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Tonfre quenzverstärker
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=================== Die Erfindung betrifft einen Tonfrequenzverstärker,
der dadurch verbessert ist, daß er einen geringen Leerlaufstrom und eine gute Stabilität
aufweist und daß seine Verzerrungen und sein Brumm auf einem Minimum gehalten sind.
Der erfindungsgemäße Tonfrequenzverstärker eignet sich zur Herstellung in integrierter
(IC-)Schaltungstechnik, wobei die Schaltung auf dem plättchen sehr komplex und außerhalb
des Plättchens weniger komplex ist und wobei die Anzahl der Anschlußstifte auf ein
Minimum reduziert ist.
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Tonfrequenzverstärker werden schon seit einiger Zeit unter Verwendung
von Festkörperschaltungselementen hergestellt. Als die integrierte Schaltungstechnik
aufkam, begann die Verwendung von diskreten Transistoren abzunehmen.
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Wenn einmal die Entscheidung für die integrierte Schaltungstechnik
getroffen ist, dann können neue Überlegungen wesentlich werden.
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Üblicherweise sollte dabei die Mikrominiaturisierung der integrierten
Schaltungstechnik so weit wie möglich gehen. Vergleichsweise sind nämlich äußere
Schaltungselemente teurer und sie-erSordern zusätzliche
Verbindungsleitungen,
die auch kostspielig sind und daher auf einem Minimum gehalten werden sollten. Wenn
möglich sollten auch Rückkopplungsschleifen auf dem Plättchen ausgebildet sein,
um sowohl die außerhalb liegenden Schaltungselemente als auch die Zahl der Verbindungsleitungen
auf ein Minimum herabzusetzen. Da eine solche Anordnung jedoch nur begrenzt Wärme
ableiten kann, folgt aus jeder Verminderung der mittleren Verlustleistung, daß der
Verstärker größere Spitzenausgangssignale abgeben kann. Da ferner viele integrierte
Schaltungen neuerdings auch in batteriebetriebenen Anordnungen verwendet werden,
wird sich durch eine Verminderung der mittleren Verlustleistung die Lebensdauer
der Batterien wesentlich erhöhen.
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Zusätzlich zu den obigen Eigenschaften, die sich direkt auf die Ausführung
in integrierter Schaltungstechnik beziehen, sollte der Verstärker die üblichen Betriebseigenschaften
aufweisen, nämlich eine hohe Stabilität unabhängig von der Art der Belastung, die
durch den Lautsprecher gegeben ist, eine geringe Verzerrung, einen geringen Brumm
und eine gute Empfindlichkeit gegentiber den üblichen Ansteuereinrichtungen für
Tonfrequenzsignale Solche Ansteuereinrichtungen sind für die häufigsten Anwendungen
natürlich Detektoren von AM-FM-Empfängern und Keramikabtastsysteme.
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Integrierte Tonfrequenzverstärker sind bereits bekannt. Wenn man etwa
mit einem Watt Ausgangsspitzenleistung arbeitet, dann werden dabei normalerweise
Gegentaktausgangsstufen verwendet und es ist eine Gegenkopplung für bestimmte Zwecke
vorgesehen.
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Die meisten der bekannten Verstärker scheinen jedoch bezüglich der
anderen weiter oben angegebenen Merkmale weniger als optimal zu arbeiten.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen verbesserten Tonfrequenzverstärker
der angegebenen Art vorzusehen.
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Insbesondere soll gemäß der Erfindung ein verbesserter Tonfrequenzverstärker
geschaffen werden, der verbesserte Einrichtungen aufweist, durch die sich niedrige
einstellbare Leerlaufströme erreichen lassen. Ferner soll sich der verbesserte Tonfrequenzverstärker
zur Herstellung in integrierter Schaltungstechnik eignen.
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Gemäß der Erfindung soll ferner ein Tonfrequenzverstärker geschaffen
werden, der bei Ausführung in integrierter Schaltungstechnik auch eine minimale
Wärmeverlustleistung aufweist.
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Darüberhinaus soll gemäß der Erfindung ein Tonfrequenzverstärker geschaffen
werden, der in integrierter Schaltungstechnik ausgeführt ist und der eine minimale
Anzahl an Verbindungen aufweist.
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Der erfindungsgemäße Tonfrequenzverstärker ist gemäß den Merkmalen
des kennzeichnenden Teils des Anspruchs 1 ausgebildet.
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Es sind Widerstände vorgesehen, die den Eingangsübergang des fünften
Transistors überbrücken, so daß auf diese Weise der Arbeitspunkt bei Stromwerten
eingestellt wird, die die Stromwerte des Betac-Spitzenwerts um ein Mehrfaches übertreffen,
so daß ein Stromwert In erster Linie in Abhängigkeit von seiner Elektrodenfläche
eingestellt wird.
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Es ist eine Gegenkopplung zwischen der Ausgangsverbindung und der
Basis des dritten Transistors vorgesehen, um die Asymmetrie in der Verstärkungskennlinie
zu vermindern und um eine Stabilität durch minimale Phasenverzerrung in der Rückkopplungsschleife
zu erreichen.
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Gemäß einer Weiterbildung der Erfindung ist ein Vorverstärker vorgesehen,
der einen Differenzverstärker enthält, der voneinander getrennte "Mitkopplungs-ttund
"Gegenkopplungs-"Eingänge enthält
und dessen Ausgang der Basis
des dritten Transistors zugeführt wird. Es kann ein zweiter Rückkopplungsweg vorgesehen
werden, der zwischen die Ausgangsverbindung und den Gegenkopplungseingang geschaltet
ist, um die Asymmetrie in der Verstärkungskennlinie weiter zu vermindern und die
Amplitudenlinearität weiter zu verbessern.
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Es sind schließlich Vorrichtungen zur Stabilisierung der Leerlaufgleichspannung
und des Tonfrequenzsignals um die Leerlaufspannung herum an der Ausgangsverbindung
bei etwa der halben Vorspannung vorgesehen und es ist ferner ein den Brumm vermindernder
Kondensator vorhanden, der über einen isolierenden Widerstand mit dem Gegenkopplungseingang
des Vorverstärkers verbunden ist.
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Eine Ausführungssorm der Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnungen
beispielshalber beschrieben. Dabei zeigen: Fig. 1 ein etwas vereinfachtes Schaltbild
der Gegentaktausgangsstufen und der Treiberschaltung, die den Leistungsverstärker
für einen Tonfrequenzverstärker bilden, Fig. 2 ein zweites Schaltbild des gesamten
Tonfrequenzverstärkers, wie er in üblichen, auf dem Markt befindlichen Rundfunkempfängern
verwendet werden kann, und der Gegentaktausgangsstufen und eine Treiberschaltung
nach Fig. 1 sowie eine Vorverstärkungsvorrichtung enthält und Fig. 3a, 3b und 3c
drei Kurvenverläufe, die die Arbeitsweise des Leistungsverstärkers nach Fig. 1 beschreiben.
