DE1811909C3 - Operationsverstärker - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Operationsverstärker mit eingangsseitiger Differentialverstärkerstufe, an dessen Ausgang ein Aufwärts-Impedanzwandler und daran anschließend ein Abwärts-lmpedanzwandler als Ausgangsstufe angeschlossen ist.

Operationsverstärker gewinnen auf dem Gebiet analoger Datenverarbeitung mehr und mehr an Bedeutung, da hier ihre bekannten Eigenschaften große Bedeutung erlangen. Den Operationsverstärkern hängt aber auch ein Nachteil an, der ihre Anwendungsmöglichkeit stark einschränkt. Dieser Nachteil entsteht daraus, daß Operationsverstärker eine Gegenkopplung aufweisen, welche die Schwingungsneigung erhöhen. Diese Schwingungsneigung läßt sich zwar, wie bekannte Ausführungen von Operationsverstärkern zeigen, da- ^c durch beheben, daß Phasenglieder eingesetzt werden. Der Einsatz von Phasengliedern bringt aber andere störende Nachteile mit sich. Einmal handelt es sich um räumlich verhältnismäßig ausgedehnte Schaltkreise, die zumindest Kondensatoren enthalten müssen. Derartige Schaltkreise lassen sich nicht in integrierter Schaltungstechnik verwirklichen, in der sich die Operationsverstärker selbst vorteilhaft herstellen lassen, so daß sie getrennt außerhalb der eigentlichen Verstärkerschaltung untergebracht werden müssen. Zum anderen sind für jeden Anwendungsfall speziell ausgelegte Phasenglieder erforderlich, die außerdem noch die speziellen Verstärkereigenschaften beeinflussen.

Es ist demzufolge das Ziel der Erfindung, einen Operationsverstärker anzugeben, der ohne die Anwen- 5s dung von Phasengliedern über einen weiten Frequenzbereich stabil ist.

Gemäß der Erfindung wird dieses Ziel dadurch erreicht, daß beim durch aufeinanderfolgende Teilstükke nachbildbaren Abfall der Verstärkung bei hohen Frequenzen im Frequenzgang ohne Gegenkopplung die einzelnen Schaltelemente der Stufen so gewählt sind, daß die Differentialverstärkerstufe einen 12-db-Pol bei einer Frequenz /j, der A.ufwärts-lmpedanzwand!pr einen 6-db-Pol bei einer niedrigeren, aber doch relativ (15 hohen und im mittleren Teil des Frequenzspektrums liegenden Frequenz f\ und der Abwärts-lmpedanzwandler einen 18-db-Pol bei einer weit über den Frequenzen /Ί und h und im Bereich negativer Verstärkung liegenden Frequenz A bildet.

Weitere Einzelheilen und Merkmale der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung in Verbindung mit der Zeichnung. Es zeigt

Fig. 1 den Frequenzgang eines Verstärkers ohne Gegenkopplung,

Fi g. 2 das Blockschaltbild eines erfindungsgemaßen Operationsverstärkers,

Fig.3 ein Ersatzschaltbild eines erfindungsgemäßen Operationsverstärkers,

Fig. 4 eine Anwendung des erfindungsgemäßen Operationsverstärkers,

Fig. 5 ein Ersatzschaltbild des in F ig. 4 gezeigten Ausführungsbeispiels,

Fig. 6 die Schaltung eines erfindungsgemäßen Operationsverstärkers,

F i g. 7 mehrere Schaltungen unterschiedlicher Stufen erfind'ungsgemüßer Operationsverstärker und

Fig. 8 Schaltung und Wirkungsweise eines der in F i g. 7 dargestellten Operationsverstärker.

