliampere des Stroms am Emitter des Transistors Q 2 verfügbar. Die obigen Zahlen stellen nur Näherungen dar, und in Wirklichkeit liegt der Kollektorstrom des Transistors Q 3 in einem Bereich von 6 bis 8 Milliampere, der Emiiterstrom des Transistors Q2 in einem Bereich von 1 bis 3 Milliampere und der Emitterstrom des Transistors QB in einem Bereich von 3 bis 5 Milliampere.

In Fig. 1 ist eine vereinfachte Ausführungsform dargestellt, die weiter ausgestaltet werden kann, um eine ausgezeichnete Gesamtarbeitsweise zu erreichen. Die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 weist einen sehr stabilen Leerlaufstrom, eine hohe Stabilität und eine Amplitudenverzerrung von wenigen Prozent auf. Die Verzerrungszahl ist für viele Anwendungen gleich und kann durch eine zusätzliche Rückkopplung verbessert werden. Der Gleichspannungsabgleich des Verstärkers an der Schnittstelle ist durch die oben beschriebenen Leerlaufstrombedingungen etwa festgelegt. Da der Gleichstromabgleich am Ausgang 18 durch sozusagen zwei in Reihe geschaltete Konstantstromquellen (Q 7. Q 8 und Emitterfolgetransistors Q 3) bestimmt ist, ist die Ausgangsgleichspannung bis zu einem gewissen Grad unbestimmt. Wenn man den statischen Arbeitspunkt des Verstärkers auf einen festen Wert einstellen oder die Wechselstromschwingungen begrenzen oder die Verzerrungen weiter vermindern möchte, dann können eine zweite Rückkopplungsschleife sowie andere weitere Merkmale bei der Schaltung vorgesehen werden. Diese werden im folgenden beschrieben.

Die Ausführungsform nach Fig.2 stellt einen vollständigen Tonfrequenzverstärker dar, der einen Vorverstärker für die Tonfrequenzsignale und einen Leistungsverstärker, ähnlich dem nach Fig. 1, enthält, jedoch eine zweite Rfickkopplungsschleife aufweist Die Schaltungselemente des Leistungsverstärkers, der bereits in Fig. 1 dargestellt ist, tragen in Fig.2 die gleichen Bezugszahlen. Der Vorverstärker weist als Schaltungsteil einen Differenzverstärker mit PNP-Transistoren Q9, QiO und zugehörigen PNP- und NPN-Treibertransistoren Q ti, Q12 sowie einem einzigen PNP-Ausgangstransistor Q13 auf; ferner Strorn-»Umkehr«-Transistoren Q14, Q15 und Transistoren Q16 bis Q 20; Dioden Di bis D 3; und Widerstände, die die Vorspannungsverhä'tnisse des Vorverstärkers und des Leistungsverstärkers bestimmen.

Der Verstärker verstärkt ein Eingangssignal in der folgenden Weise: Wie F ι g. 2 zeigt, ist die Eingangs; peisequelle für den Verstärker ein Detektor 22. Insbesondere handelt es sich dabei um einen FM- oder einen

-, AM-Detektor (Demodulator) oder einen Detektor, der beide Betriebsarten kombiniert. Der Detektor 22 ist über einen Kondensator mit ein.m Lai'istärkeeinstellpotentiometer 23 verbunden. Eine Anschlußklemme des Potentiometers ist geerdet, und ts werden Tonfrequenz-

ü signale von der Anzapfung über einen Widerstand 24 an die Basis eines Emitterfolgetransistors QH gefülin. Der Kollektor des Transistors QW ist geordnet, und sein F.mitter, von dem die Ausgangssignale abgegeben werden, ist mit der Basis eines Transistors Q9 des

, Differenztransistorpaares Q9, Q\0 verbunden. Die Basis des Transistors ζ) 10 ist nicht direkt mit der Eingangsquelle verbunden, sondern bildet einen Gegenkopplungseingang. Die Emitter der Transistore.i Q9 und Q 10 sind miteinander verbunden und erhalten ihren

> Strom vom Kollektor eines Stromquellentransistors Q 16. Der Ellllücf UcS TfdftsiStGrs Q ίυ ist über CinCu Widerstand 26 von 3000 0hm mit der positiven Anschlußklemme der Betriebsspannungsquelle 12 verbunden. Damit liegen direkt verstärkte Tonfrequenzsi-

:, gnalo des Detektors am Kollektor des Transistors Q9. Wie man erkennt, treten am Kollektor des Transistors 09 auch Signalkomponenten auf, die über die Rückkopplungsschleife eingegeben werden.