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Im allgemeinen eignet sich ein Tonfrequenzverstärker in der beschriebenen
Art für integrierte Schaltungstechnik und er weist einen steuerbaren Leerlaufstrom
auf. Der Tonfrequenzverstärker enthält einen Vorverstärker, der so ausgebildet ist,
daß er durch einen AM- oder SM-Detektor oder durch ein Keramikabtastsystem hoher
Impedanz angesteuert wird. Der Leistungsverstärker weist zwei Ausgangstransistoren
gleichen Leitfähigkeitstyps auf, die im Gegentakt miteinander verbunden sind und
die mit Hilfe einer neuen Zwischentreiberstufe angesteuert werden, deren Schaltungsanordnung
und Bautellparameter so ausgewählt sind, daß der Leerlaufstrom auf einen kleinen
einstellbaren Wert vermindert ist. Die Schaltung ist einschließlich ihrer beiden
Rückkopplungswege so ausgebildet, daß sie Stabilität gewährleistet und eine minimale
Verzerrung und einen geringen Brumm aufweist. Der Verstärker ist in integrierter
Schaltungstechnik ausgebildet, wobei er eine minimale Anzahl von außenliegenden
Schaltungselementen aufweist und ein Minimum an »Leitungspfaden enthält.
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Ein vollständiges Schaltbild des Tonfrequenzverstärkers eines Rundfunkempfängers
gemäß der Erfindung ist in Fig. 2 dargestellt.
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Ein etwas vereinfachtes schematisches Schaltbild des Leistungsverstärkers
ist in Fig. 1 dargestellts Der Leistungsverstärker enthält die Gegentaktausgangsstufen
und die Treiberschaltung.
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In Fig. 1 sind die neuen Schaltungsteile dargestellt, durch die der
Leerlaufstrom der Ausgangs stufen im Verhältnis zu den Spitzenströmen der Verstärker
auf einem niedrigen Wert gehalten werden kann.
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Der Leistungsverstärker weist folgende wesentliche Schaltungselemente
auf: Einen Emitterfolgetreiberverstärker mit einem NPN-Transistor Q1, dem Tonfrequenzsignale
mittlerer Amplitude von der Tonfrequenzquelle 10 zugeführt werden; einen Gegentaktleistungsverstärker
mit NPN-Transistoren Q2, Q3, der normalerweise im B-Betrieb arbeitet, wobei der
zuletztgenannte Transistor Q3
direkt durch den Transistor Q1 angesteuert
wird und der zuerstgenannte Transistor Q2 durch in Kaskade geschaltete erste und
zweite Transistoren Q5 und Q6 angesteuert wird, die als NPN-bzw. PNP-Transistoren
ausgebildet sind; eine Konstantstromquelle mit Transistoren Q7, Q8; einen wechselstrongskoppelten
Lautsprecher 11, der die Last für den Gegentaktverstärker darstellt und eine Gleichspannungsquelle
12 für die entsprechenden Vorspannungen.
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Es werden nun die Signalverläufe des Leistungsverstärkers beschrieben.
Eine Quelle 10 für Tonfrequenzsignale ist mit der Basis des NPN-Treibertransistors
Q1 verbunden, der die beiden NPN-Gegentaktausgang,sstufen ansteuert. Der Kollektor
des Transistors Q1 ist mit der positiven Anschlußklemme der Spannungsquelle 12 verbunden
und der Emitter des Transistors Ol ist über einen Lastwiderstand 13 mit Masse verbunden.
Der Emitter des Transistors Q1 ist direkt mit der Basis des unteren Gegentaktausgangstransistors
Q3 verbunden und führt diesem ein nichtinvertiertes Ansteuerungssignal zu.
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Der obere Gegentaktausgangstransistor Q2 wird durch den Transistor
Q1 über zwei Zwischenstufen mit Transistoren Q5 und Q6 angesteuert.
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Der Emitter des NPN-Transistors Q7 ist über einen Widerstand 14 mit
der Basis des NPN-Transistors Q5 verbunden. Der Transistor Q5 ist in Emittergrundschaltung
verschaltet, er ist so vorgespannt, da13 er normalerweise im B-Betrieb arbeitet
und er erzeugt an seinem Kollektor ein invertiertes Ausgangssignal. Das Ausgangssignal
wird der Basis des PNP-Transistors Q6 zugeführt.
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In Reihe geschaltete Widerstände 15 und 16 überbrücken den Eingang-und
den Ausgangs-Übergang des Transistors Q6. Der Emitter des Transistors Q6 ist mit
dem Kollektor des Transistors Q8, der einen konstanten Strom abgibt, und der Basis
des Transistors Q2 verbunden. Der PNP-Transistor Q6 ist nach Art einer Emitterfolgeschaltung
angeschlossen l3nd fiih+ in invertierte Eingangssignal, das einer Basis zugeführt
w@@@@@@ @einen Emitter an die Basis
des Transistors Q2.
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Die Gegentaktausgangsstufe enthält die beiden NPN-Leistungstransistoren
Q1, Q2, die zwischen den Anschluß mit der Spannung B+ und Masse in Reihe geschaltet
sind und an deren Mittelanzapfung der Lautsprecher als Last geschaltet ist. Die
Vorspannungsverhältnisse am Eingang, die noch nicht vollständig beschrieben sind,
eignen sich für B-Betrieb der Ausgangs stufen bei normalen Batteriespannungen, wobei
jeder Leistungstransistor wahlweise leitend und dann wieder nichtleitend ist. Der
Kollektor des Transistors Q2 ist mit der positiven Anschlußklemme der positiven
Vorspannungsquelle 12 verbunden und der Emitter des Transistors Q2 ist mit dem Kollektor
des unteren Gegentakttransistors Q3 verbunden. Der Emitter des Transistors Qg ist
ebenso wie die negative Anschlußklemme der Vorspannungsquelle 12 geerdet. Die Verbindung
des Emitters des Transistors Q2 mit dem Kollektor des Transistors Q3 wird als Anschluß
18 für die Last des Gegentaktverstärkers verwendet. Die Verstärkerlast enthält den
Lautsprecher 11, dessen eine Anschlußklemme mit Masse verbunden ist und dessen andere
Anschlußklemme über einen Kondensator 17 mit der Verstärkerausgangsklemme 18 verbunden
ist. Schließlich ist eine Tonfrequenzsignalgegenkopplung von d-er Verstärkerausgangsklemme
18 über einen Widerstand 21 zu der Basis des Treibertransistors Q1 vorgesehen, um
sowohl eine Signallinearität als auch Stabilität zu gewährleisten. Die Vorspannungszustände
am Eingang des Verstärkers sind durch eine Konstantstromquelle Q8 gegeben, wobei
die Schaltungsverbindungen und bestimmte Konstruktionsmerkmale noch weiter unten
aufgeführt bzw. herausgestellt sind.
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Die Konstantstromquelle weist eine innere Strombezugsquelle auf sowie
eine steuerbare Stromquelle. Die Strombezugsquelle enthält die Diode, die mit dem
PNP-Transistors Q7 verbunden ist, deren Emitter über einen Widerstand 19 (43 Ohm)
mit der positiven Vorspannungsquelle 12 verbunden ist und deren Basis
und
Kollektor miteinander verbunden sind und in Reihe über einen Widerstand 29 (7,5
kohm) mit Masse verbunden sind. Die geregelte Stromquelle enthält einen PNP-Transistor
Q8, dessen Emitter über einen Widerstand 20 mit der positiven Stromquelle 12 verbunden
ist, dessen Basis mit der Kollektor-Basis-Verbindung des Transistors Q7 verbunden
ist und von dessen Kollektor der konstante Strom abgenommen wird und der gemeinsamen
Verbindung zwischen dem Widerstand 15, dem Emitter des Transistors Q6 und der Basis
des Transistors Q2 zugeführt wird. Wie noch weiterhin ausgeführt wird, ist die Geometrie
der Transistoren Q7 und Q8 sorgfältig ausgewogen, so daß der Transistor Q8 dem Strom
bei einem im wesentlichen festen Vielfachen des Stroms des Bezugstransistors Q7
aufrecht erhält.