Ein Operationsverstärker weist einen invertierenden Eingang (-) und einen nichtinvertierenden Eingang (+) auf. An jedem oder gleichzeitig an beiden dieser Eingänge werden Eingangssignale zugeführt. Außerdem können an jeden der Eingänge Gegenkopplungssignale angelegt werden, woraus sich der Begriff eines Verstärkers mit Gegenkopplung und eines Verstärkers ohne Gegenkopplung ableitet. Die Verstärkung ohne Gegenkopplung ergibt sich aus der Größe 20 Log Av in Dezibel (db). wobei A ν dem Verhältnis von Ausgangsspannung zu Eingangsspannung entspricht. Die Verstärkung mit Gegenkopplung ergibt sich näherungsweise aus der Größe 20 Log Mß, wobei β der Gegenkopplungskoeffizient ist. Eine theoretische Untersuchung bezüglich der Stabilität eines Verstärkers mit Gegenkopplung zeigt, daß bei einer Phasenverschiebung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung von 180° und bei einer Größe des Produktes \Avß\>\ der Verstärker schwingt. Dies ist der Grund dafür, daß die Anwender von Verstärkern alle notwendigen Schritte unternehmen, um diesen Zustand zu verhindern. Die Stabilisierung eines Verstärkers wird meist durch den Einbau zusätzlicher äußerer Schaltkreise, sogenannten Sperrkreisen, erreicht. Der Aufbau und die Anwendung dieser Sperrkreise lassen sich aus den theoretischen Daten ableiten. Frequenz- und Phasengang liegen fest, wenn die Pole der den Frequenzgang bestimmenden Gleichung bekannt sind. Im oberen Frequenzbereich setzt sich bei geringem Phasengang der Frequenzgang aus einer Folge von Abschnitten zusammen, deren Enden von den aus der Gleichung bestimmten Polen gebildet werden. Die Neigung des Frequenzganges in jedem der Abschnitte ergibt sich jeweils aus der Neigung des Frequenzganges im vorhergehenden Abschnitt vergrößert um -6db je Oktave. Das heißt also, im oberen Frequenzbereich verringert sich die Verstärkung von Abschnitt zu Abschnitt jeweils um 6 db. Die Phasenverschiebung ist nahezu proportional zum Verstärkungsabfall. Bei einem Verstärkungsabfall von 12 db je Oktave nähert sich die Phasenverschiebung asymptotisch dem Wert -180°. Im Bereich des Verstärkungsabfalls von 18 db je Oktave wird die Phasenverschiebung von 180° notwendigerweise bei einer Betriebsfrequenz innerhalb des Bereiches mit einem Abfall von 12 db je Oktave erreicht. Die Bandbreite eines Operationsverstärkers ist somit infolge der Schwingungsneigung auf die Frequenzen

chen dem 12-db-Pol und dem lH-db-Pol beschränkt. ^ Schwingungsneigung ist am geringsten, wenn der 2-db-Pol in der Nähe der Frequenzachse liegt. In der ei Servoeinrichtungen üblichen Technik wird dieses srobiem gewöhnlich in einfache·· Weise dadurch gelöst, laß Phasenglieder verwendet werden, die den ersten Pol zu niedrigen Frequenzen verschieben und die Verstärkung ab einer weit unterhalb air des ersten Pols liegenden Frequenz um 6 db je Oktave abnehmen lassen Auf diese Weise wird die erforderliche ι Bandbreite erreicht und gleichzeitig der Verstarker stabil gehalten. Diese Methode erfordert vom Anwender nicht nur die Berechnung der Phasenglieder für jeden Anwendungsfall oder das Aussuchen einer optimalen Lösung für verschiedene Fälle, sondern er ist , auch gezwungen, diese räumlich verhältnismäßig ausgedehnten Schaltungen außerhalb der eigentlichen Verstärkerschaltung unterzubringen. Außerdem wird die Verstärkung ohne Gegenkopplung notwendigerweise vermindert, was bei Operationsverstärkern nicht wünschenswert ist.

Der erfindungsgemäße Operationsverstärker ist in sich selbst stabil und benötigt deshalb keine Phasenglieder Die erreichbare Bandbreite ist höher als die phasenkompensierter Verstärker. Außerdem weist der erfindungsgemäße Verstärker über einen weiten Frequenzbereich eine hohe Verstärkung ohne Gegenkopplung auf. Diese Eigenschaften werden mit Mitteln erreicht, die es, wie in Fig. 1 dargestellt, ermöglichen, einen ersten Pol /1 bei einer relativ hohen Frequenz, einen zweiten in der Nähe der Frequenzachse liegenden Pol /2 bei einer weit höheren Frequenz und einen dritten, in Richtung unendlich hoher Frequenz verschobenen und bei negativer Verstärkung auftretenden Pol /λ bilden. Demzufolge wird eine Verstärkung mit Gegenkopplung, wie sie in der Praxis definiert ist, bei einer bis zur Frequenz fp erreichenden Bandbreite erzielt, ohne daß Phasenglieder verwendet werden.