Der zweite Eingang des Differenzverstärkers mit den

;.i Transistoren Q9 und QiO ist durch eine Rückkopplungsverbindung belegt, die vom Verstärkerausgang über den Transistor 12 verläuft. Der Transistor Q 12 ist ein NPN-Transistor in Emitterfolgeschaltung. Die Ausgangssignale des Leistungsverstärkers werden vom

r, Ausgang 18 über einen Widerstand 27 der Basis des Transistors ζ) 12 zugeführt. Der Kollektorstrom des Transistors Q 12 wird vom Emitter eines Stromquellentransistors Q 17 zugeführt. (Der Kreis zwischen Basis und Kollektor des Transistors ζ) 17, der einen

ι., bestimmten Stromwert einstellt, wird im folgenden abgehandelt.) Das Rüc' kopplungssignal. das am Emitter des Transistors Q12 auftritt, wird der Basis des Transistors Q 10 zugeführt. Ein Widerstand 26 zwischen Emitter des Transistors Q12 und Masse bildet die

4-, Belastung des Rückkopplungssignals. Das Rückkopplungssignal, das der Basis des Transistors Q 10 zugeführt wird, erscheint am Emitter des Transistors Q 10 und wird vom Emitter des Transistors Q 10 an den Emitter des Transistors Q9 weitergeleitet. Am Kollektor des

Vi Transistors Q9 wird das ursprüngliche Eingangssignal durch diese Gegenkopplung beeinflußt.

Am Kollektor des Transistors Q10 erscheint auch ein direkt verstärktes Rückkopplungssignal, das über eine Strom-»Umkehr«-Schaltung in den Ausgang des Transistors Q 9 eingespeist wird, wo es in den Vorwärtsverstärkungsweg des Verstärkers gelangt Die Stromumkehrschaltung enthält die Transistoren Q14 und Q15. Der Kollektor des Transistors QlO ist mit der Basis-Kollektor-Verbindung des als Diode geschalteten Transistors Q15 an der Eingangsseite der Stromumkehrschaltung verbunden. Der Emitter des Transistors Q15 ist geerdet Der Übergang des Traniistors Q15 ist zum Eingangsübergang des Transistors Q14 parallelgeschaltet; die Basis des Transistors Q14 ist mit dem Kollektor bzw. der Basis des Transistors ζ) 15 verbunden, und der Emitter des Transistors Q14 ist geerdet Damit fließt im Kollektor des Transistors Q14 ein Strom, der den im Transistor QtO von der

Rückkopplungsquelle aus fließenden Strom nachbildet, und er wird auch zu dem Signal, das am Kollektor des Transistors Q 9 erscheint, hinzugefügt Die Wirkung besteht darin, daß die Gegenkopplung weiter unterstützt wird.

Ein zusammengesetztes Tonfrequenzsignal, das sowohl die direkten Signale als auch die Rückkopplungssignale der beiden beschriebenen Stromwege enthält, erscheint damit am Kollektor des Transistors Q 9 und wird der Basis des als Emitterfolger geschalteten Ausgangstransistors Q13 zugeführt Der Kollektor des Transistors Q13 ist geerdet, und sein Emitterstrom wird von dem Kollektor einer weiteren Stromquelle, mit einem Transistor Q19, zugeführt Der Emitter des Transistors Q19 ist über einen Widerstand 37 mit dem positiven Pol der Spannungsquelle 12 verbunden, und seine Basis ist an eine Leitung angeschlossen, die mit der Basis der den Transistor Q16 enthaltenden Stromquelle, mit dem Emitter des Transistors Q\7 und mit der Basis der den Transistor Q18 enthaltenden Stromquelle, die bisher nicht erwähnt ist, verbunden ist Das Ausgangrsignal, das am Emitter des Transistors Q13 erscheint wird der Basis des Treibertransistors Q\ zugeführt. Der Treibertransistor Ql steuert die Gegentaktausgangsverstärker mit den Transistoren Q 2 u nd Q 3 in der bereits beschriebenen Weise.

Der Eingangsdifferentialverstärker arbeitet auf einem sehr hohen Impedanzwert und verwendet einen in eirem Substratkörper ausgebildeten PNP-Transistor und einen seitlich ausgebildeten PNP-Transistor in Darlingtonschaltung. Diese Stufe hat deshalb eine hohe Eigenverstärkung und kann eine beträchtliche Gegenkopplung erhalten. Die in der Schaltung angegebenen Werte ermöglichen eine stabile Verstärkung.

Die Rückkopplungsverbindung, die vom Ausgangsleistungsverstärker zum Eingangsvorverstärker vorgesehen ist ergänzt die weiter oben beschriebene Rückkopplungsverbindung in dem Leistungsverstärker und verbessert die Linearität der Tonfrequenzverstärkung bis auf einen Bruchteil eines Prozents. Der Gleichstromabgleich kann jedoch immer noch schlechter als ideal sein, wenn nicht andere Maßnahmen vorgesehen sind. Eine Unausgeglichenheit von 3 :2 bei Spitzenströmen ist typisch.