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Durch die Verstärker nach Fig. 1 wird sowohl eine geringe Verzerrung,
eine hohe Stabilität als auch eine maximale Ausgangsleistung für integrierte Schaltungstechnik
erreicht. Bezüglich der Signalverstärkung weist der Leistungsverstärker einen entsprechenden
Verstärkungsfaktor auf, der für das vorverstärkte Signal des AM-FM-Detektors maßgebend
ist, wodurch eine entsprechende Tonfrequenzleistung zur Ansteuerung eines bekannten
Lautsprechers vorhanden ist. In Abhängigkeit von der Speisespannun; quelle mit der
Spannung B kann die unverzerrte Ausgangsleistung iz einem Bereich von 150 Milliwatt
bis zu 1 oder 2 Watt (in Abhängigkeit von der Anordnung) liegen, bevor der Wärmeverlust
eine obere Grenze für die Tonfrequenzleistung setzt (die Sättigungsgrenzen liegen
normalerweise geringfügig höher oder können so mit Hilfe der Einstellung der Elektrodenflächen
gelegt werden ).
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Der bisher beschriebene Grundverstärker hat erheblich unterschiedliche
Verstärkungseigenschaften zwischen der positiven und der negativen Halbwelle des
Tonfrequenzsignals, jedoch ein ausgezeichnetes Phasenverhalten und eine ausgezeichnete
Stabilität.
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Die Verstärkung von der Treiberstufe mit dem Transistor Q1 bis zu
dem unteren Leistungstransistor Q3 kann als nahezu 1 angesehen werden, während die
Verstärkung von der Treiberstufe mit dem Transistor Q1 zu dem oberen Leistungstransistor
Q2, da dabei zwei Zwischenstufen für die Verstärkung vorhanden sind, sehr hoch ist.
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Die Ungleichmäßigkeit ist in Fig. 3 (a) dargestellt. Es kann zwar
Amplitudenverzerrung vorhanden sein, jedoch hat die Leistungsverstärkeranordnung
vom Tonfrequenzbereich bis weit hinein in den Bereich der Höchstfrequenzen natürliche
gute Phaseneigenschaften. Die Eingangsansteuerung für die obere Stufe enthält nur
zwei Emitterfolgeschaltungen (Q1, Q6) und eine Phasenumkehrschaltung (Q5), während
die untere Stufe nur eine Emitterfolgeschaltung (Q1) enthält, wie bereits oben ausgeführt
ist und keine weitere Phasenumkehrschaltung. Die Emitterfolgeschaltwngen können
so ausgebildet sein, daß sie geringe Phasenverschiebungen aufweisen und wenn höchstens
einmal eine einzige Phasenumkehr vorkommt, dann sind die differentiellen und zugehörigen
Phasenverschiebungen sehr klein.
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Die Amplitudenverzerrung-und Restinstabilitäten werden mit Hilfe der
Rückkopplung und mit Hilfe des Frequenzverlaufs der Dämpfung bei hohen Frequenzen
gesteuert. Die Rückkopplung ist zwischen den Verbindungspunkt 18 und den Eingang
der Treiberstufe durch einen Widerstand 21 gegeben. Sie stellt eine Gegenkopplung
dar und hat die Wirkung, daß sie die Amplftudenasymmetrie des Kurvenverlaufs erheblich
vermindert. Sie vermindert die gemessenen Verzerrungen auf wenige Prozent. Der werbesserte-Kurvenverlauf,
der sich aus dem Rückkopplungsweg ergibt, ist in Fig. 3 (b) dargestellt.
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Eine zweite Wirkung dieses kurzen ersten Rückkopplungsweges besteht
darin, die Gesamtstabilität des Verstärkers bei allen
Signal- und
Lastverhältnissen zu stabilisieren. Der Transistor Q1, der in Emitterfolgeschaltung
geschaltet ist und eine geringe Größe aufweist, hat einen größeren Frequenzansprechbereich
als der Ausgangstransistor Q3, der große Störkapazitäten aufweist.
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Es wird deshalb durch den Transistor Q3 im wesentlichen der Dämpfungsverlauf
bestimmt, wodurch sich bei hohen Frequenzen Instabilitäten im unteren Teil des Verstärkers
ergeben. Die Verstärkung ist verhältnismäßig gering und deshalb sind die Instabilitäten
im unteren Teil des Verstärkers nicht sehr entscheidend.
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Für den oberen Teil des Verstärkers, der eine höhere Verstärkung aufweist,
reicht die Rückkopplung der ersten Schleife normalerweise aus, um Instabilitäten
zu vermeiden, jedoch kann sie durch einen Widerstand 14 (2,0 KOhm) ergänzt werden,
der mit der "Miller"-Kapazität des Transistors Q5 einen geeigneten Dämpfungsverlauf
in den Zwischentreiberverstärkern hervorruft, so daß dadurch eine Tendenz zur Instabilität
weiter vermindert wird.
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Mit dieser Rückkopplung arbeitet die oben beschriebene Schaltung bereits
mit einem kapazitiv gekoppelten Lautsprecher und sie bleibt bei höheren Tonfrequenzen
ohne Bedingung stabil, wenn nämlich die Belastung durch den Laut.sryrecher stärker
induktiv wird. Die Schaltung ermöglicht eine voJ'iständige Stabilität, ohne daß
die üblichen Phasenkompensati.censbauelemente im Lastkreis vorgesehen werden müssen,
um die Wirkkomponenten auszugleichen.
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Die in den Figuren 1 und 2 dargestellte Ausführungsform ermöglicht
beträchtliche Tonfrequenzausgangsleistungen trotz verhältnismäßig geringer Eingangsverlustleistungswerte.
Wenn man einmal von einer Vorspannung von 6 Volt ausgeht, dann ermöglicht der oben
beschriebene Verstärker nunverzerrte" Spitzenwerte für die Tonfrequenzströme von
1/2 Ampere,wobei nur ein Leerlaufstrom von 6 oder 7 Milliampere erforderlich ist.
Diese und andere Vorteile ergeben sich aufgrund der eigentlichen Ausführung der
Schaltung und aufgrund bestimmter Konstruktionsmerkmale, die sich in der integrierten
Schaltungstechnik
verwirklichen lassen, und die im folgenden beschrieben werden. Bei der oben beschriebenen
Schaltungsanordnung wird die Einstellung des Leerlaufstroms der Gegentaktausgangsstufe
von drei Hauptfaktoren abhängig gemacht, die bei der Herstellung der integrierten
Schaltung sorgfältig ausgewählt werden.
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Diese Faktoren sind die Stromeinstellung der Konstantstromquelle mit
dem Transistor Q8, das Verhältnis der Ströme zwischen den Transistoren Q3 und Q5
und das Beta des Transistors Q6. Diese Faktoren hängen von den Flächen der aktiven
Schaltungselemente ab. Mit Hilfe der üblichen Herstellungsverfahren und in Abhängigkeit
von der Größe lassen sich diese Flächen bis auf Genauigkeiten von 1% oder weniger
gesteuert herstellen. Wie eine Steuerung dieser Faktoren erfolgt und wie die Schaltung
zwangsläufig in Abhängigkeit von diesen Faktoren arbeitet, wird nun im folgenden
beschrieben.
