DE3339498A1

DE3339498A1 - Schnelle logische schaltung

Info

Publication number: DE3339498A1
Application number: DE19833339498
Authority: DE
Inventors: Hiroyuki Kokubunji Ito; Masayoshi Yagyuu
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1982-11-01
Filing date: 1983-10-31
Publication date: 1984-05-24
Also published as: JPS5981921A; DE3339498C2; US4609837A; JPH0531850B2; GB8328981D0; GB2130830B; GB2130830A

Description

HITACHI, LTD.

6, Kanda Surugadai 4-chome,

Chiyoda-ku, Tokyo, Japan

Schnelle logische Schaltung

Die Erfindung bezieht sich auf eine digitale logische Schaltung, die in der Innenschaltung, der Eingangsschaltung oder der Ausgangsschaltung von in Großcomputern verwendeten Ultrahochgeschwindigkeits-LSI-Schaltungen anwendbar ist.

Bipolare nicht-sättigende logische Schaltungen, wie emittergekoppelte logische Schaltungen (ECU-Schaltungen) und schwellenwertlose logische -Schaltungen (NTL-Schaltungen) wurden hauptsächlich für digitale Ultrahochgeschwindigkeitsschaltungen verwendet, wie sie in den Ultrahochgeschwindigkeits-Prozessoren von Großcomputern benötigt werden.

Die ECL-Schaltung ist eine logische Schwellenwertschaltung, in der ein Eingangssignal mit einer Vergleichsspannung verglichen

81-(A 8229)-03

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wird, um logische Pegel zu bestimmen. Mit ECL-Schaltungen, die die.beiden Ausgangssignale ODER und NICHT/ODER liefern, können logische Schaltungen wie Kollektorbereichsschaltung in (collector dot-Schaltungen) und verdrahtete ODER-Schaltungen aufgebaut werden. ECL-Schaltungen sind daher für vielseitige Logikfunktionen verwendbar. Ferner kann durch Verändern der Basisspannung des Transistors, der in einer schaltenden Konstantstromquelle enthalten ist, verhindert werden, daß die Ausgangssignalpegel der ECL-Schaltung von Versorgungsspannungs- und Temperaturänderungen beeinträchtigt werden.

Die NTL-Schaltung ist eine logische Schaltung, bei der sich ein Ausgangssignal linear mit einem Eingangssignal verändert und kein eindeutiger Schwellenwert auftritt. Die NTL-Schaltung weist daher eine hohe Schaltgeschwindigkeit auf; nachteilig ist jedoch, daß nur ein NICHT/ODER-Ausgangssignal realisierbar ist, und durch Hinzufügen eines Emitterfolgers nur eine verdrahtete ODER-Schaltung erzielt werden kann. NTL-Schaltungen sind daher nur für begrenzte Logikfunktionen verwendbar. Außerdem muß die Stromquelle selbst stabilisiert und eine hohe Ströme liefernde Ausgleichsschaltung vorgesehen werden, um die Ausgangssignale von NTL-Schaltungen von Änderungen der Versorgungsspannung und der Temperatur unabhängig zu machen. Es ist dementsprechend sehr schwierig, die oben erwähnte Kompensationsschaltung vorzusehen, wenn NTL-Schaltungen in einem eine große Anzahl von Elementen umfassenden Halbleiterchip, wie z. B. bei hochintegrierten LSI-Schaltungen, angewandt werden.

Es ist Aufgabe der Erfindung, eine schnelle schwellenwertlose logische Schaltung zu schaffen, die für vielseitige Logikfunktionen verwendbar ist und bei der eine Beeinträchtigung der Ausgangssignale durch Versorgungsspannungs- und Temperaturände-

rungen verhindert ist.

In Fig. 1 ist ein Beispiel einer bereits vorgeschlagenen schwellenwertlosen Schaltung (JA-OS 58-83434, AT 13.11.81) dargestellt. Bei dieser Differenztransistorschaltung, die die Transistoren Q₁, Q₂, Q₃ und Q₄ beinhaltet, wird das Kollektorausgangssignal des Transistors Q^, d. h. das gleichphasige Ausgangssignal der Differenztransistorschaltung, an die Basis des Transistors GL, d. h. den phasenverschiebenden Eingang der Differenztransistorschaltung, mit ersten Spannungsteilerwiderständen Rp_Q, und Rp₀₂' einem Transistor GL- und zweiten Spannungsteilungswiderständen R, und R„ gegengekoppelt. Für die Schaltung von Fig. 1 ist charakteristisch, daß die Erzeugung einer Schwelle durch die oben erwähnte Gegenkopplung verhindert wird. Das Ausgangssignal der logischen Schaltung wird vom Kollektor des Transistors Q. über einen Emitterfolgertransistor Q₅ geliefert. Ferner kann ein anderes (phasenverschobenes) Ausgangssignal vom gemeinsamen Kollektoranschluß der Transistoren GL, Q₂ und Q₃ über einen anderen Emitterfolgertransistor geliefert werden (nicht in Fig. 1 dargestellt).

Die in Fig. 1 gezeigte logische Schaltung wird als Eingangsoder Ausgangspufferschaltung, in hochintegrierten LSI-Schaltungen verwendet und dient hauptsächlich dazu, den hohen Logikpegel des Ausgangssignals dem hohen Logikpegel des Eingangssignals anzugleichen und den niedrigen Logikpegel des Ausgangssignals vom niedrigen Logikpegel des Eingangssignals verschieden zu machen, d. h. eine Pegelverschiebung zu erzielen.