Die Einrichtungen zum Abgleich des Ausgangs werden nun im folgenden beschrieben. Wie bereits erwähnt worden ist, hat die Leerlaufspannung am Ausgang (18) des Gegentaktverstärker einen mittleren Wert, und sie ist ein Ergebnis von zwei in Reihe geschalteten Stromquellen. Die Leerlaufspannung und die Amplitude de^r Wechselstromsignalverläufe werden mit Hilfe eines Widerstands 27, eines Transistors Q 20, des als Stromquelle dienenden Transistors Q 7, des Widerstands 29, von Dioden Di bis D 3 und mit Hilfe der den Transistor <?18 enthaltenden Stromquelle eingestellt. Auf diese Weise wird die Spannung (an der Stelle 18) auf einen gewünschten Wert eingestellt, der normalerweise etwas unterhalb der Mitte zwischen dem positiven Potential der Stromquelle (?18 und Masse liegt. Dies wird dadurch erreicht, daß der Widerstand 27 etwa halb so groß wie der Wert des Widerstands 29 gemacht wird und daß der Strom in der Konstantstromquelle Q18 geregelt wird.

Die Leerlaufspannung (V 18) am Ausgang 18 des Verstärkers läßt sich in der folgenden Weise berechnen. Der Kollektor des Transistors (?20 kann als Stromknoten (Punkt 31) angesehen werden. In diesem Stromknoten ist die Summe der Ströme gleich null. So können der Strom, der von dem Knoten über den Kollektor des Transistors Q 20 abfließt der Strom, der vom Ausgang 18 über den Widerstand 27 zu dem Knoten fließt und der Strom, der vom Emitter des als konstante Stromquelle geschalteten Transistors (?18 zu dem Knoten fließt, durch folgende Gleichung dargestellt werden:

wobei

/_tJf) der Kollektorstrom des Bezugstransistors

QlO, f_Cill der Kollektorstrom des Bezugstransistors

Q18,

und

I, der Strom im Rückkopplungswiderstand 27 ist. Ein Anstieg des Stroms im Rückkopplungswiderstand 27 erhöht die Leerlaufspannung. Da dieser Strom durch den Kollektorstrom des Transistors Q 20 gegeben ist hat eine Erhöhung des Koilektorstroms im Transistor Q 20 eine ähnliche Wirkung auf die Leerlaufspannung (VM).

2'i Der Strom im Kollektor des Transistors Q20 bildet den Strom in der in Reihe geschalteten Diode D1 nach, der unter dem Einfluß der am Pluspol liegenden Spannung B+ der Spannungsquelle 12, vermindert um drei DiodenspariPungsabfälle (Eingangsübergang des

so Transistors Q 7. Diode Dl, Diode D 2), durch den Widerstand 29 von 7,5 kOhm fließt

B + -3 Vd

'*' 7,5 kil '

Der Strom im Transistor Q\% wird durch die Spannung am Widerstand 30 und die Größe dieses Widerstands bestimmt Der Spannungsabfall am Widerstand 30 ist gleich dem Spannungsabfall an der Diode D 3, die in Durchlaßrichtung vorgespannt ist und an dem Einlaßübergang des Transistors Q17 minus dem Spannungsabfall an dem Einlaßübergang des Transistors Q18. Da die Diode D Ά mit einem kleinen Strom in Durchlaßrichtung betrieben wird, wird der daran auftretende Spannungsabfall geringfügig auf etwa Vj Volt vermindert Der Strom im Transistor Q18 ist, wenn man einen Spannungsabfall von 0,5 Volt an dem Emitterwiderstand 30 annimmt

0.5 V

^Vl" 3,3 kil

Der Strom im Rückkopplungswiderstand 27 ist eine Funktion der Spannung (V 18) am Verstärkerausgang, der Spannung am Knoten 31 und außerdem umgekehrt proportional zum Rückkopplungswiderstand 27. Die ■Spannung am Knoten 31 ergibt sich durch aufeinanderfolgende Eingangsübergangs-Spannungsabfälle »Vd« (an Q11, Q 9, (?10, Q12), wenn man an der geerdeten Anschlußklemme des Potentiometers 24 beginnt. Die Polarität der Spannungsabfälle an den Eingangsübergängen ist nacheinander positiv für Q11, positiv für Q9 negativ für (?10 und positiv für (?12, wodurch insgesamt zwei positive Ubergangs-Spannungsabfälle und ein Wert von 1,2 Volt (etwa) verbleiben. Damit ist:

3,9 kil

Gleichung (1) umgestellt, ergibt

₌ B + -3 Vd _ 0,5 V 7,5 kii 3,3 kii'

Die Auflösung dieser Gleichung nach K18 durch Gleichsetzen der Gleichungen (4) und (6) ergibt:

K18-L2V _ B + -3 Vd 0,5 V

3,9 kii

Vn - 3,9 Ar

7,5 kii 3,3 kü

7,5 kii 3,3 kii

Bei B+ = 6 Volt und Vd= 0,7 Volt ist

K₁₃ = +2,64VoIl.