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Der PNP-Transistor Q8 der Konstantstromquelle ermöglicht die Einstellung
eines stabilen Stroms, wobei der Bezugsstrom von dem Transistor Q7 abgegeben wird.
Der Transistor Q7 ist ein seitlich abgelagerter PNP-Transistor, der als Diode geschaltet
ist, wobei der Emitter einen getrennten Anschluß aufweist und der Kollektor und
die Basis miteinander verbunden sind. Der Übergang des Transistors Q7 bildet sorgfältig
den Übergang des Transistors Q8 der gesteuerten Stromquelle nach mit Ausnahme jedoch
den relativen Flächen der aktiven Zonen zueinander. Der Transistor Q8 ist auch seitlich
abgelagert. Der Transistor Q7 ist aus zwei "Platten" hergestellt, während der Transistor
Q8 aus 18 "Platten" hergestellt ist. Auf diese Weise wird ein Relativverhältnis
der Flächen zwischen den beiden Transistoren von 9:1 gebildet, jedoch sind in der
Praxis die tatsächlichen Stromverhältnisse etwas geringer und zwar etwa 8:1.
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Diese Schaltungsanordnung, bei der beide Eingangsübergänge elektrisch
parallelgeschaltet sind, zwingt die Ströme in ein festes relatives Verhältnis. Damit
ist der Emitter des Transistors Q8 über einen niederohmigen Widerstand 20 (10 Ohm)
mit der positiven Klemme der Vorspannungsquelle verbunden, während der Emitter des
Transistors Q7 zu der gleichen Anschlußklemme der Vorspannungsquelle über einen
niederohmigen Widerstand 19 (43 Ohm) verbunden ist, so daß die Emitter auf nahezu
der gleichen Spannung gehalten werden. Da die Basen der beiden Transistoren miteinander
verbunden sind, sind die Spannungen Veb der beiden Eingangsübergänge gleich. Die
Werte der Widerstände 19 und 20 sind so abgestimmt, daß sie die Wirkungen von Fehlanpassungen
zwischen den aktiven Schaltungselementen möglichst gering halten.
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Durch die parallele Schaltungsanordnung wird damit erreicht, daß irgend
ein Strom, der in dem Transistor Q7 fließt, im Transistor Q8 nachgebildet wird,
und zwar im wesentlichen entsprechend den relativen Flächen der Transistoren Q7
und Q8. Der Strom des Transistors Q7, der die wesentliche Bezugsgröße darstellt,
ist von der Vorspannung und dem Reihenwiderstand 29 abhängig. Der Wert des Widerstands
29 bestimmt den Bezugs strom im Transistor Q7. Wenn man einmal davon ausgeht, daß
feste Vorspannungen vorliegen, dann ist der Strom der konstanten Stromquelle mit
dem Transistor Q8 in erster Linie abhängig von dem Strom im Transistor Q7 und von
den relativen Flächen der beiden Schaltungselemente, Diese Flächen sind innerhalb
weniger Prozent einstellbar.
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Das Verhältnis der Ströme zwischen den Transistoren Q3 und Q5 läßt
sich mit Hilfe einer ähnlichen Einstellung der Flächen der entsprechenden Schaltungselemente
auf einem konstanten Wert halten. Die Transistoren Q3 und Q5 sind NPN-Transistoren.
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(Wenn man einmal annimmt, daß der Substratkörper zur Herstellung eines
NPN-Schaltungselements ausgewählt ist, dann lassen sich diese Transistoren nicht
seitlich herstellen. Durch die Schaltungsanordnung
werden die
Eingangsübergänge der Transistoren Q3 und Q5 parallelgeschaltet und es werden ihre
Spannungen Veb auf im wesentlichen entsprechende Werte eingestellt. Die Emitter
der beiden Transistoren Q3 und Q5 sind geerdet und ihre Basen sind über einen ohmschen
Widerstand 14 von 2000 Ohm miteinander verbunden. Dieser Widerstand ist im Verhältnis
zum Basisstrom klein, so daß die Basen der beiden Transistoren und damit die Eingangsübergänge
im wesentlichen die gleichen Potentiale aufweisen. Wenn die Spannungen Veb gleich
sind, dann wird das Verhältnis der Ströme zwischen den Transistoren Q5 und Q3 eine
Funktion der relativen Flächen ihrer entsprechenden Elektrodenbereiche. Insbesondere
ist die Fläche des Transistors Q5 so ausgebildet, daß sie 1/5 der Fläche des Transistors
Q3 ist, so daß das Stromverhältnis auf etwa diesem Wert festgehalten wird.
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Ein weiterer Parameter, der dazu dient, den Leerlaufstrom des Gegentaktverstärkers
einzustellen, ist das Beta des Transistors Q6. Der Transistor Q6 ist ein seitlich
ausgebildeter PNP-Transistor, der eine verminderte Fläche im Verhältnis zu seinem
Arbeitsstromwert aufweist, so daß er weit entfernt von dem Beta-Spitzenwert des
Transistors arbeitet. Bei einem Betriebspunkt von 5 Milliampere wird das Beta bei
einem B-Spitzenwert von etwa 30 auf etwa 4 eingestellt. Wenn man einmal von den
oben genannten Stromwerten ausgeht, dann sollte man einen Transistor verwenden,
dessen Beta sich bei etwa einem halben Milliampere zu verringern beginnt.
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Die Schaltungsanordnung und die Werte der Schaltung sind so gewählt,
daß sie einen Transistorbetrieb in einem Strombereich ermöglichen, wo das Beta sich
zu stabilisieren beginnt. Wenn dies vorliegt, dann nimmt Beta einen bestimmten Wert
an, der im wesentlichen unabhängig von allen Faktoren ist und durch den bei der
Fläche des Bauelements Einsparungen möglich sind.
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Die Schaltungsteile mit den Transistoren Q6, Q2 und Q8 stellen einen
der letzten beiden Faktoren dar, die die Leerlaufstromeinstellung des Verstärkers
bestimmen. Der Emitter des PNP-Transistors Q6 ist mit der Basis des NPN-Transistors
Q2 verbunden und die Basis des Transistors Q6 ist über einen Widerstand 16 (1000
Ohm) mit dem Emitter des Transistors Q2 verbunden. Wegen der im wesentlichen gleichen
Spannungen Veb der Transistoren Q6 und Q2 ist das Potential an der Basis des Transistors
Q6 im wesentlichen gleich dem Potential am Emitter Q2. Damit ist die Spannung an
dem Widerstand 16 klein und der darin fließende Strom ist vernachlässigbar klein.
Die Schaltungsanordnung und die Werte bringen daher eine Aufteilung des Stroms,der
von dem Kollektor des Transistors Q5 abgegeben wird in den Widerstand 15 und die
Basis des Transistors Q6 mit sich. Wenn man einmal annimmt, daß der Widerstand 15
2,2 k0hm beträgt und wenn man davon ausgeht, daß typische Emitterübergangsspannungen
vorliegen, dann fließen 0,4 Milliampere in den Widerstand R15 und der Ausgleichswert
des Kollektorstroms fließt in die Basis des Transistors Q6.