Weiterhin ist ein Rückkopplungsteil vorgesehen, der aus dem Transistor Q^ und den Widerständen R₁ und R₀ besteht und mit

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einer Negativspannungsquelle ν_ττ der Stromversorgungsschaltung verbunden ist, während die Differenztransistorschaltung mit einer weiteren Negativspannungsquelle V_EF einer weiteren Stromver-

sorgungsschaltung verbunden ist. Die Versorgungsspannungen der verschiedenen Stromkreise von hochintegrierten Schaltungen ändern sich generell unabhängig voneinander, da einzelne Stromkreise verschiedene externe Stromquellen aufweisen und die unterschiedlichen Strompfade von den jeweiligen Anschlußpads der hochintegrierten Schaltung zu den Stromversorgungsschaltungen unterschiedliche Spannungsabfälle erzeugen. Dementsprechend verändert sich die Spannungsrückkopplung zur Basis des Transistors Q, entsprechend der Differenz zwischen den Veränderungen der Versorgungsspannung der Negativspannungsquelle V_EE und denen der Versorgungsspannung der Negativspannungsquelle V„. Daher wird das Ausgangssignal der logischen Schaltung von den Versorgungsspannungsänderungen beeinträchtigt, was wiederum zu Schwankungen des Pegels der Ausgangssignale führt.

Weiterhin muß, wie bei der NTL-Schaltung, die Versorgungsspannung selbst stabilisiert werden, um das Ausgangssignal der logischen Schaltung von Temperaturänderungen unabhängig zu machen. Wie oben erwähnt ist es schwierig, eine Kompensationsschaltung zu schaffen, die die gewünschten Fähigkeiten besitzt.

Im Hinblick auf die oben angesprochenen Probleme wird erfindungsgemäß eine sehr schnelle logische NTL-Schaltung angegeben, bei der das phasengleiche Ausgangssignal einer Differenztransistorschaltung (Differentialtransistorschaltung) ihrem phasenverschobenen Eingang gegengekoppelt wird, wobei die NTL-Schaltung in ihrem Rückkopplungsteil einen Konstantstromkreis aufweist, um zu verhindern, daß die Rückkopplungsspannung durch Versorgungsspannungs- und Temperaturänderungen beeinträchtigt wird..

Die Erfindung wird im folgenden anhand der Zeichnung näher erläutert; es zeigen:

Fig. 2 eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen schnellen logischen Schaltung;

Fig. 3 und weitere Ausführungsformen der erfindungs-Fig. 4 gemäßen schnellen logischen Schaltung;

Fig. 5a und Diagramme zur Erläuterung der Wirkungswei-Fig. 5b se der Ausführungsform von Fig. 4;

Fig. 6 eine weitere Ausführungsform der erfindungsgemäßen schnellen logischen Schaltung;

Fig. 7 ein Diagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise der Ausführungsform von Fig. 6

und

Fig. 8 eine weitere Ausführungsform der erfindungsgemäßen schnellen logischen Schaltung.

Fig. 2 zeigt eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen schnellen logischen Schaltung. Sie beinhaltet einen Logikteil 1, einen Rückkopplungsteil 3 und einen Treiberteil 5. Der Logikteil umfaßt die Transistoren Q₇ und Q,, und die Widerstände

'' ^002' ^unc' ^El" ^^er Logikteil 1 ist positivspannungsseitig mit einer Positivspannungsquelle Vp„ verbunden (d. h. geerdet) und negativspannungsseitig an eine Negativspannungsquelle angeschlossen, die beispielsweise eine Spannung von -3V hat. Der Transistor Q,, und der Widerstand IV, bilden eine Konstantstromquelle 12, die die Transistoren Q₇ bis Q,, und die Widerstände Rp_N, Rp₀₁ und Rp₀₂ umfaßt und zur Versorgung der Differenztransistorschaltung 11 mit konstantem Strom dient. Der Rückkopplungs-

teil 3 enthält die Transistoren Q,. und Q₁₅ und die Widerstände R ' und Rpo¹· ^Der Rückkopplungsteil 3 ist positivspannungsseitig an die Spannungsquelle Vp_C und negativspannungsseitig an die Spannungsquelle V_FE angeschlossen. Der Transistor Q,„ und der Widerstand R^„ bilden eine Konstantstromquelle 31, die den Transistor Gh. und den Widerstand R ' mit konstantem Strom versorgt. Der Treiberteil 5 umfaßt einen aus einem Transistor Q₁₂ und dem Widerstand R. _w bestehenden Emitterfolger und einen weiteren, aus dem Transistor Q, ^ und einem Widerstand R. _n bestehenden Emitterfolger. An die beiden Emitterfolger werden jeweils die phasenverschobenen bzw. die phasengleichen Ausgangssignale der Differenztransistorschaltung 11 angelegt. Sie liefern die Ausgangssignale ^vmt(-;ht/0DER ^{Und V}ODER* ^{Die an} ^ύΒΤ ^PositivsP^amun9^scl^uel~ Ie und die an der Negativspannungsquelle gelegene Seite des Treiberteils 5 sind jeweils mit der Positivspannungsquelle Vpp bzw. mit der Negativspannungsquelle V_TT, die beispielsweise eine Spannung von -1,8 V hat, verbunden.

