DE954431C - Anordnung zur Bandbreitenvergroesserung von Transistorschaltungen - Google Patents

Description

AUSGEGEBEN AM 20. DEZEMBER 1956

W12237

Die Erfindung betrifft Transistorschaltungen im allgemeinen und insbesondere Transistorschaltungen, bei denen die obere Übertragungsgrenzfrequenz an sich geringer ist als die Grenzfrequenz des Transistors selbst.

Die meisten Transistoren, gleichgültig ob Punktkontakttransistoren oder Verbindungstransistoren, zeigen eine Stromverstärkung (α) abhängig von der Frequenz, die bei niedrigen Frequenzen im wesentlichen konstant ist, jedoch mit steigender Frequenz ziemlich gleichmäßig abfällt von einer Frequenz ab, die Grenzfrequenz genannt wird. Da die meisten Transistoren diese Art von Frequenzkennlinie zeigen, ist zu erwarten, daß Schaltungen, bei denen sie verwendet werden, ganz die gleiche Art von Frequenzkennlinie aufweisen. Es hat sich gezeigt, daß dies in der Praxis der Fall ist, mit der wichtigen Ausnahme, daß in den meisten Fällen die Grenzfrequenz der Schaltung beträchtlich unter der a-Grenzfrequenz des Transistors liegt, so daß die mögliche Bandbreite der Schaltung verringert wird.

Die grundsätzliche Aufgabe der Erfindung besteht darin, die Art und Weise, wie die Grenzfrequenz einer Transistorschaltung von der a-Grenzfrequenz des Transistors abweicht, zu regeln.

Eine speziellere Aufgabe besteht darin, die Grenzfrequenz der Schaltung gleich oder größer als die a-Grenzfrequenz des Transistors zu machen.

Im Prinzip nimmt die Schaltung gemäß der Erfindung die Form einer Transistorschaltung an, die

einen Gegenkopplungsweg von der Ausgangselektrode des Transistors zu einer der beiden anderen Transistorelektroden aufweist. So wird bei einem üblichen Transistorverstärker mit geerdeter Basis der Gegenkopplungsweg von der Sammelelektrode entweder zur Basis- oder zur Steuerelektrode vorgesehen. Bei anderen Schaltungsarten können andere geeignete Elektrodenverbindungen angewendet werden, doch führt in allen Fällen die Kopplung von der Ausgangselektrode zu einer der beiden anderen Elektroden. Die Größe der verwendeten Gegenkopplung hängt im allgemeinen von der besonderen Schaltungsart ab. Ein vollständigeres Verständnis läßt sich durch die ins einzelne gehende Erläuterung verschiedener spezieller Ausführungen und der Zeichnungen erzielen. Fig. ι A zeigt ein schematisches Schaltbild eines einfachen Transistorverstärkers mit geerdeter Basis; Fig. ι B zeigt ein Ersatzschaltbild des in Fig. iA dargestellten Transistorverstärkers; Fig. 2 A zeigt ein schematisches Schaltbild eines einfachen Transistorverstärkers mit geerdeter Steuerelektrode;

Fig. 2 B zeigt ein Ersatzschaltbild des in Fig. 2 A schematisch dargestellten Transistorverstärkers; Fig. 3 A zeigt ein schematisches Schaltbild eines erfindungsgemäßen Transistorverstärkers mit geerdeter Basis, bei dem eine Transformatorgegenkopplung von der Sammelelektrode zur Basiselektrode führt, um die Verringerung der Bandbreite der Schaltung infolge der α-Bandbreite des Transistors zu kompensieren;

Fig. 3 B zeigt ein Ersatzschaltbild des in Fig. 3 A dargestenten Transistorverstärkers;