Die genannten Eigenschaften lassen sich mit einer Anordnung von 3 Stufen erzielen, wie sie schematisch in Fig 2 dargestellt sind. Die erste Stufe besteht aus einem die Steilheit 5 aufweisenden Differentialverstärker an dessen invertierenden und nicht invertierenden Eingängen Signale Vl und V2 zugeführt werden. Der Differentialverstärker liefert einen Strom i=S(Vi- V2), der einer zweiten Stufe zugeführt wird. Die zweite Stufe, ein Aufwärts-Impedanzwandler. weist einen niedrigen Eingangswiderstand und einen hohen Auseangswiderstand Z auf, so daß die Ausgangsspannung der zweiten Stufe V=SZ(V 1 - V2) ist. Diese Spannung wird einer dritten Stufe zugeführt, einem Abwärts-Impedanzwandler, dessen Eingangsimpedanz hoch und dessen Ausgangsimpedanz niedrig ist, so daß die Ausgangsspannung VO = SZ(Vi-V2) ist. Außerdem sind die einzelnen Schaltelemente dieser Stufen so gewählt daß die erste Stufe einen Pol bei der Frequenz /2 die zweite Stufe einen Pol bei einer niedrigeren, aber doch relativ hohen und im mittleren Teil des Frequenzspektrums liegenden Frequenz f\ und ce dritte Stufe einen Pol bei einer weit über den Frequenzen f\ und /"2 und im Bereich negativer Verstärkung liegenden Frequenz /α bildet. In F ι g. 3 ist ein entsprechendes Ersatzschaltbild dargestellt, mit dem die benannten Eieenschaften erzielbar sind. Der Differentialverstärker weist einen Eingangswiderstand R'in und parallel dazu eine Eingangskapazitat C in aul. Im Ersatzschaltbild liegt außerdem im Ausgang eine Stromquelle i-SVin. Die zweite Stufe, der Aufwartslmpedanzwandler, hat im Ersatzschaltbild einen sehr niedrigen Eingangswiderstand r, der den Ausgang der ersten Stufe nahezu kurzschließt, und einen hohen Ausgangswiderstand aus der Parallelschaltung eines Widerstandes RO und einer Kapazität C2. Dementsprechend enthält die zweite Stufe eine Stromquelle i-^SVin, die den genannten Ausgangswiderstand speist. Die zweite Stufe arbeitet auf die dritte, einen Abwärls-lmpedanzwandler darstellende Stufe, in deren Ersatzschaltbild im Eingang wiederum die Parallelschaltung eines Widerstandes RO' und einer Kapazität C3 liegt. Im Ausgang liegt eine Spannungsquelle V3, deren Spannung eier Spannung am Widersland R 0' entspricht. Diese Spannungsquelle liegt an der Reihenschaltung eines Widerstandes Rs und einer Kapazität C> Die Ausgangsspannung VO wird an der Kapazität Cs abgenommen.

Aus dem in F i g. 3 dargestellten Ersatzschaltbild eines eriindungsgernußen Operationsverstärkers lassen sich dii.· die drei Pole im Frequenzgang definierenden Frequenzen /1,1'2 und /\ ableiten. Es ist:

" ²

wobei

und

RO+ KO'

C₁. = Cl + C 3

RORO'

RO+RO'

^{f2 =} Tu,

wobei Rin auch den Widerstand enthält, aus dem R'in gespeist wird

Daraus ergibt sich, daß bei einer Auslegung der Schaltung derart, daß /2 höher als f\ und fa praktisch unendlich hoch ist, daß dann der 12-db-Pol bei einer gegenüber der des 6-db-Pols hohen Frequenz liegt und in Nähe der Frequenzachse gewählt werden kann. Außerdem kann die den 6-db-Pol bestimmende zweite Stufe so ausgelegt werden, daß dieser Pol bei einer relativ hohen Frequenz liegt.