In dieser Ausführungsform ist die Beziehung zwischen der Kollektorausgangsspannung Vp_n des phasenverschobenen Eingangstransistors Q_1n und der zur Basis des Transistors ü rückgekoppelten Spannung V ' durch folgende Gleichungen gegeben:

BB

^RC0l'

^VC0' = ^VCC - --—Γ ^(VCC * W - ^VBE ^KC01 ^{+ K}C02

^VBb' = ^VC0'

COl

COl *

^VBE-^Rl' · ¹I

BAD ORIGiNAL

θ V R ' + R '
CO ^KC01 ^{+ K}C02

worin bedeuten:

Vp_n' die Spannung am Emitter des Transistors Q,., V_ßE die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q₁. und

I„ den durch den Widerstand R,' fließenden und,

wie später erläutert, konstanten Strom; ferner bezeichnen

V in den obigen Gleichungen und im folgenden die positive Versorgungsspannung und

R entsprechende Widerstände.

Wie aus Gleichung (3) ersichtlich ist, kann das Verhältnis der Änderung der Rückkopplungsspannung Vqo'j die durch eine Änderung der Kollektorausgangsspannung Vp_n des Transistors Q,_Q hervorgerufen wird, zur Änderung der Kollektorausgangsspannung Vp_n (d. h. das Rückkopplungsverhältnis) durch das Widerstandsverhältnis

^RC0l'

^(RC0l' ^{+ R}C02^l}

gesteuert werden.

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Außerdem kann, wie aus der Schaltung dieses Ausführungsbeispiels hervorgeht, der Absolutwert der zur Basis des Transistors Q_1n rückgekoppelten Spannung V_RB' unabhängig vom Rückkopplungsverhältnis durch Veränderung des Spannungsabfalls über den Widerstand R ' eingestellt werden.

Entsprechend können der hohe und der niedrige logische Pegel des Eingangssignals dem hohen bzw. niedrigen logischen Pegel des Ausgangssignals angeglichen werden. Weiterhin kann die für den Einsatz einer Änderung des Pegels des Ausgangssignals notwendige Spannungsänderung des Eingangssignals, d. h. der unempfindliche Bereich, leicht durch Einstellen des Verhältnisses des Widerstands Rp_ni' zum Widerstand R_rno' geändert werden. Demgemäß kann diese Ausführungsform als Komponente bei hochintegrierten Schaltungen verwendet werden. Weiterhin kann diese Ausführungsform durch entsprechende Änderung der Widerstandswerte der Widerstände Rp₀₁'? Rpno^{1 unc}' ^i' ^e^-^ne Pegelverschiebungsfunktion aufweisen und deshalb als Eingangs- oder Ausgangspufferschaltung für hochintegrierte Schaltungen verwendet werden.

Der Logikteil 1 und der Treiberteil 5 dieser Ausführungsform haben den gleichen Schaltungsaufbau wie normale emittergekoppelte ECL-Schaltungen. Der Logikteil 1 und der Rückkopplungsteil 3 dieser Ausführungsform sind mit der gleichen Positiv- und Negativspannungsquelle verbunden. Außerdem wird in dieser Ausführungsform keine Referenzspannung verwendet, wie sie bei emittergekoppelten logischen Schaltungen benötigt wird. Demgemäß kann, wenn ein Teil der ECL-Schaltungen zum Aufbau hochintegrierter Schaltungen durch diese Ausführungsform ersetzt wird, die innere Schaltung betrieben werden, ohne Änderungen am Spannungsversorgungssystem vorzunehmen. Weiterhin können auch sämtliche ECL-Schaltungen zum Aufbau der Innenschaltung von LSI's durch diese Ausführungsform ersetzt werden. Da diese Ausführungsform eine NTL-Schal-

tung ist. wird, wenn ECL-Schaltungen zum Aufbau hochintegrierter Schaltungen teilweise oder ganz durch diese Ausführungsform ersetzt werden, die mittlere Signalpegel-Schaltgeschwindigkeit der LSI-i)Chaltungen gesteigert und dadurch ihre Leistungsfähigkeit verbessert.

Im folgenden wird erläutert, wie der Einfluß von Versorgungsspannungs- und Temperaturänderungen auf das Ausgangssignal bei dieser Ausführungsform beseitigt werden kann. In der Fig. 2 ist die Konstantstromquelle 31, die vom Transistor Q₁₅ und dem Widerstand Rp-, gebildet wird, im Rückkopplungsteil 3 vorgesehen. Der Rückkopplungsteil 3 und der Logikteil 1 sind negativspannungsseitig mit der gleichen Spannungsquelle V_EE verbunden. Dieser Schaltungsaufbau verhindert, daß das Ausgangssignal durch Änderungen der Versorgungsspannung V„ und der Umgebungstemperatur während des Betriebs beeinträchtigt wird.

Zunächst wird der Fall erläutert, daß sich die Versorgungsspannung V_EE ändert. Wenn sich die Versorgungsspannung V_EE um einen Betrag Av~_ ändert, bleibt der durch den Transistor GL , und den Widerstand R,' fließende Strom unverändert, falls die Basisspannung Vpe des Transistors GL₅ um den gleichen Betrag AV„ verändert' wird. Daher kann die zur Basis des Transistors Q₁ _r rück-

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gekoppelte Spannung V_RR' unabhängig von Änderungen der Versorgungsspannung V_EE konstantgehalten werden.