Fig. 4A zeigt ein schematisches Schaltbild eines 5 erfindungsgemäßen Transistorverstärkers mit geerdeter Basis, bei dem die Gegenkopplung von der Transistorsammeielektrode zur Transistorsteuerelektrode führt; Fig. 4B zeigt ein Ersatzschaltbild des in Fig. 4A schematisch dargestellten Verstärkers; Fig. 5 A zeigt ein schematisches Schaltbild eines erfindungsgemäßen Transistorverstärkers mit geerdeter Steuerelektrode, bei dem die Gegenkopplung von der Sammelelektrode zur Steuerelektrode führt; Fig. 5 B zeigt ein Ersatzschaltbild des in Fig. 5 A dargestellten Verstärkers;

Fig. 6 zeigt ein schematisches Schaltbild eines erfindungsgemäßen Transistorverstärkers mit geerdeter Steuerelektrode, bei dem der Gegenkopplungsweg von der Sammelelektrode zur Basis führt; Fig. 7 zeigt ein schematisches Schaltbild eines erfindungsgemäßen Transistorverstärkers mit geerdeter Sammelelektrode, bei dem die Gegenkopplung von der Steuerelektrode zur Basis führt; Fig. 8 zeigt ein schematisches Schaltbild eines erfindungsgemäßen Transistorverstärkers mit geerdeter Sammelelektrode, bei dem der Gegenkopplungsweg von der Transistorsteuerelektrode zur Sammelelektrode führt.

In Fig. ι A besitzt der Transistor 11 eine Steuerelektrode 12, eine Sammelelektrode 13 und eine Basiselektrode 14. Bei dem dargestellten 'Symbol ist die Steuerelektrode durch einen Pfeil angegeben. Die Richtung des positiven Steuerelektrodenstroms ist durch die Richtung des Pfeiles angedeutet. Da der Steuerelektrodenstrom eines Punktkontakt-Transistors normalerweise von der Steuerelektrode in den Körper fließt, ist also ein solcher Transistor mit einem Körper aus N-Typ-Halbleitermaterial durch ein Symbol dargestellt, bei dem der Steuerelektrodenpfeil zur Basis zeigt. Da andererseits der Steuerelektrodenstrom eines Verbindungstransistors normalerweise von der Basis in die Steuerelektrode fließt, wird ein solcher Transistor des n-p-n-Typs durch ein Symbol dargestellt, bei dem der Steuerelektrodenpfeil von der Basis weg gerichtet ist. Umgekehrt wird ein Punktkontakt-Transistor mit einem p-Typ-Körper durch ein Symbol dargestellt, bei dem der Steuerelektrodenpfeil von der Basis weg gerichtet ist, während ein Verbindungstransistor des p-n-p-Typs durch ein Symbol dargestellt ist, bei dem der Steuerelektrodenpfeil zur Basis zeigt. Aus Zweckmäßigkeitsgründen sind bei dieser und den folgenden Figuren das übliche Transistorsymbol mit dem zur Basis zeigenden Steuerelektrodenpfeil und alle Batteriepolungen passend für die angegebene Richtung des Steuerelektrodenstromes gewählt. Die dargestellten Ausführungen der Erfindung sind jedoch nicht auf einen besonderen Transistortyp beschränkt. Bei einem Steuerelektrodenstrom in entgegengesetzter Richtung sind die Batteriepolungen umgekehrt zu wählen wie diejenigen in den Zeichnungen.

Der einfache, in Fig. iA dargestellte Transistorverstärker mit geerdeter Basis enthält denTransistor 11, der von einem linearen Generator mit rein ohmschem Widerstand gesteuert wird und eine Belastung mit linearem Widerstand betreibt. Der Generator ist durch einen idealen Generator e_g in Reihe mit einem Widerstand Rg und die Belastung durch einen Widerstand Rl dargestellt. Die Steuerelektrode 12 ist in Flußrichtung durch eine Gleichspannungsquelle 15 vorgespannt, während die Sammelelektrode in Sperrichtung durch eine Gleichspannungsquelle 16 vorgespannt ist.

Der in Fig. 2 A gezeichnete Transistorverstärker mit geerdeter Steuerelektrode ist dem in Fig. iA dargestellten Verstärker mit geerdeter Basis ähnlich. Der Hauptunterschied besteht darin, daß der Generator, der durch den Widerstand R₀ und den idealen Generator e_g dargestellt ist, hier zwischen die Basis und Erde geschaltet ist.

