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Beschreibung
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Die Erfindung betrifft eine Binärschaltung und insbesondere eine in
Kaskade geschaltete Binärschaitun-g mit wenigstens zwei binären Grundstufen, heispielsweise
Schaltungsstufen mit emittergekoppelter Logik (die im angelsächsischen Sprachgebrauch
als current mode logic bzw abgekürzt CML-Logik bezeichnet wird) Bei dieser Schaltung
werden die zwei segel aufweisenden Ausgangssignale der binären Grundschaltung, die
die vorgeschaltete oder erste Stufe bildet, der binären Grundschaltung, die die
nachgeschaltete oder zweite Stufe bildet, als Eingangssignale bereitgestellt.
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Es sind berelts Blnärschaltungen bekannt, bei denen die zwei Werte
aufweisende Ausgangsspannung einer vorgeschalteten binären Grundschaltung und eine
Bezugs spannung einer Bezugsspannungs-Generatorschaltung von einer nachgeschalteten
binären Grundschaltung
verglichen werden, die eine zwei Pegel aufweisende
Ausgangsspannung in Abhängigteit von der Grösse der beiden Spannungen bereitstellt.
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Bisher war als Bezugsspannungs-Generatorschaltung zur Verwendung in
der Binärschaltung dieser Art eine Schaltung bekannt, bei der eine Versorgungsspannung
durch mehrere Widerstände spannungsgeteilt wird, um die spannungsgeteilte Spannung
als Bezugsspannung über einen als Emitterfolger geschalteten Transistor bereitzustellen.
Bei einer solchen Schaltung ändert sich der Bezugsspannungswert jedoch auf Grund
von Schwankungen bzw. Änderungen der Versorgungsspannung und der Ausgangspegel der
vorgeschalteten binären Grundschaltung ändert sich auf Grund einer Kennlinien-Abweichung
der Transistoren in dieser binären Grundschaltung.
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Daher wird der Arbeitsbereich der vorgeschalteten binären Grundschaltung
klein und es ist daher nicht möglich, eine hohe Arbeitsgeschwindigkeit der Schaltung
zu erreichen.
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Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Binärschaltung
zu schaffen, deren Betriebsspielraum oder Arbeitsbereich dadurch vergrössert wird,
dass die relativen, zuvor erwähnten Schwankungen beträchtlich verringert werden.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäss durch die im kennzeichnenden Teil
des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.
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Vorteilhafte Ausgestaltungen der erfindungsgemässen Binärschaltung
sind in den Unteransprüchen angegeben.
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Ein wesentliches Merkmal der vorliegenden Erfindung besteht also darin,
dass die Bezugsspannungs-Generatorschaltung in derselben Weise aufgebaut ist, wie
der Schalt- oder Steuerteil der vorgeschalteten binären Grundstufe, bzw. dass die
Bezugsspannungs-Generatorschaltung in derselben Schaltungsanordnung wie die Schalt-
oder Steuerstufe der vorgeschalteten binären Grundschaltung ausgebildet ist.
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Die vorliegende Erfindung betrifft also eine in Kaskade geschaltete
Binärschaltung, die folgende Schaltungsteile aufweist: Eine vorgeschaltete Stufe
bzw. eine Vorstufe mit einem Lastelement, einer Schalt- bzw. Steuereinrichtung,
die den Stromfluss durch das Lastelement steuert bzw. schaltet, und einer Signal-Eingangsstufe,
die die Schalt- bzw. Steuereinrichtung für den Schalt- bzw. Steuervorgang beeinflusst,
wobei die vor#eschaltete Stufe zwei Ausgangssignale von unterschiedlichen Spannungspegel
an einem Anschluss des Lastwiderstandes durch den Schalt- bzw. Steuervorgang erzeugt,
eine Schaltung, die eine Bezugsspannung mit einer vorgegebenen Spannungsdifferenz
gegenüber den Spannungen der beiden Ausgangssignale bereitstellt, und eine nachgeschaltete
oder zweite Stufe, die von den beiden Ausgangssignalen und der Bezugsspannung beaufschlagt
wird. Bei einer solchen in Kaskade geschalteten Binärschaltung besteht die Bezugsspannungs-Generatorschaltung
aus einem die Bezugsspannung bereitstellenden Lastelement, dessen Impedanz der Spannungsdifferenz
zwischen den Ausgangs-Signal spannungen der vorgeschalteten Stufe und der Bezugsspannung
entspricht, und einer Steuer-bzw. Treiberschaltung, die so ausgebildet ist, dass
dasselbe Schaltungselement als Schaltungselement, welches einen Schaltungsteil bildet,
durch den ein vorgegebener Strom fliesst, wenn dieser Strom durch das Lastelement
der vorgeschalteten Stufe fliessen kann, in derselben Weise wie beim besagten Schaltungsteil
verbunden ist.