Das in F i g. 3 dargestellte Ersatzschaltbild dient zui Berechnung der Spannungsverstärkung des Verstär· kers. Es läßt sich folgende Beziehung ableiten:

JR₁C

Viii. (D

An den Eingang des Operationsverstärkers sollei mehrere Spannungsquellen el, i?2 und ei mi Innenwiderständen r\,r2 und ;·3 und außerdem ein de Widerstand R enthaltender Gegenkopplungs/wei gelegt werden. Dieser Fall ist in F i g. 4 dargestellt.

Da die umeiVwiderständc, aus denen der Verstärke gespeist wird, parallel zum Eingangswiderstand R'i liegen und diesen verändern, haben sie auch Auswirkur gen auf die Lage des 12-db-Pols und die Phasenabwe

chung, die die Stabilität sicherstellt. Auf jeden Fall kann durch Beeinflussung des Widerstandes R'in die Lage des 12-db-Pols fl so bestimmt werden, daß auch in den ungünstigsten Anwendungsfällen eine die Stabilität sicherstellende Phasenabweichung auftritt.

Diese Überlegungen ergeben sich aus den F i g. 4 und 5. Ersetzt man in Gleichung (1) /ω durch p, so ergibt sich als Verstärkung

VO

Vin

= -SR_L

\+R_LC_Lp

Av = -

R_LC_Lp

entspricht. Die Verstärkung Verstärkereingang ist:

zwischen A' und dem

I +Ii₀R Cin p '

Somit weist die Schaltung ohne Gegenkopplung die Verstärkung

G = Av

= Av

Die Stufe 3 ist so ausgelegt, daß fa gegen Unendlich verschoben ist. Aus diesem Grunde ist der Einfluß dieser Stufe auf die Phase und damit auf die Stabilität des Verstärkers vernachlässigbar. Die Verstärkung Av ergibt sich näherungsweise als

auf. woraus sich der 2. Pol ergibt 1

G=-

Mit

+R_LC_Lp \+

ß₀SR_L= K,R_LC_L= Tl

m ρ

Wie aus dem in F i g. 4 dargestellten Anwendungsfall zu ersehen ist, arbeiten die Spannungsquellen el, e2 und e 3 auf eine am nichtinvertierenden Eingang (+) des Operationsverstärkers liegende Summierstufe. Der invertierende Eingang (-) des Operationsverstärkers liegt an Masse. Es handelt sich also um eine die Verstärkung Av aufweisende Stufe, zwischen deren Eingängen (-) und ( + ) die Parallelschaltung aus R'in und Cin liegt. Ein Gegenkopplungszweig mit dem Widerstand R verbindet den Ausgang A mit der Summierstufe am Verstärkereingang. Zieht man die Eigenschaften des Verstärkers und den tatsächlichen Anwendungsfall in Betracht, so läßt sich die Verstärkung ohne Gegenkopplung an Hand des in F i g. 5 dargestellten Ersatzschaltbildes berechnen. Sie ergibt sich aus der angegebenen Verstärkung unter der Berücksichtigung, daß el=e2=e3=0 ist, daß der Gegenkopplungszweig an den Punkten A Λ'unterbrochen ist und daß am Punkt Λ'eine Quelle »e« liegt. Dies gilt für jede Zahl η von auf die Summierstufe arbeitenden Spannungsquellen, im betrachteten Beispiel sind zur Vereinfachung lediglich drei derartiger Spannungsquellen angenommen. Das in F i g. 5 dargestellte Ersatzschaltbild enthält demnach einen Verstärker mit der Verstärkung Av. der im Frequenzgang nur einen, sich aus Gleichung (3) ergebenden 6-db-Pol aufweist, der unbedingt stabil ist und dessen Eingang über einen Widerstand R eine an den Punkt A' angelegte Spannung »c« zugeführt. Der Eingang liegt über die Parallelschaltung aus rl, r2, r3, R'in und OV) an Masse. Auf diese Weise erhält man cin der Schaltung gemäß Fig.4 entsprechendes Ersatzschaltbild, wobei sich die neue Spannung Vin am Punkt Sergibt zu: und

erhält man

i₀RCm = Tl

°^ΙΓΐ~(1 + Γ1ρΠΓ

Denkt man sich die Punkte A und A' wieder verbunden, so erhält man eine totale Gegenkopplung, wobei G(p)= 1 ist. Es ergibt sich dann die Beziehung

Mit Gleichung (4) wird Gleichung (5):

if ι /γι _|_ γ"· ""

IfA

Mit K = ßo S Ri> 1, was in der Praxis zu erreichen ist, ergibt Gleichung (6):

7 1

7Ί Tl\

iirsct/.l man /> durch /m. so erhält man

\'in = /ι.