Die Spannung V18 läßt sich dadurch verändern, daß map die Anzahl der Dioden in Reihe mit Q 7 ändert oder den Strom im Transistor Q18 einstellt. Der gewünschte Wert der Spannung V18 liegt etwas unterhalb der Betriebsgleichspannung, weil die Emittersättigungskennlinie des unteren Gegentakttransistors Q 3 nicht symmetrisch zur Kollektorsättigungskennlinie des Transistors Q 2 ist. Aus diesem Grund sollten die positiven Schwingungen etwa 1 Volt unter der Spannung B+ einer Vorspannung von 6 Voll und etwa Ά Volt über Masse bei negativen Schwingungen bleiben. Eine Wirkung der obigen Zentrierungsanordnung besteht darin, daß dann, wenn die Spannung B+ über ihren normalen Wert von etwa 6 Volt erhöht wird, die Ausgangsstufen vom B-Betrieb in den A-Betrieb verschoben werden. Diese Wirkung vermindert den Leistungswirkungsgrad des Verstärkers und verbessert damit die Wiedergabetreue und vermindert insbesondere beträchtlich Kreuzkopplungsverzerrungen.

Zusätzlich zur genauen Einhaltung des Mittelwerts für den Gegentaktausgangsverstärker wird bei der Anordnung nach F i g. 2 auch eine beträchtliche Brummunterdrückung und eine hohe Gleichstromstabilität erreicht. Die beiden zuletzt genannten Fähigkeiten werden besonders wirtschaftlich erreicht. Wie F i g. 2 zeigt, ist der Kollektor des Transistors Q 20 am Knoten 31 mit einem äußeren Anschluß 35 verbunden, an dem ein Kondensator 34 angeschlossen ist. Dieser Kondensator hat eine große Kapazität (160 μΡ) bei geringer Spannung (23 Volt). Diese Kapazität ergibt eine geringe Impedanz bei 60 Hz und bewirkt eine beträchtliche Brummunterdrückung. Zwischen Kondensator 34 und Basis des Transistors Q12 liegt ein kleiner (75 Ohm) Widerstand, der zusammen mit dem Kondensator 34 ermöglicht, daß die Verstärkung der geschlossenen Schleife des Verstärkers für Wechselstromsignale hoch und für stabilen Gleichstrombetrieb bei starker Gegenkopplung niedrig bleibt.

Wenn die Betriebsspannungsquelle 12 eine Gleichrichtung und Glättung der Netzwechselspannung bewirkt, kann die Ausgangsgleichspannung (dennoch) wellig sein. Diese Welligkeit kann mit Hilfe größerer Kapazitäten, beispielsweise mit Hilfe eines Kondensators 36, der zur Betriebsspannungsquelle parallelgeschaltet ist und mit Hilfe mehrerer RC-Glättungsfilter verringert werden. Im allgemeinen wird diese Welligkeit jedoch nicht vollständig beseitigt sondern nur auf einen annehmbaren Wert vermindert

Bei der vorliegenden Anordnung wird die Glättung in abgewandelter Form ausgeführt Bei einem bekannten Gegentaktverstärker, der nicht komplementäre Leistungstransistoren verwendet wird die wellige Span- nung dagegen dem Kollektor des oberen Gegentaktverstärkers zugeführt Ausgehend von einer zentral angeschlossenen Last und einer gleichmäßigen Spannungsaufteilung auf die Transistoren, ist zu erwarten, daß die Welligkeit an der Last (bei halber Spannung der Vorspannungsquelle) auftritt und im Ausgangslautspre-■1.2V. eher ein Brummen erzeugt Bei der vorliegenden

Anordnung wird durch die Gleichstromausgleichschaltung Strom vom Transistor <?20 in den Knoten 31 geleitet so daß die Gleichspannung am At gang 18 auf

x einem vorbestimmten nahezu mittleren Wert gehalten 12V ^wirc1· ^D'^e Einführung von Strom durch den Transistor

<?20 ist jedoch, wenn man annimmt daß der Kondensator 34 und der Widerstand 33 nicht vorhanden sind, gegeben durch den augenblicklichen Strom in der

>i Diode D1, und dieser ist wiederum eine Funktion der gesamten Betriebsspannung, einschließlich ihrer Welligkeit Der Kondensator 34 unterdrückt die WeJligkeit (den Brumm), die am Widerstand 29 von 73 kOhm auftritt und auf einem Umweg (über den Transistor

jo <?22) dorthin gelangt Der Knoten 31 kann deshalb als brummfrei angenommen werden, und deshalb sind die Bezugsstellen, gegenüber denen die beiden Rückkopplungsschleifen arbeiten, brummfrei. Der Strom im Widerstand 29 von 73 kOhm, der in den Transistoren

j; Ql, (?8 umgekehrt wird, enthält Brumm und stört den normalen Leerlaufstrom. Diese Störung wird jedoch durch die Verstärkung in den beiden Schleifen verringert, und im allgemeinen wird der »Brumm« bis auf ein Rauschen abgesenkt Eine typische Brummver-

minderung beträgt 60 dB.