Ähnlich kann zur Kompensation von Temperatureinflüssen vorgegangen werden. Wenn sich die Umgebungstemperatur ändert, ändert sich die Basis-Emitter-Spannung des Transistors GL,- entsprechend der Temperaturänderung und einem als K,- bezeichneten Wert, der aus der Emitterstromdichte des Transistors Q₁₅ ermittelt wird. Entsprechend kann, wenn eine Temperaturänderung erfaßt wird und eine dadurch bedingte Spannungsänderung ermittelt wird, durch

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Addition des Werts K zur Basisspannung Vp₅ des Tr insistors Q,. der durch den Transistor Q,. und den Widerstand R,' fließende Strom unabhängig von Temperaturänderungen konstantgehalten werden. Die zur Basis des Transistors Q,„ rückgekoppelte Spannung V₀₁-,¹ kann daher auf ähnliche Weise von TemperaturänJerungen unab-

hängig gemacht werden, wie von Änderungen der Versorgungsspannung ^VEE^{# Ferner} können, wenn die Emitterstromdichte des Transistors Q,. der mittleren Emitterstromdichte der Emitterfo]gertransistoren 0,^ und Q, -, angeglichen wird, die AusgangssigneIe V_0DER und V_NTrHT/p._DE._R auf gleiche Weise wie die Rückkopplung^ spannung V_ß ' von Temperaturänderungen unabhängig gemacht werden.

Wie oben erwähnt, kann durch Verändern der Basisspannung des in der Konstantstromquelle 31 enthaltenen Transistors Q,_Q verhindert werden, daß die zur Basis des Transistors Q._Q rückgekoppelte Spannung V ' durch Versorgungsspannungs- und Temperaturänderungen beeinträchtigt wird. Ferner wird es möglich, die Ausgangssignale V_QDER und ^vmtpht/ODER ^{Von Versor}9^un9^ssP^annun9^s~ ^{uncl Tem}" peraturänderungen unabhängig zu machen.

Wie oben erwähnt, kann diese Ausführungsform mit der gleichen Spannungsquelle wie für übliche ECL-Schaltungen betrieben werden. Bei üblichen ECL-Schaltungen enthält die Differenztransistorschaltung eine Konstantstromquelle, die dem Transistor Q,, und dem Widerstand Rp, der obigen erfindungsgemäßen Ausführungsform entspricht, und die logischen Pegel des Ausgangssignals werden in der gleichen Weise wie im Rückkopplungsteil dieser Ausführungsform von Versorgungsspannungs- und Temperaturänderungen unabhängig gemacht. Dementsprechend sind bereits verschiedene Vorspannungserzeugungsschaltungen (Vp^-Erzeugungsscheltungen) zur Verhinderung einer Beeinträchtigung der logischen Pegel des Ausgangssignals durch Versorgungsspannungs- und Temperaturänderungen angegeben (vgl. z. B. VJ. Wilhelm et al., "A New circuit technique

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in voltage and temperature compensated emitter-coupled logic", Proc. ESCIRC, 1976, Beitrag Nr. A2.4, und W. Braeckelmann et al., "A Masterslice LSI for Subnanosecond Random Logic", IEEE J. Solidstate Circuits Bd. SC-14, 1979, S. 829 bis 832). Die in den oben genannten Publikationen V„_s Erzeugungsschaltungen sind bei der vorliegenden Ausführungsform anwendbar.

Bei der vorliegenden Ausführungsform sind, um die durch den Logikteil 1 und die durch den Rückkopplungsteil 3 fließenden Ströme unter Verwendung einer einzigen Vorspannungserzeugerschaltung unabhängig von Versorgungsspannungs- und Temperaturänderungen zu machen, der Logikteil 1 und der Rückkopplungsteil 3 negativspannungsseitig mit einer gemeinsamen Spannungsquelle M^ verbunden, wobei die Basis des Transistors Q,, zur konstanten Stromversorgung der Differenztransistorschaltung 11 des Logikteils 1 und die Basis des Transistors Q₁₅ zur Erzeugung eines konstanten Stroms im Rückkopplungsteil 3 miteinander verbunden sind. Da die gemeinsame negative Versorgungsspannung V„. an den Konstantstromquellen 12 und 31 anliegt, können der durch den Transistor Q,, fließende Strom und der Strom, der durch den Transistor Q, ,-fließt, unabhängig von Änderungen der Versorgungsspannung V_FF durch Versorgen des Vp^-Anschlusses mit der gleichen Spannungsänderung wie die Spannungsänderung AV_Fjr der Versorgungsspannung V_FF konstantgerracht werden. Wenn die vorliegende Ausführungsform so ausgelegt ist, daß die Transistoren Q,, und Q₁₅ die gleiche Emitterstromdichte haben, ist der Temperaturkoeffizient K,, der Basis-Ernitter-Spannung des Transistors Q,, gleich dem Temperaturkoeffizienten K₁₅ der Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q₁₅. Entsprechend werden die Basispotentiale der Transistoren Q,, und Q, ,-durch die gleiche Spannung zur Temperaturkompensation verändert, d. h. die Basen dieser Transistoren können an einen gemeinsamen Basisan.^c chluß angeschlossen werden. Somit kann die gleiche Vorspannung serzeugungsschaltung im Logikteil 1 und im Rückkopplungs-

teil 3 zur Spannungs- und Temperaturkompensation verwendet werden.

Wenn der Logikteil 1 und der Rückkopplungsteil 3 keine gemeinsame Vorspannungserzeugungsschaltung brauchen, muß Jie Basis des im Logikteil 1 enthaltenen Transistors Q,, nicht mit der Basis des im Rückkopplungsteil 3 enthaltenen Transistors Q₁₅ verbunden sein, wobei es auch nicht erforderlich ist, daß der Logikteil 1 und der Rückkopplungsteil 3 an der gleichen Negativspannuncsquelle angeschlossen sind. In einem solchen Fall kann die am Fückkopplungsteil 3 anliegende negative Versorgungsspannung kleiner ausgelegt werden als die am Logikteil 1 anliegende negative Versorgungsspannung, wobei zugleich der Stromverbrauch im Rückkopplungsteil 3 verringert werden kann.