" I IO RC-i

wobei

^{Ml r=}

R H- Rin 7 1 7 2

oder

\ J

und Rin der Parallelschaltung aus rl, r2. r3 und R'in

Die Eigenfrequenz des Systems ist

71-72 |/ R C₁.Chi
und der Dämpfungsfaktor wird

1 71 + 72 1 Γ Tl Γ Tl

T = · mn = :—

2 K 2 \K

Unter der zulässigen Voraussetzung, daß Rin Cin >Ri.Cl ist, wird

1/ CL ][Γ VRin
|/ SRin Cm \ Rin \' R

Da der Klammerausdruck für /?= Rin ein Minimum hat, ist der kleinste Dämpfungsfaktor

'-min J/

c_L

SRin Cin '
Aus Gleichung (7) erhält man

/^R

Rhi
If

Die Phasenabweichung erhält man aus dem Betrag von G(J₀)) der 1 ist; sie kennzeichnet den Phasenwinkel, fürdeninderNyquist-Funktion |G_(Jm) | = 1 ist. \G_lja>) | = 1 und K » 1 ergeben

Die Phasenabwicklung Ψ ergibt sich aus

sin Φ = 2 u =

dtp

2 C

Für kleine Werte von ζ ist Φ = 2£; mit wachsendem £ wächst Φ gegen 90°.

Ein guter Näherungswert (>10%) für 0<£<0,5 ergibt sich aus

'/'(irad= IK) ■ ;-55" ■ C„„„

Die diesen Faktor bestimmenden Parameter können so gewählt werden, daß sich ein Q max ergibt.

F i g. 6 zeigt ein einfaches Ausführungsbeispiel, auf das die vorangestellten, allgemein gültigen Überlegungen anwendbar sind. Die erste Stufe, also der Differentialverstärker, enthält Transistoren Tl und T2, deren Emitter über einen gemeinsamen Widerstand R 1 ,— ,— an den negativen Pol der Speisespannungsquelle E

Tl 1/7*2 angeschlossen sind. Der Kollektor des Transistors Tl

ist direkt und der Kollektor des Transistors T2 über einen Widerstand R 2 mit dem positiven Pol der Speisespannungsquelle E verbunden. Die Eingangsspannung Vin ist zwischen den Basisanschlüssen der beiden Transistoren zugeführt. Die zweite Stufe, also der Aufwärts-Impedanzwandler, enthält einen Transistor T3 des PNP-Typs und einen Transistor T4 des NPN-Typs. Außerdem ist ein an die Speisespannung (7) angeschlossener, aus Widerständen R 3, R 4 und R 5

bestehender Spannungsteiler vorgesehen, wobei die beiden Anschlüsse des mittleren Widerstandes R 4 jeweils mit der Basis eines der beiden Transistoren verbunden sind. Den Eingang der Stufe bildet die Verbindung des Kollektors von Transistor T2 mit dem Emitter von Transistor T3. Den Ausgang bildet der gemeinsame Verbindungspunkt C der Kollektoren von beiden Transistoren T3 und T4. Der Emitier des Transistors T4 ist über einen Widerstand R 6 mit einem Pol der Speisespannungsquelle E verbunden. Die dritte Stufe, also der Abwärts-lmpedanzwandler, besteht aus einem Feldeffekt-Transistor, dessen Torelektrode mit dem Ausgang C der zweiten Stufe verbunden ist. Die Anode liegt am positiven Anschluß und die Kathode über einen Widerstand R 7 am negativen Anschluß der Speisespannungsquelle £ Die Kathode ist gleichzeitig mit dem Ausgang der Schaltung verbunden. Die bereits definierten Eigenschaften der zweiten und dritten Stufe lassen sich in einfacher Weise verwirklichen. Da nämlich Transistor T3 in Basis-Schaltung betrieben wird, stellt er einen niedrigen Widerstand am Kollektor des Transistors T2 dar, so daß dieser praktisch an Masse liegt. Auch der zweite Transistor T4 wird in Basis-Schaltung betrieben und der Ausgangswiderstand der zweiten Stufe wird demnach von den Kollektorausgängen beider parallel betriebener Transistoren T3 und T4 gebildet, er bleibt aber im Vergleich zum Eingangswiderstand der Stufe sehr hoch. Da der Eingang der dritten Stufe an die Torelektrode des Feldeffekt-Transistors T5 geführt ist, weist er einen hohen Widerstand auf. Im Gegensatz dazu ist det