Als zweite Wirkung der Bauteile 33 und 34 ergibt sich eine ausgezeichnete Gleichstromstabilität Die Schaltungselemente, einschließlich des Kondensators 34 und des Widerstands 33, am Gegenkopplungseingang des

-, Verstärkers ermöglichen eine dif ferentielle Gegenkopplung, die zwischen der Wechselstromverstärkung und der Gleichstromverstärkung in dem Verstärker unterscheidet. Für das Wechselstromverhalten wird die Gegenkopplung durch die relative Größe des Wider-

x) Standes 33 zu der komplexen Reaktanz des Widerstands 27 und des Kondensators 34 bestimmt. Die Werte sind normalerweise so gewählt, daß sie ein kleines Rjckkopplungsverhältnis bilden, so daß eine hohe WechseUtroiTiferstärkung der geschlossenen Schleife

v; möglich ist. Für Gleichstrom ist die Reaktanz des Kondensators 34 unendlich groß und das Rückkopplungsverhältnis im wesentlichen eins, so daß die Gleichstromverstärkung erheblich vermindert und die gewünschte sehr stabile Arbeitsweise sichergestellt

m> wird.

Ein weiteres Merkmal der in Fig.2 dargestellten Alisführungsform ist eine Vorrichlung, durch die der den Vorverstärkerstufen zugeführte Strom vom Strom für die Ausgangsstufen getrennt wird. Die Schaltung zur

h-, Einstellung des Basispotentials an den Stromquellentransistoren Q16, Q18, Q19 bildet der Transistor Q 17, dessen Emitter mit allen drei Basen und mit dem Kollektor des Transistors Q 12 verbunden ist. Die Basis

des Transistors Q17 ist Ober die Diode D 3 mit dem Pluspol der Betriebsspannungsquelle 12 verbunden, wodurch sie auf einem nahezu festen Gleichspannungswert unterhalb der Betriebsspannung gehalten wird. Der Kollektor des Transistors C? 17 ist mit dem Kollektor-Basis-Übergang des BezugEstromtransistors Q 7 verbunden. Der Emitterstrom des Transistors Q17 ergibt sich aufgrund des Kollektorstroms des Transistors <?12, und der Transistor ζ>13 weist einen konstanten Emitterstrom auf, der durch den Widerstand. 26 und die feste Spannung am Widerstand 26 bestimmt wird. Die zuletzt genannte Spannung ist durch einen einzigen Diodenspannungsabfall über dem Massepotential durch die miteinander verbundenen Eingangsübergänge der Transistoren QU, Q9 und QiQ festgelegt. Der Widerstand 26 ermöglicht einen minimalen Strom in der Reihenschaltung mit den Transistoren Q12, Q17 und Ql und stellt für den Transistor Ql einen minimalen Strom ein. Die Basen der Transistoren Q16, Q18 und Q 19 sind mit dem Emitter des Transistors Q17 von Überströmen der Transistoren Q 8 oder Q 20, die an seinem Kollektor auftreten können, getrennt

Dieser Tonfrequenzverstärker hat einen sehr geringen Leerlaufstrom. Der Leerlaufstrom ist durch die Geometrie bestimmt, d.h. durch die Rächen der entsprechenden Bauelemente, und er kann mit hoher Genauigkeit bei Herstellung der »Masken« zur Fertigung des Bauelements eingestellt werden. Der Verstärker ist sehr wirtschaftlich bezüglich der Verwendung äußerer Schaltungselemente, Er weist zwar zwei Rückkopplungsschleifen auf, jedoch befinden sich diese Schleifen auf dem »Plättchen«, und sie erfordern keine zusätzlichen äußeren Schaltungselemente. Über Rückkopplung, die den Verstärker linearisiert und stabilisiert und über Stabilisierung der Gleichstromleerlaufeinstellung lassen sich die Ausgangsstufen stark aussteuern, ohne daß eine übergroße Verlustleistung oder eine unerwartete Begrenzung auftritt Die automatische

in Mitteneinstellung der Vorspannungsanordnung ermöglicht, daß der Verstärker gegenüber Änderungen der Vorspannung unempfindlich ist Der Verstärker ist zur Verwendung bei 6 Volt ausgelegt jedoch arbeitet er noch bei 3 Volt mit guter Linearität jedoch verminderter Leistung. Er arbeitet auch bei 12 Volt und sogar mit besserer Wiedergabegüte. Diese Schaltung ermöglicht ferner eine optimale Ausnutzung der verfügbaren Gleichspannung, ohne daß zwei Spannungsquellen zur Erzeugung einer positiven und einer negativen Spannung vorgesehen sein müssen.