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Die Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnungen beispielsweise
näher erläutert. Es zeigen: Fig 1 das Ausfü.hrungs#####i#i# einer in Kaskade geschalteten
Binärschaltung, bei der die vorliegende Erfindt£n'gverwendet wird, Fig. 2 eine herkömmliche
Bezugsspannungs-Generatorschaltung, Fig.3a und 3b Schaltungen, die der Erläuterung
des Grundprinzips der Erfindung dienen, Fig.4a einen Teil der in Fig. 1 dargestellten
Schaltung,
Fig.4b bis 4d Schaltungen, die jeweils ein Ausführungsbeispiel
des Bezugsspannungs-Generatorschaltungsteils in der erfindungsgemässen Binärschaltung
wiedergeben, und Fig. 5 ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemässen Binärschaltung.
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Fig. 1 zeigt die Anordnung einer herkömmlichen, in Kaskade geschalteten
Binärschaltung. Sie besteht aus einer binären, vorgeschalteten Grundstufe 10, einer
Bezugsspannungs-Generatorschaltung 20 und einer binären nachgeschalteten Grundstufe
30.
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Die vorgeschaltete Grundstufe 10 besteht aus zwei emittergekoppelten
Transistoren 11A und 11B, einer Stromquelle 12, Lastwiderständen 13A und 13B, Eingängen
14A und 14B, einem als Emitterfolger geschalteten Transistor 15, einer Stromquelle
16, einem Ausgang 17 und Versorgungsspannungs-Anschlüssen 18A und 18B. Diese vorgeschaltete
Stufe bildet eine CML-Schaltung.
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Die Emitter der Transistoren 11A und 11B stehen gemeinsam mit dem
Versorgungsspannungs-Anschluss 18A über eine Stromquelle 12, die Basen dieser Transistoren
stehen mit dem Eingang 14A bzw.
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14B und die Kollektoren mit jeweils einem Anschluss des Lastwiderstandes
13A bzw. 13B in Verbindung. Die anderen Anschlüsse der Lastwiderstände 13A, und
13B liegen an Masse. Die Basis des Transistors 15 ist mit dem Kollektor des Transistors
11B, der Emitter mit dem Versorgungsspannungs-Anschluss 18B über die Stromquelle
16 und darüberhinaus mit dem Ausgang 17, und der Kollektor ist mit Masse verbunden.
In Abhängigkeit von der Grösse der Eingangssignale an den Anschlüssen 14A und 14B
fliesst in dieser Stufe 10 ein von der Stromquelle 12 bereitgestellter Strom durch
einen der Transistoren 11A und 11B über einen der beiden Lastwiderstände 13A und
13B. Das Ausgangssignal am Lastwiderstand 13B steht über dem Transistor 15 am Ausgang
17 bereit.
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Die nachfolgende Stufe 30 besteht aus Transistoren 31A und 31B, einer
Stromquelle 32, Lastwiderständen 33A und 33B, Ausgängen 34A und 34B und einem Versorgungsspannungs-Anschluss
35.
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Die Basis des Transistors 31A ist mit dem Ausgang 17 der vorgeschalteten
Stufe 10 und die Basis des Transistors 31B ist mit einem Ausgang der Generatorstu
fe 20 verbunden. Der Kollektor des Transistors 31A ist mit dem Ausgang 34A und einem
Anschluss eines Lastwiderstandes 33A und der Kollektor des Transistors 31B ist mit
dem Ausgang 34B und einem Anschluss eines Lastwiderstandes 33B verbunden. Die Emitter
dieser Transistoren 31A und 31B liegen gemeinsam über der Stromquelle 32 am Versorgungsspannungs-Anschluss
35. Die anderen Anschlüsse der Lastwiderstände liegen an Masse. Diese Stufe 30 liefert
an den Ausgängen 34A und 34B in Abhängigkeit von der Grösse der Ausgangsspannung
der vorgeschalteten Stufe 10 und der Bezugsspannung der Generatorstufe 20 Ausgangssignale
Eine solche Binärschaltung wird beispielsweise für die Pufferschaltung und die Decoderschaltung
eines Speichers verwendet.