so Ausgang an der Kathode dieses Transistors nicdcroh· niig. Diese Widerstandsverhältnisse bewirken, daß dci gesamte Strom /= SVin durch die zweite Stufe fließt. Di? Transistor 73 in Basis-Schaltung betrieben wird, lieg! der Ausgang C praktisch auf Basispotcntial. Dei

ss Spannungshub am Ausgang C der zweiten Stufe entspricht dem Wert

Rin

Gleichung (8) zeigt, daß die kleinste Phascnabweichung niemals gleich 0 ist, so daß das System unbedingt stabil ist. Außerdem kann die geringste Phasenabweichung für den ungünstigsten Fall bestimmt werden, bei dem die Innerwiderstände der an den Vcrstnrkcrcingang angeschlossenen Spannungsqucllcn unendlich groß sind und damit Rin — R'in ist.

Der Gütefaktor ergibt sich aus

(?=■ 2()Ι.ομ J.

R 3 i K 5
R3 1 R4-I R!S

Der Spiinnuiigshub kann nahezu gleich 2/:'gemach werden, d. h., er hat nahezu die Größe der Spannung de Spcisespannungsquelle. Die dritte Stufe bildet cinci niedrigen Ausgangswiderstand.

F.in derartiger Aufbau zeigt eine Reihe vorteilhafte! [■iigenschufu-n, wie beispielsweise geringe Spnnniincs

Schwankungen, hohen Eingangswiderstand (von lOkOhm bis lOOkOhm) und hohe Verstärkung (im Bereich von 80 bis 90 db).

Einige weitere Ausführungsbeispiele sind in F i g. 7 dargestellt, die in drei Spalten unterteilt ist. In Spalte A sind drei Ausführungsbeispiele des Differentialverstärkers, in Spalte B drei Ausführungsbeispiele des Aufwärts-Impedanzwandlers und in Spalte C drei Ausführungsbeispiele des Abwärts-Impedanzwandlers dargestellt. Die jeweils in einer Zeile angeordneten drei Stufen bilden einen erfindungsgemäßen Operationsverstärker. Es ist aber darauf hinzuweisen, daß die Stufen jeder Spalte unter sich austauschbar sind, so daß eine Reihe weiterer, jeweils erfindungsgemäße Operationsverstärker darstellender Kombinationen entstehen. Der Einfachheit halber sind im folgenden lediglich die Kombinationen A 1, B1, C1, A 2, B 2, C2 und A 3, B3, C3 beschrieben. Sämtliche Differentialverstärker enthalten Transistoren Tl und T2, einen Konstantstromgenerator fund einen Strominverter TO. Die einzelnen Differentialverstärker unterscheiden sich lediglich in der Art der Anordnung des Strominverters 70 und in der Anordnung des Ausgangs der Stufe. Differentialverstärker A1 besteht demnach aus über ihre Basis angesteuerten Transistoren Π und T2, deren Emitter mit dem Kollektor des den Konstantstromgenerator bildenden Transistors T verbunden sind. Der Emitter des Transistors T liegt am negativen Pol der Speisespannungsquelle E, während die Basis an einem über einen Spannungsteiler gebildeten festen Potential liegt. Der Kollektor des Transistors 7*1 ist über einen Widerstand R 8 mit dem positiven Pol der Speisespannungsquelle E verbunden. Der Kollektor des Transistors 7*2 liegt an einem den Ausgang der Stufe bildenden Punkt F, der seinerseits mit dem Kollektor des Transistors 7*0 verbunden ist. Der Emitter des Transistors TO ist über einen Widerstand R 9 zum positiven Pol der Speisespannungsquelle geführt. Die Basis dieses Transistors liegt direkt am Kollektor des Transistors 7*1. Transistor TO wirkt gegenüber Transistor Tl als Strominverter und verbessert somit die Störspannungsunterdrückung. Der Differentialverstärker A 2 unterscheidet sich vom vorhergehenden lediglich darin, daß der Kollektor des Transistors T2 mit dem Emitter des Transistors TO verbunden ist. Den Ausgang der Stufe bildet der Kollektor des Transistors TO. Der Differentialverstärker A 3 unterscheidet sich von A 2 lediglich darin, daß der Kollektor des Transistors Ti! nicht mehr mit dem Emitter des Transistors TO verbunden ist, sondern einen zweiten Ausgang bildet. Auf diese Weise erhält man symmetrische Ausgänge »a« und »b«. Die Vorteile dieser Variation werden noch erläutert.