Ein weiterer Vorteil ergibt sich aus dem Aufbau des Differenz-Vorverstärkers und der beschriebenen Art der Rückkopplung. Dieser Aufbau ermöglicht es, daß der Signaleingang eine verhältnismäßig hohe Impedanz

2> behalten kann, die weit oberhalb von einem Megaohm liegt Folglich läßt sich der Vorverstärker nicht nur von bekannten AM- und FM-Detektoren ansteuern, sondern auch mit Hilfe eines Keramikabtastsyscems mit einer üblichen Ausgangsspannung (von etwa '/2 Volt).

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (18)

Patentansprüche;

1. Tonfrequenzverstärker mit gleichstromgekoppelten Bauelementen in integrierter Bauweise, mit mehreren Transistoren, von denen einige einen ersten Leitfähigkeitstyp und andere einen zweiten Leitfähigkeitstyp aufweisen, der zu dem ersten Leitfähigkeitstyp komplementär ist, mit einem ersten Transistor und einem zweiten Transistor, die beide den ersten Leitfähigkeitstyp haben und deren Kollektor-Emitter-Strecken gleichstrommäßig in einer Reihenschaltung angeordnet sind, die von einer Betriebsgleichspannungsquelle zu einem Erdungspunkt verläuft, mit einer einen dritten Transi- stör aufweisenden Treiberstufe, mit einem Gegenkopplungswiderstand vom Verstärkerausgang zum Eingang der Treiberstufe und mit einer einen vierten Transistor aufweisenden Phasenumkehrstufe zwischen der Treiberstufe und dem ersten Transistor, dadurcb gekennzeichnet, daß eine Zwischentreiberstufe mit einem fünften Transistor (Q 6) vorgesehen ist, der den zweiten Leitfähigkeitstyp aufweist und der das von der Phasenumkehrstufe (<?5) kommende Tonfrequenzsignal verstärkt und der Basis des ersten Transistors (Q 2) zuführt und daß eine Konstantstromquelle (Q 7, Q 8) vorhanden ist, die sowohl der Basis des ersten Transistors (Q 2) als auch Ober einen Widerstand (15) der Basis des fünften Transistors (QS) einen stabilisierten Vor- jo strom zuführt.

2. Tonfrequenzverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Konstantstromquelle einen sechsten Transistor (Q T) enthält, der über Dioden verbunden ist und einen siebten r> Transistor (QS), der als Stromquelle dient, daß der sechste Transistor (Q 7) als Bezugsstromquelle für den siebten Transistor (QS) dient, daß der sechste und der siebte Transistor (Q 7, QS) den zweiten Leitfähigkeitstyp aufweisen und daß der dritte und der vierte Transistor (QX, Q5) den ersten Leitfähigkeitstyp aufweisen.

3. Tonfrequenzverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Flächen der aktiven Bereiche des ersten und des zweiten 4> Transistors (Q2, Q3) etwa gleich sind, so daß etwa gleiche Stromleitfähigkeitseigenschaften vorliegen, daß der Tonfrequenzsignalweg vom dritten Transistor (Qi) als leitende Verbindung direkt zur Basis des zweiten Transistors (Q 3) geht, daß der vierte y> Transistor (QS) den gleichen Leitfähigkeitstyp wie der erste Transistor aufweist und die Fläche seines aktiven Bereichs so ausgebildet ist, daß sie zur Fläche des aktiven Bereichs des zweiten Transistors (Q3) in einem vorbestimmten Verhältnis steht, und daß der siebte oder Konstantstromquellentransistor (QS) einen Teil seines Ausgangsstroms an den Ausgang des vierten Transistors (QS) leitet, so daß der Eingangsstrom des ersten Transistors (Q2) und folglich sein Leerlaufstrom auf den von der «) Konstantstromquelle verfügbaren Strom, vermindert um den Aasgangsstrom des vierten Transistors (QS) und den von der Zwischentreiberstufe oder dem fünften Transistor (QS) aufgenommenen Strom, begrenzt ist, und der Leerlaufstrom des hi zweiten Transistors (Q 3) durch den Ausgangsstrom des vierten Transistors (Q S) bestimmt ist und /u diesem durch das Verhältnis der Flächen der aktiven Bereiche zwischen dem zweiten (Q 3) und dem vierten (Q S) Transistor in Beziehung steht.