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Die Wirkung der obigen Annahmen wird nun anhand einer Näherungsrechnung
beschrieben. Es'sei angenommen, daß ein Kollektorstrom von 6 Milliampere ein geeigneter
Wert für den Leerlaufstrom des Transistors Q3 sei. Wenn man einmal annimmt, daß
das Verhältnis der Flächen zwischen den Transistoren Q5 und Q3 5:1 beträgt, darm
ist der Kollektorstrom Q5 etwa 1/5 des Stroms im Transistor Q3 oder 1,2 Milliampere.
Der Widerstand 15 des Spannungsteilers und die Basis des Transistors Q6 führen dann
einen Strom von 1,2 Milliampere, der von dem Transistor Q5 abgegeben wird. Insbesondere
führtder Widerstand 15 einen Strom von 0,4 Milliampere, der Widerstand 16 führt
keinen Strom und 0,8 Milliampere werden in die Basis des Transistors Q6 geleitet.
Wenn das Beta des Transistors Q6 fünf beträgt, dann beträgt sein Kollektorstrom
4 Milliampere und sein Emitterstrom 4,8 Milliampere. Der Strom,
der
für die Basis des Transistors Q2 des oberen Gegentaktverstärkers verfügbar ist,
gleicht dem Strom, der von der Konstantstromquelle mit dem Transistor Q8 (der beispielsweise
5 Milliampere beträgt) verfügbar ist und der Abzug des Stromes im Widerstand 15
und unter Abzug des Emitterstromes des Transistors Q6. Wenn folglich der Emitterstrom
im Transistor Q6 und der Strom im Widerstand 15 richtig eingestellt sind, dann wird
der Basisstrom, der dem Transistor Q8 zugeführt wird, auf einem niedrigen konstanten
Wert gehalten. Ausgehend von den bisher angenommenen Werten können von dem Transistor
Q6 und dem Widerstand 15 größere Ströme aufgenommen werden, als sie durch die Konstantstromquelle
verfügbar sind und damit sind die Ströme im Transistor Q2 und Q6 entsprechend vermindert.
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Die letzte Größe in der Schaltung, durch die der Leerlaufstrom des
Verstärkers beeinflußt wird, ist die Verbindung des Emitters des Transistors Q2,
des Kollektors des Transistors Q6 und des Kollektors des Transistors Q3 mit dem
Ausgangspunkt 18. Durch diese Verbindung wird der Koilektorstrcm im Transistor Q3
auf (im wesentlichen) den gleichen Wert wie die Ströme im Transistor Q6 und Q2 eingestellt.
Wenn man einmal annimmt, daß im Transistor Q3 ein Strom von 6 Milliampere fließt
und daß im Transistor Q6 ein Strom von 4,8 Milliampere fließt, dann sind nur 1,2
Milliampere des Stroms am Emitter des Transistors Q2 verfügbar. Die obigen Zahlen
stellen nur Näherungen dar und in Wirklichkeit liegt der Kollektorstrom des Transistors
Q3 in einem Bereich von 6ybis 8 Milliampere, der Emitterstrom des Transistors Q2
in einem Bereich von 1 bis 3 Milliampere und der Emitterstrom des Transistors Q6
in einem Bereich von 3 bis 5 Milliampere.
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In Fig. 1 ist eine vereinfachte Ausführungsform dargestellt, die ohne
weiteres noch weiter ausgestaltet werden kann, um eine ausgezeichnete Gesamtarbeitsweise
zu erreichen. Die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 weist einen sehr stabilen Leerlaufstrom,
eine hohe Stabilität und eine Amplitudenverzerrung von wenigen
Prozent
auf. Die Verzerrungszahl ist für viele Anwendungen gleichförmig und kann durch eine
zusätzliche Rückkopplung ohne weiteres verbessert werden. Der Gleichspannungsabgleich
des Verstärkers an der Schnittstelle ist durch die oben beschriebenen Leerlaufstrombedingungen
etwa festgelegt. Da der Gleichstromabgleich an der Stelle 18 durch sozusagen zwei
in Reihe geschaltete Konstantstromquellen (Q7, Q8 und Emitterfolgetransistor Q3)
bestimmt ist, ist die Ausgangsgleichspannung bis zu einem gewissen Grad unbestimmt.
Wenn man den statischen Arbeitspunkt des Verstärkers auf einen festen Wert einstellen
möchte oder wenn man die Wechselstromschwingungen begrenzen möchte oder wenn man
die Verzerrungen weiter vermindern möchte, dann können eine zweite Rückkopplungsschleife
sowie andere weitere Merkmale bei der Schaltung vorgesehen werden. Diese werden
im folgenden beschrieben.
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Bei der Ausführungsform nach Fig. 2 ist ein vollständiger Tonfrequenzverstärker
dargestellt, der einen Vorverstärker für die Tonfrequenzsignale und einen Leistungsverstärker
ähnlich dem nach Fig. 1 enthält, der jedoch eine zweite Rückkopplungsschleife aufweist.
Die Schaltungselemente des Ieistungsverstärkers, der bereits in Fig. 1 dargestellt
ist, tragen die gleichen Bezugszahlen wie in Fig. 2. Der-Vorverstärker weist als
Schaltungsteil einen Differenzverstärker mit den PNP"Transistoren Qg, Q10 und den
zugehörigen PNP und NPN-Treibertransistoren Q11, Q12 sowie einem einzigen PNP-Ausgangstransistor
Q13 auf; ferner StromtZUmkehrn-Transistoren Q14, Q15 und Transistoren Q16 bis Q20;
Dioden D1 bis D3; und Widerstände, die die Vorspannungsverhältnisse für den Vorverstärker
und den Leistungsverstärker bestimmen.
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Der Verstärker verstärkt ein Eingangssignal in der folgenden Weise:
Wie man aus Fig. 1 erkennt, ist die Eingangsspeisequelle für den Verstärker ein
Detektor 22. Insbesondere handelt es sich dabei um einen FM-oder einen AM-Detektor
oder einen Detektor, der beide Betriebsarten kombiniert. Der Detektor 22 ist über
einen Kondensator mit einem Lautstärkesteuerpotentiometer 23
verbunden.
Eine Anschlußklemme des Potentiometers ist geerdet und es werden Tonfrequenzsignale
von der Anzapfung über einen Widerstand 24 an die Basis eines Emitterfolgetransistors
Q11 geführt. Der Kollektor des Transistors Q11 ist geerdet und sein Emitter,von
dem die Ausgangssignale abgegeben werden, ist mit der Basis eines Transistors Q9
des Differenztransistorpaares Q9, Q10 verbunden. Die Basis des Transistors Q10 ist
nicht direkt mit der Eingangsquelle verbunden sondern sie ist, wie man erkennt,
eine Einlaßstelle für die Gegenkopplung. Die Emitter der Transistoren Q9 und Q10
sind miteinander verbunden und sie nehmen ihren Strom von dem Kollektor des Stromquellentransistors
Q16 auf. Der Emitter des Transistors Q16 ist über einen Widerstand 26 von 3000 Ohm
mit der positiven Anschlußklemme einer Vorspannungsquelle 12 verbunden. Damit liegen
von dem Detektor aus direkt verstärkte Tonfrequenz signale am Kollektor des Transistors
Q9. Wie man erkennt, treten am Kollektor des Transistors Q9 auch Signalkomponenten
auf, die durch die Rückkopplungsschleife eingegeben werden.