Betrachtet mim die in der zweiten Spalte angeordneten Aufwärls-liiiipedanzwandler, so ist festzustellen, dal.' Stufe B 1 identisch mit der in F i g. 6 gezeigten Stufe ist. Es ist lediglich der Emitter des Transistors T3 über einen zusätzlichen Widerstand R 15 an den Pol + F-angeschlossen. Das Verhältnis Eingangs-Ausgangsimpedanz der Stufe kann verbessert werden, wenn ein zweiter Transistor 7"4 desselben Typs wie T4 /.wischen den Emitter des Transistors T4 und den Widerstand R eingeschaltet wird. Dann ist aber im Spannungsteiler R3, R4, R5 ein zusätzlicher Widerstand R'5 vorgesehen, an dem die Basisvorspannung abgenommen wird. Dieser zusätzliche Widerstand wird zwischen dem Anschluß des Widerstandes R 5 und dem Pol -I-eingefügt. Wird noch der Widerstand R 15 entfernt, so

erhält man die Stufe 52. Stufe B 3 unterscheidet sich von Stufe B 2 lediglich dadurch, daß ein weiterer Transistor T'3 und ein Widerstand R'3 zwischen Widerstand R 3 und Pol + E angeordnet ist und 5 außerdem der Widerstand R 15 wieder entfernt ist. Wie bereits erwähnt, sind mehrere Kombinationen der Stufen zu erfindungsgemäßen Operationsverstärkern möglich, was erklärt, warum die Stufen Bi und ß3 jeweils einen zweiten, gestrichelt gezeichneten Eingang ίο ^'aufweisen