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Oder genauer ausgedrückt, umfasst die Pufferschaltung mehrere vorgeschaltete
Stufen 10. Ein dem Signal am Ausgang 17 in Fig. 1 entsprechendes Signal wird am
verdrahteten ODER-Ausgang der entsprechenden Ausgänge erzeugt und dieses Signal
wird mit dem Ausgangssignal der 3ezugsspannung-Generatorstufe 20 in seinem Signalwert
von der vorgeschalteten Stufe 30 verglichen.
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Die Ausgangssignale an den Ausgang 34A und 34B werden zu Ausgangsslgnalen
der Decoderschaltun# gemacht.
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Bei der in Fig 1 dargestellten, zweistufigen Stromsteuerschaltung
wurde bis Jetzt als Stufe 20 die in Fig 2 dargestellte Stufe verwendet, die die
Bezugsspannung der nachgeschalteten Stufe 30 erzeugt1 welche das Ausgangssignal
der vorgeschalteten Stufe 10 als Eingangssignal zugeführt erhält. Wie aus Fig. 2
zu entnehmen ist, wird die Versorgungsspannung, die an einem Versorgungsspannungs-Anschluss
25 anliegt, mit den Widerständen 22 und 23 geteilt, und die geteIlte Spannung wird
einer E#Itterfolger-Schaltung bereItgestellt, die aus einem Transistor 21 und eIner
Stromquelle 24 besteht. Am Ausgang 27 wird eine Bezugs-
Ausgangsspannung
bereitgestellt, die Cen Widerstandsverhältnis zwischen den beiden Widerständen 22
und 23 entspricht. Wird mit der Strom durch die in Fig. 1 dargestellte Stromquelle
12 und den Transistor 71B, mit Der Basisstrom des Transistors 15 und mit R1 der
Widerstandswert des Lastwiderstands 13B ausgangsseitig bezeichnet, so gilt für die
höhere Span nlng V0H und die kleinere Spannung V0L am Ausgang 17: VOH = - 1B1 R1
- VBE (1) VOL = - (I1 + IB1) R1 - VBE (2) Dabei ist VBE die Basis-Emitter-Übergangsspannung
des Transistors 15. Wird mit Vref die Bezugsspannung der vorgeschalteten Stufe 30
bezeichnet, so ist es zur Aufrechterhaltung eines grossen Betriebsbereichs erforderlich,
die Spannung Vref so einzustellen, dass sie zwischen den zuvor erwähnten Spannungen
V0H und V0L liegt. Aus den Gleichungen (1) und (2) ergibt sich
Der zweite Summand ist im Vergleich zum ersten und dritten Summanden klein und vernachlässigbar.
Daher ergibt sich aus Gleichung (3) näherungsweise:
Die am Ausgang 27 der in Fig. 2dargestellten Schaltung erzeugte Spannung Vref kann
mit den Schaltungskonstanten in der Figur folgendermassen ausgedrückt werden:
ist istdie Versorgungsspannung, R2 und R3 die Widerstandswerte
der
Widerstände 22 bzw. 23 und 1B ist der Basisstrom des Transistors 21. Der zweite
Summand in Gleichung (5) ist aus demselben Grunde wie in Gleichung (3) vernachlässigbar,
so dass gilt:
Wenn die Gleichungen (4) und (6) verglichen werden, so sind die Abhängigkeiten des
ersten Summandens auf der rechten Seite der Gleichung von der Versorgungsspannung
VEE offensichtlich unterschiedlich. Die in Fig. 2 dargestellte Schaltung ist daher
als Bezugsspannungs-Generatorschaltung nicht zufriedenstellend.