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Der zweite Eingang für den Differenzverstärker mit den Transistoren
Q9 und Q10 wird durch eine Rückkopplungsverbindung gebildet, die von dem Verstärkerausgang
zu dem Transistor 12 vorliegt. Der Transistor Q12 ist ein NPN-Transistor, der in
Emitterfolgeschaltung geschaltet ist, wenn man ihn von der Riickkopplungssefte des
Differenzeingangsverstärkers aus betrachtet. Die Ausgangssignale des Leistungsverstärkers
werden von der Ausgangsklemme 18 über einen Widerstand 27 der Basis des Transistors
Q12 zugeführt. Der Kollektorstrom des Transistors Q12 wird vom Emitter eines Stromquellentransistors
Q17 zugeführt. (Die Verbindungen zwischen der Basis und dem Kollektor des Transistors
Q17, die einen bestimmten Stromwert einstellen, werden im folgenden abgehandelt.)
Das Rückkopplungssignal, das am Emitter des Transistors Q12 auftritt, wird der Basis
des Transistors Q10 des Differenzpaares zugeführt. Ein Widerstand 26, der zwischen
den Emitter des Transistors Q12 und Masse geschaltet
ist, stellt
die Belastung für das Signal dar. Das Rückkopplungssignal, das auf diese Weise der
Basis des Transistors Q10 zugeführt wird, erscheint am Emitter des Transistors Q10
und es wird vom Emitter des Transistors Q10 an den Emitter des Transistors Q9 weitergeleitet.
Am Kollektor des Transistors Q9 wird das ursprüngliche Eingangssignal durch die
Gegenkopplung beeinflußt.
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Am Kollektor des Transistors Q10 erscheint auch ein direkt verstärktes
Rückkopplungssignal und es wird über eine Strom-"Umkehrschaltung" in den Ausgang
des Transistors Q9 eingespeist, wo es in den Vorwärtsverstärkungsweg des Verstärkers
eintritt. Die Stromumkehrschaltung enthält die Transistoren Q14 und Q15. Der Kollektor
des Transistors Q10 ist mit der Basis-Kollektor-Verbindung des als Diode geschalteten
Transistors Q15 an der Eingangsseite der Stromumkehrschaltung verbunden. Der Emitter
des Transistors Q15 ist geerdet. Der Übergang des Transistors Q15 ist zu dem Eingangsübergang
des Transistors Q14 parallelgeschaltet; die Basis des Transistors Q14 ist mit dem
Kollektor bzw. der Basis des Transistors Q15 verbunden und der Emitter des Transistors
Q14 ist geerdet. Damit erscheint am Kollektor des Transistors Q14 ein Stroms der
den im Transistor Q10 von der Rückkopplungsquelle aus fließenden Strom nachbildet,
und er wird auch zu dem Signal, das am Kollektor des Transistors Q9 erscheint, hinzugefügt.
Die Wirkung besteht darin, daß die Gegenkopplung weiter unterstützt wird.
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Ein zusammengesetztes Tonfrequenzsignal, das sowohl die direkten Signale
als auch die Rückkopplungssignale der beiden beschriebenen Stromwege enthält, erscheint
damit am Kollektor des Transistors Q9 und es wird der Basis des in Emitterfolgeschaltung
geschalteten Ausgangstransistors Q13 zugeführt. Der Kollektor des Transistors Q15
ist geerdet und sein Emitterstrom wird von dem Kollektor einer weiteren Stromquelle,
mit einem Transistor Q19, zugeführt. Der Emitter des Transistors Q19 ist über einen
Widerstand
37 mit dem Anschluß mit der Spannung B+ einer Spannungsquelle verbunden und seine
Basis ist an eine Leitung angeschlossen, die sowohl mit der Basis der den Transistor
Q16 enthaltenden Stromquelle, mit dem Emitter des Transistors Q17 und mit der Basis
der den Transistor Q18 enthaltenden Stromquelle, die bisher nicht erwähnt ist, verbunden.
Das Ausgangssignal, das am Emitter des Transistors Q13 erscheint, ist mit der Basis
des Treibertransistors Q1 verbunden. Der Treibertransistor Q1 steuert die Gegentaktausgangsverstärker
mit den Transistoren Q2 und Q3 in der bereits beschriebenen Weise.
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Der Eingangsdifferentialverstärker arbeitet auf einem sehr hohen Impedanzwert
und verwendet einen in einem Subtratkörper ausgebildeten PNP-Transistor und einen
seitlich ausgebildeten PNP-Transistor in Darlingtonschaltung. Diese Stufe hat deshalb
eine hohe Eigenverstärkung und kann eine beträchtliche Gegenkopplung erhalten. Die
in der Schaltung angegebenen Werte ermöglichen eine stabile Verstärkung.
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Die Rückkopplungsverbindung, die von dem Ausgangsleistungsverstärker
zu dem Eingangsvorverstärker vorgesehen ist, ergänzt die weiter oben beschriebene
Rückkopplungsverbindung in dem Lelstungsverstärker und verbessert die Linearität
der Tonfrequenzverstärkung bis auf einen Bruchteil eines Prozents.
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Der Gleichstromabgleich kann jedoch immer noch schlechter als ideal
sein, wenn nicht andere Maßnahmen vorgesehen sind. Eine Unausgeglichenheit von 3:2
bei Spitzenströmen ist typisch.
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Die Einrichtungen zum Abgleich des Ausgangs werden nun im folgenden
beschrieben. Wie bereits oben erwähnt worden ist, hat die Leerlaufspannung am Ausgang
(18) des Gegentaktverstärkers einen mittleren Wert, und sie ist ein Ergebnis von
zwei in Reihe geschalteten Stromquellen. Die Leerlaufspannung und die Amplitude
der Wechselstromsignalverläufe wird mit Hilfe eines Widerstands 27, eines Transistors
Q20, eines als Stromquelle
dienenden Transistors Q7, eines Widerstands
29, von Dioden D7 bis D3 und mit Hilfe der den Transistor Q18 enthaltenden Stromquelle
eingestellt. Auf diese Weise wird die Spannung (an der Stelle 18) auf einen gewünschten
Wert eingestellt, der normalerweise etwas unterhalb der Mitte zwischen dem positiven
Potential an der Stromquelle 18 und Masse liegt. Dies wird dadurch erreicht, daß
der Widerstand 27 etwa halb so groß wie der Wert des Widerstands 29 gemacht wird
und daß der Strom in der konstanten Stromquelle 18 gesteuert wird.
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Die Leerlaufspannung (V18) an der Ausgangsstelle des Verstärkers läßt
sich in der folgenden Weise berechnen. Der Kollektor des Transistors Q20 kann als
zu einem Stromknoten (Punkt 31) verbunden angesehen werden. Wenn man solch einen
Stromknoten betrachtet, dann ist die Summe der Ströme zu dem Knoten und weg von
dem Knoten gleich null. Insbesondere-sind der Strom, der von dem Knoten über den
Kollektor des Transistors Q20 abfließt, der Strom, der zu dem Knoten über den Widerstand
27 von der Ausgangsstelle 18 des Verstärkers fließt und der Strom, der zu dem Knoten
von dem Emitter des als konstante Stromquelle geschalteten Transistors 18 fließt,
durch folgende Gleichung dargestellt werden: I = Ic If c18 wobei 1c = der Kollektorstrom
des Bezugstransistors Q20 20 ist, c = der Kollektorstrom des Bezugstransistors Q18
ist und If = der Strom in dem Rückkopplungswiderstand 27 ist.