Die in der dritten Spalte dargestellten Abwärts-Impedanzwandler können, wie beispielsweise Stufe Cl, aus einer Darlington-Schaltung bestehen. Diese Schaltung enthält zwei Transistoren T6 und T7, deren Kollektoren mit dem positiven Pol +E verbunden sind. Der Eingang befindet sich an der Basis des Transistors T6, während der Emitter des Transistors T7 den Ausgang bildet. Ein Widerstand R 7 verbindet den Emitter des Transistors T6 mit dem Ausgang. Ein Widerstand K 8 ist zwischen Ausgang und Pol — E angeordnet. Aus dieser Schaltung lassen sich weitere Variationen ableiten. Beispielsweise kann, wie Schaltung C2 zeigt, der Emitter des Transistors T6 mit dem Kollektor eines Transistors T8 verbunden sein, dessen Emitter über einen Widerstand R 11 an den Pol -E geführt ist. Der Emitter des Transistors T7 liegt am Ausgang und am Kollektor des Transistors T9. dessen Emitter über einen Widerstand R 12 mit dem Pol -E verbunden ist. Die Basisvorspannungen für die Transistoren T8 und T9 werden von einem an der Speisespannungsquelle E liegenden Spannungsteiler mit den Widerständen R13 und KlO abgenommen. Die Stufe C3 ist ähnlich aufgebaut. Sie enthält eine zusätzliche Diode TI zwischen den Transistoren T6 und T8, und einen zusätzlichen Transistor TlO, des entgegengesetzten Leitungstyps, dessen Basis mit dem Kollektor des Transistors T8 verbunden ist. Die Funktionsweise dieser Stufen entspricht grundsätzlich der in Fig.6 dargestellten Stufe. Die sich aus der Verwendung dieser Stufen für den erfindungsgemäßen Operationsverstärker ergebenden Vorteile liegen in der jeweiligen Schaltung selbst. Die Theorie zeigt, daß Stufe A 2 eine gewisse Neigung zur Unstabilität aufweisen kann, da sie durch die Stufe TO einen zusätzlichen Pol erzeugt. Im praktischen Fall muß der Widerstand /?8 mit einer Kapazität überbrückt werden, um diesen Effekt zn kompensieren. Dieser Nachteil haftet der Stufe A\ nicht an. Eine vorteilhafte Ausführung stellt die Kombination A3, B3, C3 dar, die In vereinfachte! Ausführung in F i g. 8 dargestellt ist. Die Stufe A 4 ist mi der Stufe A 3 identisch. Die Widerstände R 8, R 9 und l· sind gleich groß gewählt, der Widerstand R'/2 ist in der Emitterkreis des Transistors Tcingcfügt und eine Diod( C> kompensiert die Emitter Basis-Diode des Transistor! xs TO. Stufe ß4 entspricht Stufe öl, wird symmetrise! betrieben und ihre Widerstände R 15 und /?6 sind glcicl dem Widerstand R. Die dritte Stufe C4 ist in einfache Weise mit zwei Transistoren TIl und T12 verwirklicht Der Kollektor des Transistors TIl liegt am Pol I £d^c («1 Emitter bildet den Ausgang und liegt außerdem an Kollektor des Transistors T12. Der Emitter de Transistors T12 ist über einen Widerstand R 12 mit den Pol -E verbunden. Die Basis des Transistors TlI is mit dem Ausgang /-"der zweiten Stufe und die Basis de (.5 Transistors T12 ist mit demselben Abgriff de Spannungsteilers verbunden, wie die Transistoren 7*um T4. Die Transistoren T und T4 wirken als Konstant stronigcneratorcn und liefern die Ströme 2/'und /· D

der Eingangswiderstand der Stufe B 4 niedrig ist, erscheint im dynamischen Betrieb die Strecke A-B kurzgeschlossen, so daß Stufe A 4 äquivalent der Stufe A 1 wird und sich die Vorteile beider Stufen ergeben. Infolge der Symmetrie tritt insbesondere der Vorteil auf, daß die maximale Steilheit für die Vorder- und Hinterflanken zugeführter Signale identisch ist und lediglich von den Sperrschicht-Kapazitäten der Transistoren T3, T4 und TIl am Ausgang Fbestimmt wird.

Die maximale Steilheit ergibt sich aus der maximalen Geschwindigkeit, mit der diese Kapazitäten durch den Strom 2/'umgelacien werden. Da diese Kapazitäten mit der Wahl der Transistoren festgelegt sind, kann die maximale Steilheit über den Strom /'beeinflußt werden was in einfacher Weise durch Veränderung des Widerstandes ^'erreicht werden kann.

Wie Gleichung (3) ergibt, kann die Verstärkung mil den Widerständen fi'und R geregelt werden.

3 BhUt Zc

Claims (1)

1. Patentanspruch:

   Operationsverstärker mit eingangsseitisei- Dtfferentialverstärkerstufe, an dessen Au :. ein ^; Aufwärts-Impedanzwandler und daran ai. . fließend ein Abwärts-lmpedanzwandler als Ausgangsstufe angeschlossen ist. dadurch gekennzeichnet, daß beim durch aufeinanderfolgende Teilstükke nachbildbaren Abfall der Verstärkung bei hohen n> Frequenzen im Frequenzgang ohne Gegenkopplung die einzelnen Schaltelemente der Stufen so gewählt sind, daß die Differentialverstärkerstufe einen 12-db-Pol bei einer Frequenz A, der Aufwärts-Impedanzwandler einen 6-db-Pol bei einer niedrigeren, is aber doch relativ hohen und im mittleren Teil des Frequenzspektrunis liegenden Frequenz f\ und der Abwärts-lmpedanzwandler einen 18-db-Pol bei einer weit über den Frequenzen /i und /j und im Bereich negativer Verstärkung liegenden Frequenz :o /,bildet.