Weiterhin erhöht die Verwendung des Transistors Q₁₅ die Schaltgeschwindigkeit der vorliegenden Ausführungsform. Der Basisanschluß des Transistors Q_1n hat im Vergleich zu dem Fall, c.aß die Konstantstromquelle 31 durch einen Widerstand ersetzt wird, eine größere Kapazität. Eine derartige Erhöhung der Kapazität wird durch die Basis-Kollektor-Kapazität und die Kollektor-Substrat-Kapazität des Transistors Q₁₅ verursacht und verlangsamt die zeitliche Änderung der Spannung V_RB' an der Basis des Transistors Q,_Q im Vergleich mit dem Fall, in dem eine solche Erhöhung der Kapazität nicht vorliegt. Entsprechend weist die Vergleichsspannung ν_βΒ' der Differenztransistorschaltung eine zeitliche Hysterese auf, wenn der logische Pegel des Eingangssignals vom hohen zum niedrigeren Wert wechselt. Diese Hysterese erhöht die Schaltgeschwindigkeit der Differenztransistorschaltung. Dementsprechend ist die Schaltgeschtjindigkeit dieser Ausführungsform im Vergleich zu dem Fall, in dem der Transistor Q₁₅ nicht verwendet ist, erhöht. Zur Verstärkung dieser Wirkung kann ferner eine Last mit der Basis des Transistors Q₁₀ verbunden werden.

In diesem Fall wird durch Transistorparameter und durch den Stromverbrauch in dem für die Last relevanten Schaltungsteil bestimmt, welche Kapazität für die Last benötigt wird, wobei es jedoch üblicherweise wünschenswert ist, eine Last mit einer Kapazität von mehreren hundert Femtofarad zu verwenden. Eine Last mit einer derartigen Kapazität kann durch einen Parallelplattenkondensator, eine in Sperrichtung vorgespannte Diode und dgl. erzielt werden.

Wie aus Fig. 2 ersichtlich ist, werden von dieser Ausführungsform zwei Ausgangssignale V_nnER und ^mtcht/ODER ^m^ ^zue^-ⁿ~ ander entgegengesetzter Polarität geliefert. Obwohl in Fig. 2 drei Eingänge gezeigt sind, kann diese Ausführungsform auch vier oder mehr Eingänge,wie übliche ECL-Schaltungen,aufweisen. Ferner kann auch eine verdrahtete ODER-Schaltung am Ausgang dieser Ausführungsform vorgesehen werden, da die Ausgangssignale V_QDER und von den Emitterfolgern geliefert werden.

In der Ausführungsform von Fig. 2 besteht die Konstantstromquelle 31 des Rückkopplungsteils 3 aus dem Transistor Q₁₅ und dem Widerstand R™ Hierzu wurden oben die Spannungs- und Temperaturkompensation als auch die Erhöhung der Schaltgeschwindigkeit durch Verwendung der Konstantstromquelle 31 erläutert. Wenn jedoch eine Spannung an der Kontaktstromquelle 31 anliegt, d. h. die Differenz zwischen den Spannungen V_BB' und V_EE hinreichend groß ist, werden durch Verwendung eines passenden Widerstands anstelle der Schaltung 31 eine Konstantstrom- und eine Kompensationscharakteristik etwa wie in dem Fall erzielt, in dem die Konstantstromquellenschaltung 31 verwendet ist. Entsprechend kann anstelle des Transistors Q₁₅ und des Widerstands R_E2 ein Transistor verwendet werden, wenn der Absolutwert der negativen Versorgungsspannung Vpp ausreichend hoch ist.

In Fig. 3 ist eine weitere Ausführungsform einer erfindungs-

gemäßen schnellen logischen Schaltung mit einer Kollektorbereichsschaltung dargestellt. Der Schaltungsteil Gl entspricht der Schaltung von Fig. 2; der weitere Schaltungsteil G2 ist so aufgebaut, daß die Widerstände RpQ₁ ¹> ^Rpn?'> ^Ri' ^υη^ ^rf9 ^υπ(^ ^^e Transistoren Q,^ und Q₁₅ der Schaltung von Fig. 2 weggelassen sind. Wie in Fig'. 3' gezeigt ist, sind der Kollektor des im Schaltungsteil Gl enthaltenen Transistors Q,„ und der Kollektor des im Schaltungsteil G2 enthaltenen Transistors Q_1n ¹ miteinander verbunden und die Basis des Transistors Q_1n und die Basis des Transistors Q_1n ¹ zusammengeschaltet, wodurch eine Kollektorbereichsschaltung zwischen den Teilen Gl und G2 vorliegt. Obwohl in Fig. 3 nur zwei Schaltungsteile dargestellt sind, ist klar, daß in ähnlicher Weise
auch drei oder mehr Schaltungsteile kombiniert werden können,
um eine Kollektorbereichsschaltung zu bilden. Wenn hierzu mehrere Schaltungsteile kombiniert werden, wird der Spannungsabfall an den Widerständen Rp_n,' und Rp_n?' zu groß, und die Kollektorspannung des Transistors Q,_n fällt stark ab. Eine parallel zu
den Widerständen Rp_n,' und Rp_no' angeschlossene PN-Diode D kann einen solchen Abfall der Kollektorspannung des Transistors Q_1n verhindern. Obwohl die Kollektorspannung des Transistors Q_1n in Fig. 3 durch eine PN-Diode festgehalten wird, kann stattdessen auch eine Schottky-Diode od. dgl. verwendet werden.