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Um die Gleichungen (4) und (6) in Übereinstimmung zu bringen, ist
es erforderlich, dass gilt:
Diese Beziehung kann jedoch nicht erfüllt werden, wenn die Versorgungsspannung VEE
einer Schwankung oder einer Änderung unterliegt. Wenn die Kennwerte oder Kennlinien,
beispielsweise des Gleichstrom-Verstärkungsfaktors hFE eines Transistors, der die
Konstantstromquelle 12 der vorgeschalteten Stufe 10 in Fig. 1 bildet, eine Abweichung
aufweist, ändert sich darüberhinaus auch der Strom I1 und damit kann die oben angegebene
Forderung nicht befriedigt werden. Beispielsweise ändert sich der Strom I1 auf Grund
einer Änderung des Wertes hFE mit 1/hFE. Wenn sich hFE also so von 20 auf 200 verändert,
so ändert sich I1 um
Wenn sich T
Auf diese Weise wird der Betriebsbereich auf Grund von Schwankung gen und Änderungen
der Strom- und Spannungswerte deutlich verrlngert und die Signalamplitude muss im
selben Masse Masse grösser werden. Dies ist jedoch ein Hindernis, eine hohe Arbeitsgeschwindigkeit
zu erreichen
Nachfolgend sollen bevorzugte Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung erläutert werden. Zuvor soll jedoch das Grundprinzip
der vorliegenden Erfindung anhand der Fig. 3a und 3b zunächst erläutert werden.
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Ublicherweise werden die Spannungspegel an verschiedenen Stellen der
in Fig. 1 dargestellten Schaltung ausgedrückt durch f(hFE' R) VEE + g(hFE, R) VBE
(7) Hierbei sind f(hFE, R) und g(hFE, R) Funktionen der Gleichstrom-Verstärkungsfaktoren
(hFE) der Transistoren, die die Schaltung bilden, und der Widerstandswert (R). Im
Falle des Bezugsspannungspegels werden die entsprechenden Funktionen f und g durch
die Schaltungsanordnung der in Fig. 1 dargestellten Generatorschaltung 20 festgelegt.
Damit sich die Bezugsspannung immer in einer festen Beziehung zur Ausgangsspannung
der vorgeschalteten Stufe auch dann halten kann, wenn Schwankungen oder Änderungen
der Versorgungsspannungen und Schwankungen bzw. Änderungen der Widerstandswerte
oder der Transistoreigenschaften und Kennwerte, vorliegen, die auf Abweichungen
bei den Herstellungsbedingungen zurückzuführen sind, muss die Bezugsspannungs-Generatorschaltung
in derselben Schaltungsanordnung ausgebildet sein, in der auch die vorgeschaltete
Stufe ausgebildet ist, so dass die Funktionen f und g der Bezugsspannung gleich
den Funktionen der mittleren Spannung zwischen den Ausgangsspannungen der vorgeschalteten
Stufe gemacht werden können. Im einzelnen ausgedrückt, ist die in Fig. 3a angedeutete
Steuerschaltung 19 gleich der in Fig. 1 dargestellten Schaltung 19. Der Ausgangsstrom
I1 der Schaltung 19 kann entsprechend der Schaltungsanordnung folgendermasse ausgedrückt
werden: I1 = f VEE + g VBE (8) die Spannungen der Ausgangssignale am Ausgang 17
werden:
VOH = - 1B1 R1 - #VBE (9) VGL = - R1 (11 + IB1 - - VBE
(10) Die mittlere Spannung Vx zwischen den Spannungen VOH und VGL ist:
Da der Gleichstrom-Verstärkungsfaktor hFE eines Transistors üblicherweise einen
relativen grossen Wert, nämlich etwa 50 bis 200 aufweist, ist der Basisstrom IB1
im Vergleich zu
Wenn die Bezugsspannung-Generatorschaltung in der in Fig. 3V dargestellten Weise
ausgebildet isf, indem eine Schaltung 49 rse derselben Anordnung wie die Steuerscnaltung
19 der In Fig.
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3a dargestellten, vorgeschalteten Stufe verwendet wird, und der Widerstandswert
des Lastwiderstandes 43B der Schaltung 49 1/2 des Widerstandswertes des Lastwiderstandes
13B der vorgeschalteten Stufe ist, so wird die Spannung am Anschluss 47:
in Fig. 3b wird mit dem Bezugszeichen 45 ein Ausgangstransistor, mit dem Bezugszelchen
46 eine Konstantstromquelle für diesen Ausgangstransistor und mitdemBezugszeichen
48B ein Versorgungsspannungsanschluss bezeichnet.