4. Verstärker nach einem der Ansprüche 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein mit einer Anzapfung versehener Widerstand (15, 16) im Ausgangskreis der Stromquelle oder des siebten Transistors (QS) vorgesehen ist, daß der mit einer Anzapfung versehene Widerstand einen Teil (15) aufweist, der den Basis-Emitter-Obergang des fünften Transistors (Q S) überbrückt, und dessen anderer Teil den Basis-KoIIektor-Obergang des fünften Transistors (QS) überbrückt, daß der mit der Anzapfung versehene Widerstand den Arbeitspunkt des fünften Transistors (Q S) bei Stromwerten einstellt, die ein Mehrfaches des Beta-Spitzenwertes sind, so daß der Strom im fünften Transistor in erster Linie von einer Elektrodenfläche abhängig ist

5. Tonfrequenzverstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte Transistor (Q 1) als Emitterfolger geschaltet ist, daß die Basis des vierten Transistors (QS) über einen Widerstand (14) mit dem Emitter des dritten Transistors (Q 1) in Gleichstromverbindung steht, und daß sein Emitter mit Masse verbunden ist, daß der Emitter des dritten Transistors (Q 1) mit der Basis des zweiten Transistors (Q 3) leitend verbunden ist, so daß die Diodenspannungsabfälle (Basis-Emitter-Spannungsabfälle) des vierten und des zweiten Transistors (Q 5, Q 3) gleichgehalten werden und daß sich dadurch ihre Stromverhältnisse stabilisieren, daß der Kollektor des fünften Transistors (QS) mit dem Verstärkerausgang (18) und seine Basis mit dem Kollektor des vierten Transistors (QS) verbunden ist, und daß der Kollektor des vierten Transistors (QS) mit der Basis des ersten Transistors (Q 2) verbunden ist, so daß der Leerlaufstrom im zweiten Transistor (Q 3) vom ersten und fünften Transistor (Q 2, QS) abgegeben wird und daß der oben erwähnte Gegenkopplungswiderstand (21) zwischen dem Verstärkerausgang (18) und 1er Basis des dritten Transistors (Q 1) liegt

6. Tonfrequenzverstärker nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß Vorrichtungen zur Stabilisierung der Leerlaufgleichspannung (und folglich auch des Tonfrequenzsignals um den Leerlaufwert) am Verstärkerausgang (18) vorgesehen sind, daß die Vorrichtungen eine Stromentnahmeschaltung (27, 33, (?20, D 2) enthalten, die von dem Verstärkerausgang (18) nach Masse der Reihe nach aufweist: einen Widerstand (27) und den Kollektor-Emitter-Pfad eines achten Transistors (Q 20), der den ersten Leitfähigkeitstyp aufweist und der dazu dient, einen bestimmten Strom dem Verstärkerausgang (18) zu entnehmen, und eine zweite Konstantstromschaltung (30, (? 18). die einen neunten Transistor (Q \S) des zweiten Leitfähigkeitstyps aufweist, dessen Kollektor mit dem Kollektor des achten Transistors (Q2O) verbunden ist, um zusätzlich Gleichstrom in den Kollektor-Emitter-Pfad des achten Transistors (Q 20) einzugeben, so daß der Gesamtkollektorgleichstrom, der von dem achten Transistor (Q 20) geführt wird, im wesentlichen gleich dem Gleichstrom ist, der erforderlich ist, die Leerlaufgleichspannung etwa auf dem halben Wert des Speisegleichspannungspunktes zu halten.

7. Verstärker nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Kollektor des oben

erwähnten sechsten oder als Bezugsstromquelle dienenden Transistors (Q7) und Masse eine Reihenschaltung geschaltet ist, die einen Widerstand (29) und eine oder mehrere Dioden (Di, D2) enthält, daß der Widerstand (29) einen Wert aufweist, der etwa zweimal dem Wert des Stromentnahmewiderstands (27) ist und daß der Basis-Emitter-Übergang des achten Transistors (Q 20) parallel mit der ersten (D 1) einer oder mehrerer Dioden geschaltet ist, wodurch die Leerlaufspannung ebenfalls auf dem oben erwähnten Wert gehalten wird.

8. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß ein Vorverstärker vorgesehen ist, der eine Differenzverstärkerstufe (Q 9, Q10) aufweist, die einen Tonfrequenzsignaleingang f<29-Basis), einen Gegenkopplungseingang (Q 10-Basis) und einen Ausgang f(?9-K.olIektor) aufweist, der über Kopplungseinrichtungen (Q 13) mic der Basis des dritten Transistors (Q 1) verbunden ist, und daß eine zweite Gegenkopplungsschleife (27, Q12), die einen zweiten Gegenkopplungswiderstand (27) aufweist, von dem Verstärkerausgang (18) zu dem Gegenkopplungseingang (Q 1?-Basis) vorgesehen ist.