Fig. 4 zeigt eine weitere Ausführungsform einer erfindungsgemäßen schnellen logischen Schaltung. Die Schaltung ist so aufgebaut, daß zur Schaltung von Fig. 2 ein Transistor Q_rR hinzugefügt wurde. Der Kollektor des Transistors Q_CR ist mit der Positivspannungsquelle Vp_C verbunden, während der Emitter des Transistors Qp_R mit der gemeinsamen Anschlußstelle des Widerstandes R₁ ¹, der Basis des Transistors Q,_n und des Kollektors des Transistors Q₁₅ verbunden ist. Ferner liegt an der Basis des Transistors Q„_R eine Vorspannung V„_R an.

Eine derartige Einschaltung des Transistors Q~_R hat zwei Wirkungen. Die eine Wirkung besteht darin, daß durch den Transistor GL _R eine Beschleunigungskapazität geschaffen wird. Wie oben erwähnt, kann die Verzögerungszeit durch Verlangsamung des Ansprechens der Spannung V_RR auf Eingangsimpulse verkürzt werden. In der in Fig. 4 gezeigten Schaltung wirken die Basis-Emitter-Kapazität des Transistors Q_CR und die auf der Basis des Transistors GL_D angesammelte Ladung als Beschleunigungskapazität.

Die zweite Wirkung besteht darin, daß bei dieser so ausgebildeten Kollektorbereichsschaltung der Rauschabstand des niedrigen logischen Pegels erhöht wird. Diese Wirkung wird im folgenden anhand der Fig. 5a und 5b näher erläutert. In Fig. 5a ist die Beziehung zwischen V_1n und V ' der Ausführungsform von Fig. 2 dargestellt, wobei V^_n die Basisspannung von einem der Transistoren Q₇ bis Qg und V_R ' die Basisspannung des Transistors Q_1n bezeichnet. Wenn der durch den Transistor Q,, sowie der durch den Transistor Q₁₅ fließende konstante Strom mit I, bzw. I₂ bezeichnet wird, sind die hohen logischen Niveaus V, , und V», der Spannung V_RR' durch folgende Gleichung gegeben:

^Vhl = ^VCC - ^VBE -

= ^vcc - ^Rcoi'

wobei V_RE die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q.. bezeichnet. Ferner erhält man aus den Gleichungen (4) und (5) die Differenz V, . zwischen den logischen Pegeln V. , und V-, zu

^{= R}coi'

Wenn mit der Schaltung von Fig. 2 eine Kollektorberjichsschaltung gebildet wird, verändert sich der Spannungsabfall st den Widerständen Rp_n,' und Rpoo' in Abhängigkeit davon, wievLeIe Schaltströme auf der ODER-Seite der Schaltung fließen. Urr diese Änderung zu verhindern, wird üblicherweise eine Klemmdiüde parallel zu den Widerständen Rp₀,' und Rp₀₂' geschaltet, wocjrch eine
Kollektorbereichsschaltung erzielt wird. Ein hierdurch hervorgerufener Abfall des niedrigen logischen Pegels des CDER-Ausgangs wird durch die Klemmdiode verringert, jedoch ist die Wirkung der Diode nicht befriedigend. Dementsprechend ist der riedrige logische Pegel des ODER-Ausgangs dann, wenn eine Kollel·torbereichsschaltung gebildet wird, etwa 100 mV niedriger als der logische Pegel ohne Vorliegen einer KollektorbereichsschaltLng. Bei ECL-Schaltungen erhöht ein Abfall des niedrigen logisch en Pegels
des Ausgangssignals den Rauschabstand. Entsprechenc kann eine
ECL-Schaltung, bei der der niedere logische Pegel c es Ausgangssignals verringert ist, ohne Veränderung als logische Schaltung verwendet werden, obwohl die Verzögerungszeit der Schaltung
etwas langer ist. Ein Anstieg des Spannungsabfalls am Widerstand Rp₀,' in der in Fig. 2 gezeigten Ausführungs*'orm vermindert allerdings die Spannung V_BB' und verringer"- den Rauschabstand des niedrigen logischen Pegels, wenn eine Kollektorbereichsschaltung gebildet wird.

Fig. 5b zeigt die Beziehung zwischen V_1n und '_BB' bei der in Fig. 4 gezeigten Ausführungsform. Die zwei in FLg. 5b gezeigten logischen Pegel sind durch folgende Gleichungen gegeben:

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^vh2 - ^vcc - ^vbe

und

= ^VCC - ^RC0l'

Der logische Pegel V» ' ist durch die Basisspannung und die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q„_R bestimmt und ge geben durch

V = ^VCR - ^VBe'

wobei V_BF' die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q_pR und Vp_R des Basispotentials bedeuten. Der Gleichspannungsbetrieb der in FLg. 4 gezeigten Ausführungsform unterscheidet sich von der in Fig. 2 gezeigten Ausführungsform dadurch, daß unabhängig vom Spannungsabfall am Widerstand Rp₀₁' der niedere logische Pegel der Spannung V_RR" dem Niveau Vo„ angeglichen wird und so unverändert bleibt, wenn eine Kollektorbereichsschaltung gebildet wird. In Fig. 5b gibt die Kurve (1) die Lage der Spannung V ' für den Fall an, daß der Transistor Q₀₀ fehlt, während die

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Kurve (2) die Lage von V' für den Fall angibt, daß der Transistor Q_nD vorgesehen ist.