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Wenn der zweite Summand auf der rechtenSeite der Gleichung (13), wie
zuvor auch schon geschehen, weggelassen wird, wird die Bezugsspannung Vref:
(15) Die Bezugsspannung Vref wird daher Vx, d. h. der Mittelwert zwischen der höheren
Spannung und der kleineren Spannung der vorgeschalteten Stufe, und zwar unabhängig
von der Versorgungs-Spannung VEE und den Abweichungen der Kennwerte bzw. Kennlinien
hfe der Schaltungselemente, von den Abweichungen des Wertes VBE und des Widerstandswertes
R. Auch wenn der Absolutwert der Bezugsspannung auf Grund von Schwankungen der Absolutwerte
der Grössen VBE, hFE und R schwankt, so liegt er infolgedessen dennoch zwischen
der höheren und der niederen Spannung der vorgeschalteten Stufe. Wenn diese Elemente
in einer einzigen integrierten Schaltung ausgebildet werden, so sind die Abweichungen
der Grössen hFE und VBE in der einheitlichen, integrierten Schaltung klein. Auch
wenn die Absolutwerte der Grössen hFE und VBE bei jeder integrierten Schaltung voneinander
abweichen, so bleibt die Bezugsspannung dennoch auf einem Mittelwert zwischen der
höheren und der niederen Spannung der vorgeschalteten Stufe, soweit man jeweils
die einzelnen integrerten Schaltungen betrachtet.
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Auch wenn die Widerstandswerte der Widerstände 133 und 43B in den
Fig. 3a und 3b so gewählt sind, dass sie das Verhältnis 2:1 befriedigen, können
genaue Widerstandswerte in einer tatsächlichen integrierten Schaltung nicht realisiert
werden, weil Rundungsfehler eines Musters vorliegen. Wenn man beispielsweise annimmt,
dass die Widerstände in einer Länge von etwa 10 als Widerstände 13B und 433 in den
Fig. 3a und 3b verwendet werden, und dass der Dezimalteil kleiner als 1 y den Zählerbrüchen
von 0,5 und darüber als ganze Zahl ungeachtet des Restes unterliegt, tritt ein Fehler
von + 0,5r auf, d. h. es liegt ein Fehler von 1 p im schlimmsten Falle vor, undd
die Bezugsausgangsspannung Vref am Ausgang in Fig. 3b schwankt bezüglich der mittleren
Spannung Vx an den Ausgängen der vorgeschalteten Stufe u 10 %. Darüberhinaus ist
es oft der Fall, dass Fehlberechnungen
der Widerstandswerte usw.
beim Entwurf einer Schaltung auftreten.
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Bei der Fertigung der beiden Widerstände 13B und 43B mit einem festen
Widerstandsverhältnis ist es daher höchst wünschenswert, dass die Widerstände mit
einem vorgegebenen Wert in einer Zahl parallel oder in Reihe angeordnet werden,
die den Widerstandswert-Verhältnis entspricht.
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Nachfolgend soll die vorliegende Erfindung an konkreten Ausführungsbeispielen
im einzelnen beschrieben werden.
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Die in den Fig. 4b, 4c und 4d dargestellten Schaltungen zeigen jeweils
ein Beispiel für den Aufbau der Bezugsspannungs Generatorschaltung der vorliegenden
Erfindung, wobei diese Schaltung der in Fig. 1 dargestellten vorgeschalteten Stufe
entspricht.
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Zu Vergleichszwecken ist in Fig. 4a die in Fig.1 dargestellte, vorgeschaltete
Stufe 10 selbst wiedergegeben. Es soll nun der Fall beschrieben werden, bei dem
als Bezugsspannung der mittlere Wert zwischen den zwei Ausgangswerten am Ausgang
17 in Fig. 4a erzeugt wird. Wie Fig. 4b zeigt, sind die Emitter der Transistoren
41A und 41B gemeinsam über eine Stromquelle 42 mit einem Versorgungsspannungs-Anschluss
48, die Basis des Transistors 41A ait dem Eingang 44A, die Basis des Transistors
41B mit dem Eingang 44B verbunden, und die Kollektoren der Transistoren 41A und
413 liegen jeweils über einen Lastwiderstand 43A bzw.