9. Verstärker nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Vorverstärker einen ersten und einen zweiten Vorverstärkertransistor (Q% ζ) 10) des zweiten Leitfähigkeitstyps aufweist, daß die Basis des ersten Vorverstärkertransistors (Q 9) den Eingang der Stufe darstellt, und sein kollektor seinen Stufenausgang darstellt, und daß die Basis des zweiten Vorverstärkertransistors (Q 10) den Gegenkopplungseingang der Stufe darstellt, daß die Emitter der beiden zuletzt genannten Transistoren (Q9, Q10) so verbunden sind, daß ein Ausbreitungsweg für die Wirkung der zweiten Gegenkopplung zu dem Ausgang f(?9-KolIektor) vorgesehen ist und daß ein dritter Vorverstärkertransistor (Q 14) des ersten Leitfähigkeitstyps vorgesehen ist, dessen Basis mit dem Kollektor des zweiten Vorverstärkertransirtors (Q 10) verbunden ist, und dessen Kollektor mit dem Kollektor des ersten Vorverstärkertransistors (Q9) verbunden ist, wodurch ein zweiter Ausbreitungsweg für die Wirkung der zweiten Gegenkopplung zu dem Stufenausgang (<?9-Kollektor) vorgesehen ist

10. Tonfrequenzverstärker nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch einen durch Dioden verbundenen Vorverstärkertransistor (Q 15) des ersten Leitfähigkeitstyps, der zwischen den Kollektor des zweiten Vorverstärkertransistors (Q 10) und Masse geschaltet ist.

11. Tonfrequenzverstärker nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß die gemeinsamen Emitter des ersten und des zweiten Vorverstärkertransistors (Q9, Q10) mit einer weiteren Konstantstromquelle (Q 16, 26) verbunden sind, die einen vierten Vorverstärkertransistor (Q 16) des zweiten Leitfähigkeitstyps enthält

12. Tonfrequenzverstärker nach Anspruch 9, 10 oder H, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Rückkoppiungsschieife vom Verstärkerausgang (18) her folgendes enthält: den zweiten Rückkopplungswiderstand (27) und eine Emitterfolgeanordnung mit dem Emitterfolgetransistor (Q 12) des ersten Leitfiihigkeitstyps dessen Basis mit dem Widerstand (27) verbunden ist und dessen Emitter mit der Basis de-, zweiten Vorverstfekertransistors (Q\0) verbunden

ist und über einen Emitterlastwiderstand (28) mit Erde,

13. Tonfrequenzverstärker nach Anspruch 11 und 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter des vierten Vorverstärkers oder Stromquellentransistor (Q 16) über einen »Stromquellen«-Widerstand (26) mit der Speisegleichspannungsquelle verbunden ist, und daß seine Basis mit dem Kollektor dts Emitterfolgetransistors (Q 12) und mit dem Emitter des fünften Vorverstärkertransistors (Q 17) vom ersten Leitfähigkeitstyp verbunden ist, der als zweite weitere Stromquelle dient, und daß die Basis des zuletzt genannten fünften Vorverstärkertransistors über eine Diode (D 3) mit der Speisegleichspannungsquelle verbunden ist

14. Tonfrequenzverstärker nach einem der Ansprüche 9 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Kollektor des ersten Vorverstärkertransistors (Q 9) und dem Emitter des dritten Transistors (Qi) eine Emitterfolgestufe angeordnet ist, die einen sechsten Vorvers'Srkertransistor (Q 13) des zweiten Leitfähigkeitstyps enthält

15. Tonfrequenzverstärker nacfi einem der Ansprüche 9 bis 14, gekennzeichnet durch eine Tonfrequenzverstärkerstufe (Q 11), die voi die oben erwähnte Differentialverstärkerstufe (Q9, QiO) geschaltet ist, daß die Tonfrequenzvorverstärkerstufe einen siebten Vorverstärkertransistor (Qii) des zweiten Leitfähigkeitstyps enthält, der als Emitterfolgestufe geschaltet ist, wobei sein Emitter mit der Basis des ersten Vorverstärkertransistors (Q 9) verbunden ist.

16. Tonfrequenzverstärker nach einem der Ansprüche 8 bis 15 in direkter oder indirekter Abhängigkeit von Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Rückkopplungswiderstand (27) der Strcmentnahmewiderstand (27) nach Anspruch 6 ist.

17. Tonfrequenzverstärker nach Anspruch 7 oder einem der Ansprüche in direkter oder indirekter Abhängigkeit von Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Stromentnahmewiderstand (27) und den Kollektor des achten Transistors (Q 20) ein Widerstand (33) eingeschaltet ist, der einen Wert aufweist, der verhältnismäßig klein im Vergleich zum Wert des Stromentnahmewiderstands (27) ist.

18. Tonfrequenzverstärker nach Anspruch 16 und 17, dadurch gekennzeichnet, daß eine verhältnismäßig große Kapazität (34) außerhalb der integrierten Schaltung vorgesehen ist, daß das eine Ende der Kapazität (34) elektrisch außerhalb der integrierten Schaltung mit Masse verbunden ist und daß das andere Ende mit der integrierten Schaltung verbunden ist, und zwar mit dem Kollektor des achten Transistors (Q20), wobei die Kapazität (34) mit dem kleinen Widerstand (33) zusammenwirkt, um die Tonfrequenzverstärkung des Tonfrequenzverstärkers zu erhöhen und jeden Brumm zu vermeiden, der in dem Tonf equenzverstärker vorhanden sein kann.