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Eine Erhöhung des Stromflusses in dem Rückkopplungswiderstand erhöht
die Leerlaufspannung. Da der Strom durch den Kollektorstrom des Transistors Q20
gegeben ist, hat eine Erhöhung des Kollektorstroms im Transistor Q20 eine ähnliche
Wirkung auf die
Leerlaufspannung (V18).
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Der Strom im Kollektor des Transistors Q20 bildet den Strom in der
in Reihe geschalteten Diode D1 nach, der unter dem Einfluß der an der Anschlußklemme
B+ anliegenden Spannung B+ vermindert am drei Diodenabfällen (Eingangsübergang des
Transistors Q7, Diode Dl, Diode D2) durch den Widerstand 29 von 7,5 k0hm fließt.
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Ic20 = B+ - 3 Vd 7,5 K# Der Strom im Transistor Q18 wird durch die
Spannung an dem Widerstand 30 und die Größe dieses Widerstands bestimmt. Der Spannungsabfall
im Widerstand 30 ist gleich dem Abfall an der Diode D3, die in Durchlaßrichtung
vorgespannt ist und an dem Einlaßübergang des Transistors Q17 minus dem Spannungsabfall
an dem Einlaßübergang des Transistors Q18. Da die Diode D3 mit einem kleinen Strom
in Durchlaßrichtung betrieben wird, w:jrd der daran auftretende Spannungsabfall
geringfügig auf etwa 1/2 Volt vermindert. Der Strom im Transistor Q18 ist, wenn
man einen Spannungsabfall von 0,5 Volt an dem Emitterwiderstand 30 annimmt IQ18
= 0,5V 3.3K# Der Strom in dem Rückkopplungswiderstsiid 27 ist eine Funktion der
Spannung (V18) an dem Verstärkerausgang, der Spannung an dem Knoten 31 und außerdem
umgekehrt proportional zum Rückkopplungswiderstand 27. Die Spannung an dem Knoten
31 ergibt sich durch aufeinanderfolgende Eingangsübergangsabfälle "Vd" (an Q11,
Q9, Q10, 012), wenn man an der geerdeten Anschlußklemme des Potentiometers 24 beginnt.
Die Polarität der Spannungsabfälle an den Eingangsübergängen ist nacheinander positiv
für Q11, positiv für Q9, negativ für Q10, positiv für Q12, wodurch insgesamt zwei
positive Übergangsabfälle und ein Wert von 1,2 Volt (etwa) verbleiben. Deshalb kann
If in der folgenden Weise ausgerechnet werden:
V18 -1.2V If = 3.9
K# Wenn man Gleichung (1) umstellt ergibt sich If = Ic20 - Ic18 = B+ - 3Vd - 0,
5V 7,5 K# 3,3k# Wenn man diese Gleichung nach V18 auflöst, indem man die Gleichung
(4) = Gleichung (6) setzt, dann ergibt sich: V18 - 1.2V = B+ - 3 Vd - 0,5V 3.9 K#
- 7.5 K# 3.3K# und man erhält für V18 V18 = 3.9 K# B+ - 3 Vd - 0.5V + 1.2V 7.5 K#
3.3 K# Wenn man annimmt, daß B+ = 6 Volt ist, Vd = 0,7 Volt ist, dann ergibt sich
6V-2.1V - 0.5V V18 = 3.9 K# +1.2 V 7.5 K#. 3.3 K# V18 = +2F64 Volt Der Wert für
V18 läßt sich dadurch verändern, daß man Dioden hinzufügt oder in Reihe mit Q7 entfernt
oder daß man den Strom in dem Transistor Q18 einstellt. Der gewünschte Wert der
Spannung V18 liegt etwas unterhalb der Gleichspannung, weil die Emittersättigungskennlinie
des unteren Gegentakttransistors Q3 nicht symmetrisch zu der Kollektorsättigungskennlinie
des Transistors Q2 ist. Aus diesem Grund zieht man es vor, daß die positiven Schwingungen
etwa 1 Volt unter der Spannung B+ einer Vorspannung von 6 Volt bleiben und etwa
1/4 Volt über Masse bei negativen Schwingungen bleiben. Eine Wirkung der obigen
Zentrierungsanordnung besteht darin, daß dann, wenn die Spannung B+
über
ihren normalen Wert von etwa 6 Volt erhöht wird, die Ausgangsstufen vom B-Betrieb
in den A-Betrieb verschoben werden.
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Diese Wirkung vermindert den Leistungswirkungsgrad des Verstärkers
und verbessert damit die Widergabetreue und vermindert insbesondere beträchtlich
Kreuzkopplungsverzerrungen.
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Zusätzlich zu der genauen Steuerung des Mittelwerts für den Gegentaktausgangsverstärker
wird bei der Anordnung nach Fig. 2 auch eine beträchtliche Brummunterdrückung und
eine wesentliche Gleichstromstabilität erreicht. Diese beiden zuletztgenannten Maßnahmen
werden besonders wirtschaftlich erreicht. Wie man anhand von Fig. 2 erkennt, ist
der Kollektor des Transistors Q20 am Knoten 21 mit einem äußeren Anschluß 35 verbunden,
an dem ein Kondensator 34 befestigt ist. Dieser Kondensator hat einen großen Wert
(160 /uF) bei einer geringen spannung (2,5 Volt). Dieser Wert stellt eine geringe
Impedanz bei 60 Hz dar und sieht eine beträchtliche Brinninunterdrückung vor. Zwischen
die Kapazität 34 und die Basis des Transistors Q12 wird ein kleiner (75 Ohm) Widerstand
eingeschaltet, der es zusammen mit dem Kondensator 34 ermöglicht, daß die Verstärkung
der geschlossenen Schleife des Verstärkers für Wechselr>tromsignale hoch bleibt
und für stabilen Gleichstrombetrieb mit großen Verzerrungen niedrig bleibt.
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Wenn man einmal annimmt, daß die Vorspannungsquelle 12 für den Vestärker
von einer 60-Hz-Netzspannung gespeist wird, die gleich gerichtet und gefiltert ist,
dann kann man annehmen, daß einige Wechselspannungswelligkeit der Ausgangsgleichspannung
überlagert ist. Man kann die Welligkeit mit Hilfe von großen Kapazitäten, beispielsweise
mit Hilfe eines Kondensators 36, der zu der Vorspannungsquelle parallelgeschaltet
dargestellt ist und mit Hilfe mehrerer RC-Abschnittsfilter steuern. Im allgemeinen
wird man jedoch nicht versuchen, diese Welligkeit vollständig auszuschalten, sondern
man wird sie nur auf annehmbare Grenzwerte vermindern, die sich aus anderen Anforderungen
ergeben.
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Bei der vorliegenden Anordnung wird die Filterung in abgewandelter
Form ausgeführt. Bei einem bekannten Gegentaktverstärker, der nicht komplementäre
Leistungstransistoren verwendet, wird die wellige Spannung dem Kollektor des oberen
Gegentaktverstärkers zugeführt. Wenn man von einer zentralen angeschlossenen Last
ausgeht und einer gleichmäßigen Spannungsteilung zwischen den Transistoren, dann
kann man erwarten, daß die Welligkeit in der Last (bei der Hälfte der Spannung an
der Vorspannungsquelle) auftritt und im Ausgangslautsprecher ein Brummen erzeugt.