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Wie oben erklärt wurde, kann ein Absinken des Rauschabstands des niederen logischen Pegels durch Ausbildung einer Kollektorbereichsschaltung durch Verwendung der in Fig. 4 gezeigten Ausführungsform verhindert werden. Eine damit aufgebaute Kollektorbereichsschaltung kann im Vergleich zu einer Kollektorbereichsschaltung auf der Basis der in Fig. 2 dargestellten Ausführungs-

form mit einer kleineren Signalamplitude betrieben werden.

In Fig. 6 ist eine weitere Ausführungsform einer erfindungsgemäßen schnellen logischen Schaltung dargestellt. Bei den erfindungsgemäßen schnellen logischen Schaltungen tritt wie bei ECL-Schaltungen als Folge des Übergangs eines Eingangssignals von einem hohen logischen Pegel zu einem niederen logischen Pegel oder umgekehrt an der Basis des phasenverschiebenden Eingangstransistors Q,_n Stromschaltrauschen auf. Dieses Rauschen ist beachtlich, wenn die Impedanz der Schaltung, die die Basisspannung des Transistors Q,_n bestimmt, groß ist. Dies gilt nicht nur für ECL-Schaltungen, sondern auch für die erfindungsgemäße schnelle logische Schaltung. Wenn das Rauschen stark ist, wird die Stromumschaltung am phasenverschiebenden Ausgangstransistor Q_1n verzögert, und die Schaltgeschwindigkeit der logischen Schaltung ist gering. Bei üblichen ECL-Schaltungen wird der Basis des phasenverschobenen Eingangstransistors Q_1n eine große Kapazität hinzugefügt, so daß das Basispotential des Transistors Q_1n durch das durch die Stromumschaltung des Transistors Q_1n verursachte Rauschen nicht verändert wird.

Bei dieser erfindungsgemäßen schnellen logischen Schaltung wird das Basispotential des Eingangstransistors Q,_n durch eine Gegenkopplungsschaltung geliefert, weshalb das Ansprechen der Basisspannung des Transistors Q_1n auf das Eingangssignal langsam wird, wenn einfach eineelektrostatische Kapazität der Basis des Transistors Q_1n hinzugefügt wird. Daher können logische Schaltungen mit einer solchen elektrostatischen Kapazität nicht verwendet werden, wenn Pulssignale mit einer hohen Wiederholjngsfrequenz verarbeitet werden sollen. Um zu verhindern, daß Rauschen aufgrund der Stromumschaltung an der Basis des Transistors Q_1Q auftritt, und um eine kurze Ansprechzeit der Basisspannung des Transistors Q₁₀ zu erzielen, wird eine Methode benutzt, wie sie in Fig. 6 ge-

zeigt ist. Die in Fig. 6 dargestellte Ausführungsform unterscheidet sich von der von Fig. 2 darin, daß ein Kondensator C, als elektrostatische Kapazität vorgesehen ist.

Im folgenden wird die Wirkung des Kondensators C, erklärt. Der Emitter des phasenverschobenen Eingangstransistors Q_1n und die Emitter der Eingangstransistoren Q₇ bis Q_g sind miteinander verbunden, und jeder Schaltvorgang des Transistors Q,„ beginnt bei seinem Emitter. Der Kondensator C, ist zwischen die Basis des Transistors Q_1n und den Anschlußpunkt der Lastwiderstände Rp₀₁' und RpQo¹ geschaltet. Hierdurch wird das Ansprechen des Kollektors des Transistors Q₁₀ auf das Eingangssignal stärker verzögert als das Ansprechen der Basis des Transistors Q_1n auf das Eingangssignal. Daher bleibt, wenn der Transistor Q₁₀ beginnt, einen Stromumschaltvorgang derart auszuführen, daß der Vorgang am Emitter des Transistors Q_1n beginnt, die Spannung am Verbindungspunkt der Widerstände R₀Q₁' und Rqqo'j d. ⁿ· die Spannung, die an einem Ende des Kondensators C, anliegt, zunächst unverändert. Entsprechend ist die Impedanz, von der Basis des Transistors Q_1n aus betrachtet, durch den Kondensator C, verringert, und es kann kaum Rauschen auftreten. Daher ist die Schaltgeschwindigkeit der Schaltung erhöht. Wenn der Kollektor des Transistors Q_1n beginnt, auf ein Eingangssignal anzusprechen, beginnt sich die Spannung am Verbindungspunkt der Widerstände Rp_m' und R_rno' zu verändern. Die Änderung dieser Spannung wird über den Transistor Q₁, und den Widerstand R,¹, die eine Gegenkopplungsschaltung bilden, zum Transistor Q_1n rückgekoppelt. Wenn der Rückkopplungsvorgang langsam erfolgt, ist es unmöglich, Pulssignale mit einer hohen Wiederholungsfrequenz zu verarbeiten. In der gezeigten Ausführungsform ist der Kondensator zwischen der Basis des Transistors Q_1n und der Basis des Transistors Q.. eingeschaltet. Weiterhin wird während der Rückkopplungsperiode der Spannungsabfall zwischen der Basis des Transistors Q_1n und der Basis des

Transistors Q,. im wesentlichen praktisch konstantgehalten. Daher verringert der zwischen diesen Basen angeschlossene Kondensator C, die Rückkopplungsgeschwindigkeit nicht. Dementsprechend kann die gezeigte Ausführungsform auf Pulssignale mit einer hohen Wiederholungsfrequenz hinreichend gut ansprechen.