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433 an Masse. Die Basis eines Transistors 45 liegt am Kollektor des
Transistors 41B. Der Kollektor der Transistors 45 liegt an Masse und der Emitter
dieses Transistors ist mit dem Ausgang 47 sowie mit dem Versorgungsspannungs-Anschluss
48 über eine Stromquelle 46 verbunden. Der Schalt- bzw. Steuertransistor 41B und
die Konstant stromquelle 42 sind jeweils (einschliesslich der Abmessungen) in derselben
Weise ausgebildet wie der Schalt-bzw. Steuertransistor 113 und die Konstantstromquelle
12 in Fig. 4a und der Wert des Lastwiderstands 43B in Fig. 4b ist halb
so
gross gewählt wie der Wert des Lastwiderstands 13B in Fig. 4a.
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Zwar sind die anderen Schaltungselemente in im wesentlich en der gleichen
Weise wie die in Fig. 4a aufgebaut, es ist jedoch nicht immer erforderlich, denselben
Aufbau zu verwenden.
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Bei dem in Fig. 4b dargestellten Ausführungsbeispiel wird an den Eingang
44B unbedingt eine höhere Spannung als an den Eingang 44A angelegt. Infolgedessen
fliesst durch den Lastwiderstand 43B immer ein konstanter Strom, so dass der Mittelwert
zwischen den beiden Spannungswerten am Ausgang 17 in Fig. 4a am Ausgang 47 erzeugt
wird.
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Da der Schalt- oder Steuertransistor 41A immer nicht-leitend ist,
kann er auch weggelassen werden. Die auf diese Weise erhaltene Schaltung ist in
Fig. 4c dargestellt. Der Eingang 443 kann auch mit dem Emitter des Ausgangstransistors
45,d. h. mit dem Ausgang 47 verbunden werden. Ei ne derartige Schaltung ist in Fig.
4d dargestellt. Dadurch ist es nicht mehr erforderlich, eine Spannung in besonderer
Weise zu bilden und sie an den Eingang 44B zu legen.
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Fig. 5 zeigt den allgemeinen Aufbau eines Ausführungsbeispiels für
die erfindungsgemässe, in Kaskade geschaltete, binäre Schaltung. Diese Schaltung
gibt einen Fall wieder, bei dem die in Fig. 4d dargestellte Bezugsspannungs-Generatorschaltung
bei der Schaltung gemäss Fig. 1 verwendet wird.
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Wie Fig. 5 zeigt, weisen die Widerstände 433-1 und 433-2 den gleichen
Aufbau wie die Lastwiderstände 13B der vorgeschalteten Stufe 10 auf. Diese beiden
Widerstände sind einander parallel geschaltet, so dass ein Widerstand 43B erhalten
wird, der den Widerstandswert R1/2 besitzt. Ein Widerstand 121 der vorgeschalteten
Stufe 10 und ein Widerstand 421 der Generatorschaltung 20 weisen denselben Aufbau
auf. Die Transistoren 120 und 420 sind (einschliesslich der Abmessungen) in derselben
Weise ausgebildet.
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Der Widerstand 121 und der Transistor 120 bilden die Konstantstromquelle
12, und der Widerstand 421 bildet mit dem Transistor 420 die Konstantstromquelle
42.
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In entsprechender Weise bildet ein Widerstand 161 und ein Transistor
160 die Stromquelle 16, ein Widerstand 321 und ein Transistor 320 die Stromquelle
32 und ein Widerstand 461 und ein Transistor 460 die Stromquelle 46.
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Die Basen der Transistoren 120, 160, 320, 420 und 460 dieser Stromquellen
liegen an einem gemeinsamen Versorgungsspannungs-Anschluss 51. Der eine Anschluss
jedes Widerstandes 121, 161, 321, 421 und 461 ist jeweils mit dem Emitter des entsprechenden
Transistors und die anderen Anschlüsse dieser Widerstände sind mit einem gemeinsamen
Spannungsversorgungs-Anschluss 52 verbunden.
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Die am Ausgang 47 auftretende Spannung wird dem Transistor 41B direkt
als Basisspannung bereitgestellt, um die Schaltung in einer kleinen Fläche in der
integrierten Schaltung unterzubringen.
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Die Kollektorströme der Transistoren 120 und 420 sind also einander
gleich, und die durch die Widerstände 13B und 43B fliessenden Ströme sind einander
auch gleich. Daher tritt am Ausgang der Schaltung 20 gerade die mittlere Spannung
zwischen den beiden Ausgangsspannungen der Schaltung 10 auf. Nachfolgend soll die
in Fig. 5 dargestellte Bezugsspannungs-Generatorschaltung mit der in Fig. 2 dargestellten
Schaltung verglichen werden.