Bei der vorliegenden Anordnung wird durch die Gleichstromausgleichsschaltung Strom
von dem Transistor Q20 in den Knoten 31 geleitet, so daß das Gleichpotential an
der Stelle 18 auf einer vorbestimmten nahezu mittleren Spannung gehalten wird. Die
Einführung von Strom durch den Transistor Q20 ist jedoch, wenn man annimmt, daß
der Kondensator 34 und der Widerstand 33 nicht vorhanden sind, gegeben durch den
åugenblicklichen Strom der Diode Dl und dieser ist wiederum eine Funktion der gesamten
Gleichspannung einschließlich der Welligkeit der Gleich- oder Vorspannungsquelle
12. Der Kondensator 34 filtert die Welligkeit (den Brumm), der in dem Widerstand
29 von 7,5 k0hm vorliegt und der auf einem Umweg (über den Transistor Q22) dorthin
gelangt. Der Knoten 31 kann deshalb als brummfrei angenommen werden und deshalb
sind die Bezugs stellen, gegenüber denen die beiden Rückkopplungsschleifen arbeiten,
brummfrei. Der Strom in dem Widerstand 29 von 7,5 k0hm, der in den Transistoren
Q7, Q8 umgekehrt wird, enthält Brumm und stört den normalen Leerlaufstrom von 5
Milliampere. Diese Störung wird jedoch durch die Verstärkung in den beiden Schleifen
verringert und im allgemeinen wird der Brumm bis auf das Rauschen abgesenkt. Eine
typische Brummverminderung beträgt 60 dB.
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Als zweite Wirkung der Bauteile 33 und 34 ergibt sich eine ausgezeichnete
Gleichstromstabilität. Die Schaltungselemente einschließlich des Kondensators 34
und des Widerstands 33 an dem
Gegenkopplungseingang des Verstärkers
ermöglichen eine differentielle Gegenkopplung, die zwischen der Wechselstromverstärkung
und der Gleichstromverstärkung in dem Verstärker unterscheidet.
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Für das Wechselstromverhalten wird die Gegenkopplung durch die relative
Größe des Widerstandes 33 zu der komplexen Reaktanz des Widerstands 27 und des Kondensators
34 bestimmt. Die Werte sind normalerweise so ausgewählt, daß sie ein kleines Rückkopplungsverhältnis
bilden, so daß eine hohe Wechselstromverstärkung der geschlossenen Schleife möglich
ist. Für Gleichstrom ist die Reaktanz des Kondensators 34 unendlich groß und das
Rückkopplungsverhältnis ist im wesentlichen eins, wodurch die Gleichstromverstärkung
erheblich vermindert wird und wodurch die gewünschte sehr stabile Arbeitsweise sichergestellt
wird.
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Ein weiteres Merkmal der in Fig. 2 dargestellten Ausführungsform ist
eine Vorrichtung, durch die der den Vorverstärkerstufen zugeführte Strom von dem
Strom für die Ausgangs stufen isoliert wird. Die Schaltung zur Einstellung des Basispotentials
an den Stromquellentransistoren Q16, Q18, Q19 ist durch den Transistor Q17 gegeben,
dessen Emitter mit allen drei Basen und mit dem Kollektor des Transistors Q12 verbunden
ist. Die Basis des Transistors Q17 ist über die Diode D3 zu der die Spannung B+
führenden Anschlußklemme der Vorspaimungsquelle verbunden, wodurch sie auf einem
nahezu festen Gleichspannungswert unter dem Vorspannungspotential gehalten wird.
Der Kollektor des Transistors Q17 ist mit dem Kollektor-Basis-Übergang des Bezugsstromtransistors
Q7 verbunden. Der Emitterstrom des Transistors Q17 ergibt sich aufgrund des Kollektorstroms
des Transistors Q12 und der Transistor Q13 weist einen konstanten Emitterstrom auf,
der durch den Widerstand 26 und die feste Spannung am Widerstand 26 bestimmt wird.
Die zuletztgenannte Spannung ist durch einen einzigen Diodenspannungsabfall über
dem Massepotential durch die miteinander verbundenen Eingangsübergänge der Transistoren
Q11, Q9 und Q10 festgelegt. Der Widerstand 26 ermöglicht einen minimalen Strom in
der Reihenschaltung mit den Transistoren Q12, Q17 und Q7 und
er
stellt für den Transistor Q7 einen minimalen Strom ein.
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Die Basen der Transistoren Q16, Q18 und Q19 sind mit dem Emitter des
Transistors Q17 verbunden und damit allgemein durch den Transistor Q17 vor irgendwelchen
Uberschußströmen der Transistoren Q8 oder Q20, die an seinem Kollektor auftreten
können, isoliert.
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Allgemein gesagt hat die erfindungsgemäße Ausführungsform einen sehr
geringen vorhersehbaren Leerlaufstrom. Dieser Leerlaufstrom ist durch die Geometrie
bestimmt, d.h. durch die Flächen der entsprechenden Bauelemente und er kann mit
hoher Genauigkeit bei Herstellung der ursprünglichen "Masken" zur Fertigung des
Bauelements eingestellt werden. Der Verstärker ist sehr wirtschaftlich bezüglich
der Verwendung äußerer Schaltungselemente.
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Er weist zwar zwei Rückkopplungsschleifen auf, jedoch befinden sich
diese Schleifen auf dem "PlättchenW und sie erfordern keine zusätzlichen äußeren
Schaltungselemente Über Rückkopplung, die den Verstärker linearisiert und stabilisiert
und über Stabilisierung der Gleichstromleerlaufeinstellun.g lassen sich die Ausgangsstufen
stark aussteuern, ohne daß eine übergroße Verlustleistung oder eine unerwartete
Begrenzung auftritt. Die automatische Mitteneinstellung der Vorspannungsanordnung
ermöglicht, daß der Verstärker gegenüber Änderungen der Vorspannung unempfindlich
ist. Der Verstärker ist zur Verwendung bei 6 Volt ausgelegt, jedoch arbeitet er
noch mit weiter Linearität, jedoch verminderter Leistung bei 3 Volt. Er arbeitet
auch und zwar mit verbesserter Wiedergabegüte bei 12 Volt. Außerdem macht es die
Schaltung möglich, daß die verfügbare Gleichspannungsquelle mit höchstmöglichem
Vorteil ausgenutzt wird und dies ist möglich, ohne daß !'bootstrapping (die Verwendung
von zwei Spannungsquellen zur Erzeugung der Spannung + und -)n vorgesehen sein muß.
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Ein weiterer Vorteil ergibt sich aus dem Aufbau des Differenzverstärker-Vorverstärkers
und der beschriebenen Art der Rückkopplungsverbindung. Dieser Aufbau ermöglicht
es, daß der Signaleingang eine verhältnismäßig hohe Impedanz behalten kann, die
weit
oberhalb von einem Megaohm liegt. Folglich läßt sich der Vorverstärker nicht nur
von bekannten AM- und FM-Detektoren ansteuern, sondern auch mit Hilfe einer Keramikabtastsystems
mit einer üblichen Ausgangsspannung (von etwa 1/2 Volt).