Im Diagramm der Fig. 7 ist die Verzögerungszeit tpd der in Fig. 6 dargestellten Ausführungsform (Kurve 2) sowie einer herkömmlichen ECL-Schaltung (gestrichelte Kurve 1) in Abhängigkeit von der Kapazität des Kondensators C, dargestellt. Die Daten für Fig. 7 wurden durch Schaltungssimulation erhalten. Wenn der Kondensator C, eine Kapazität zwischen 0,1 und 0,2 pF hat, liegt die Verzögerungszeit bei etwa 70 % der Verzögerungszeit einer herkömmlichen ECL-Schaltung. Wenn die Kapazität auf 0 pF gebracht wird, ist die Verzögerungszeit der Ausführungsform von Fig. 6 nur wenig kleiner als die der ECL-Schaltung. Aber sogar dann, wenn kein Kondensator C, vorgesehen ist, liegt eine parasitäre Kapazität von etwa 0,5 pF vor und die Verzögerungszeit beträgt etwa 80 % der Verzögerungszeit der herkömmlichen ECL-Schaltung.

Fig. 8 zeigt noch eine weitere Ausführungsform einer erfindungsgemäßen schnellen logischen Schaltung mit gleicher Wirkung wie bei der Schaltung von Fig. 6. Hierbei ist eine Parallelschaltung aus einem Kondensator C„ und einem Widerstand R,' zwischen der Basis des Transistors Q_1n und dem Emitter des Transistors GL. eingeschaltet. Diese Ausführungsform hat etwa die gleiche Arbeitsgeschwindigkeit wie die in Fig. 6 gezeigte.

Die erfindungsgemäße logische Schaltung kann nicht nur zum Aufbau der Innenschaltungen hochintegrierter LSI-Schaltungen verwendet werden, sondern eignet sich gleichermaßen auch als Ausgangs- oder Eingangsschaltung von LSI-Schaltungen.

Wie aus der obigen Beschreibung hervorgeht, besitzt die erfindungsgemäße NTL-Schaltung im wesentlichen gleiche logische Funktionsfähigkeit wie eine ECL-Schaltung, wobei eine Beeinträchtigung des Ausgangssignals durch Versorgungsspannungsund Temperaturveränderungen verhindert ist, Kompatibilität mit ECL-Schaltungen vorliegt und zugleich eine höhere Arbeitsgeschwindigkeit als bei ECL-Schaltungen erzielt wird.

J.

Leerseite

Claims

Ansprüche

y Schnelle logische Schaltung mit

- einem aus einer Differenztransistorschaltung (11) gebildeten Logikteil (1) und

- einem Rückkopplungsteil (3), der das gleichphasige Ausgangssignal der Differenztransistorschaltung (11) gegenkoppelt,

dadurch gekennzeichnet,

daß im Rückkopplungsteil (3) eine Konstantstromquelle (31) vorgesehen ist (Fig. 2).
2. Schaltung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß

- der Rückkopplungsteil (3) einen ersten Transistor (Q,.), an dem der gleichphasige Ausgang der Differenztransistorschaltung (11) anliegt und

- einen ersten Widerstand (R,¹) aufweist, der mit einem Ende am Emitter des ersten Transistors (Qi λ) und mit dem anderen Ende an der Basis eines phasenverschiebenden Eingangstransistors (Q₁₀), der in der Differenztransistorschaltung (11) enthalten ist, sowie mit der Konstantstromquelle (31) verbunden ist, die

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den durch den ersten Transistor (Q₁λ) und den ersten Widerstand (R,¹) fließenden Strom konstanthält (Fig. 2).
3. Schaltung nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet, daß

- die Konstantstromquelle (31) aus einer Reihenschaltung eines zweiten Transistors (Q₁₅) und eines zweiten Widerstandes (Rpo) besteht,

- die zwischen dem anderen Ende des ersten Widerstandes (R,') und einer Negativspannungsquelle (V_EE) eingeschaltet ist.
4. Schaltung nach Anspruch 2 oder 3,
dadurch gekennzeichnet, daß sie

- einen dritten, parallel zum ersten Transistor (Q,,) und zum ersten Widerstand (R,¹) geschalteten Transistor (Qp_R) enthält

(Fig. 4).
5. Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß

- eine Kapazität (C,) im wesentlichen zwischen der Basis des Eingangstransistors (Οπή) und der Basis des ersten Transistors (Q,.) vorliegt.
6. Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß

- eine Kapazität im wesentlichen zwischen der Basis des Eingangstransisto:
vorliegt.

transistors (Q_1Q) und dem Emitter des ersten Transistors (Q₁λ)
7. Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet,

da(3 der Logikteil (1) und der Rückkopplungsteil (3) zwischen eine Negativspannungsquelle (V^) und eine Positivspannungsquelle (V_cc) geschaltet sind. ·
8. Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 7, dadurch gekennzeichnet,

daß sie einen ersten Emitterfolgertransistor (Q₁₅) enthält, an dem das Kollektorsignal des Eingangstransistors (Q,_Q) anliegt.
9. Schaltung nach Anspruch 8,
dadurch gekennzeichnet,

daß sie einen zweiten Emitterfolgertransistor (Q₁₂) ^enthalt, an dem das Kollektorsignal der gleichphasigen Eingangstransistoren (Q₇, Q₈, Q_) der Differenztransistorschaltung (11) anliegt.
10. Schaltung nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet,

daß die Basisspannung des zweiten Transistors (Q₁₅) mit einer Vorspannung (Vp₅) vorgespannt ist, um zu verhindern, daß der *"■" Ausgang der Differenztransistorschaltung durch Versorgungsspan-

nungs- und Temperaturänderungen beeinträchtigt wird.