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Schwankungen oder Abweichungen können um 2 bis 3 % hinsichtlich der
Schwankungskomponente des Gleichstrom-Verstärkungsfaktors hFE, um 10 % hinsichtlich
des Rundungsfehlers der Widerstandswerte, um 3 % hinsichtlich der Schwankung des
Widerstandswertverhältnisses (bei Verwendung von Widerständen mit gleichen Abmessungen
nimmt die Schwankung um 3 % ab), und um 4 % dadurch verringert werden, dass die
Basisspannungen der Stromquellenstufen gleich den Basisspannungen in den Stromsteuer-
bzw. Stromschaltstufen und der Bezugsspannungs-Generatorschaltung gemacht werden;
d.
h. die gesamte Verringerung der Schwankungen bzw. Abweichungen beträgt 20 %. Um
einen vorgegebenen Betriebsbereich zu erhalten, war daher bis jetzt eine Signalamplitude
von etwa 500 mV erforderlich. Dagegen genügt bei der vorliegenden Erfindung eine
Signalamplitude von 400 mV. Daher kann die Verzögerungszeit der digitalen Schaltung
um etwa 10 % verringert werden.
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Dem Fachmanne ist klar, dass bei weiterer Verwendung bzw. Anwendung
des Grundprinzips der vorliegenden Erfindung in grösstmöglichstem Umfange und durch
denselben Aufbau der Bezugsspannungs-Generatorschaltung wie die Signalgeneratorschaltung
diese Erfindung auch dann anwendbar ist, wenn der Bezugsspannungswert beispielsweise
1/3 oder 3/4 der Ausgangsspannung der vorgeschalteten Stufe und nicht, wie beim
vorausgegangenem Beispiel, 1/2 dieses Ausgangswerts betragen soll. Wenn der Bezugsspannungswert
beispielsweise auf 1/3 eingestellt wird, kann der Widerstand 43B der Generatorschaltung
20 aus drei Widerständen 13B in der vorgeschalteten Stufe 10 bestehen, wobei diese
Widerstände parallel geschaltet sind, oder der Widerstand 43B kann einen Widerstandswert
aufweisen, der 1/3 des Widerstandswertes des Widerstands 13B ist.
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Es ist weiterhin möglich, Impedanzelemente anstelle der Lastwiderstände
13A, 13B, 33A, 33B und 433 zu verwenden.
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Darüberhinaus können, wenn dies erforderlich ist, die aus den Transistoren
14, 45 bestehenden Emitterfolger-Stufen und die Stromquellen 16, 46 weggelassen
werden.
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Bei der vorausgegangenen Beschreibung der vorliegenden Erfindung wurde
auf eine Bezugsspannungs-Generatorschaltung Bezug genommen, die nach der CML-Logik
aufgebaut ist. Die vorliegende Erfindung ist jedoch auch .beibei Bezugsspannungs-Generatorschaltungen
anderer binärer Schaltungen, beispielsweise bei Schaltungen, die gemäss der TTL-Logik
(Transistor-Transi st ot-Logik) ausgebildet sind, durch Verwendung entsprechender
Merkmale und Mittel anwendbar.
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Wenn die Bezugsspannungs-Generatorschaltung gemäss der vorliegenden,
zuvor erläuterten Erfindung ausgebildet ist, kann sie unbeeinflusst von Streuungen,
die beim Herstellungsvo gang auftreten, und von Schwankungen der Versorgungsspannung
gehalten werden. Da Schaltungen mit gleichem Aufbau verwendet werden, treten keine
Schwierigkeiten beim Entwurf der Schaltung auf und die Bezugsspannung mit einem
Mittelwert der Eingangssignale kann leicht erzeugt werden. Um eine höhere Arbeitsgeschwindigkeit
der Schaltung zu erreichen, wird diee so ausgeführt, dass die Amplitude der Signalspannung
kleiner wird. Die Verkleinerung des Arbeitsbereiches, die im vorliegenden Falle
ein Problem darstellt, kann recht gut dadurch unter Kontrolle gehalten werden, dass
die zuvor erwähnten Schwankungen und Änderungen keinen Einfluss ausüben.
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