Wie bereits festgestellt wurde, zeigen die meisten Transistoren eine Stromverstärkung (α) abhängig von der Frequenz, die bei niedrigen Frequenzen im wesentlichen konstant ist, jedoch um etwa 6 db je Oktave abnimmt von einer Frequenz ab, die mit Grenzfrequenz bezeichnet wird. Es ist daher zu erwarten, daß die Kennlinien der Verstärkung der in den Fig. 1A und 2 A dargestellten Transistorverstärker ganz das gleiche Verhalten zeigen. Dies ist auch der Fall, jedoch mit dem wichtigen Unterschied, daß die Grenzfrequenzen der Verstärkerschaltungen beträchtlich unterhalb der entsprechenden a-Grenzfrequenzen der Transistoren liegen. Gemäß der vorliegenden Erfindung werden Mittel vorgesehen, um diese Verringerung der Grenzfrequenz der Transistorschaltung und die sich daraus ergebende Verringerung der Bandbreite zu kompensieren. Dies wird erreicht durch eine Transistorschaltung mit einer geeignet großen Gegenkopplung,

die von der Transistorausgangselektrode zu einer der beiden anderen Transistorelektroden führt. Viele Ausführungen der Erfindung sind Transistorschaltungen mit entsprechend gepolten Transformatoren von geeignetem Windungsverhältnis, welche die notwendige Gegenkopplung bewirken.

Eine Ausführung der Erfindung ist schematisch in Fig. 3 A dargestellt. Der Verstärker ist im Prinzip der gleiche wie der Transistorverstärker mit geerdeter ίο Basis in Fig. iA. In Fig. 3 A ist ein die Phase nicht umkehrender Transformator 17 verwendet, um einen Gegenkopplungsweg von der Sammelelektrode des Transistors 11 zur Basis zu schaffen. Eine Wicklung 18 des Transformators 17 ist zwischen die - Basis des Transistors 11 und Erde gelegt, während die andere Wicklung ig parallel zum Belastungswiderstand Rl geschaltet ist. Da später bei der mathematischen Untersuchung der Schaltung darauf Bezug genommen wird, enthält das Windungsverhältnis des Transformators 17 das Symbol a, wobei a: 1 das Verhältnis der Windungen der Wicklung 18 zu den Windungen der Wicklung 19 ist.

Durch geeignete Wahl des Windungsverhältnisses des Transformators 17 in Fig. 3 A kann die Grenzfrequenz der Transistorschaltung gleich der a-Grenzfrequenz des Transistors selbst und damit die Bandbreite der Schaltung gleich der α-Bandbreite des Transistors gemacht werden. Wenn es aus irgendeinem Grunde erwünscht ist, daß die Bandbreite der Schaltung größer als die α-Bandbreite des Transistors wird, so kann das durch Vergrößerung des Windungsverhältnisses über den für die Kompensation notwendigen Wert hinaus erreicht werden. Ein solches größeres Windungsverhältnis ergibt eine Grenzfrequenz, die größer ist als die a-Grenzfrequenz des Transistors, wobei die Vergrößerung von dem Betrag abhängt, um den das Windungsverhältnis das für die bloße Kompensation benötigte Verhältnis übersteigt. Die Verstärkung wird jedoch dann um einen entsprechenden Betrag herabgesetzt.

Eine andere Ausführung der Erfindung ist schematisch in Fig. 4A dargestellt. Diese Transistorverstärkerschaltung weicht nur dadurch von der in Fig. 3 A gezeigten Schaltung ab, daß der Gegenkopplungsweg von der Sammelelektrode und nicht zur Basis führt und der die Phase umkehrende Transformator 20 die die notwendige Gegenkopplung bewirkt. Eine Wicklung 21 ist parallel zum Belastungswiderstand Rl geschaltet, und die andere Wicklung 22 liegt zwischen dem Eingangssignalgenerator und Erde. Wie vorher ist das Windungsverhältnis des Transformators mit a bezeichnet, doch stehen hier die Windungen der Wicklung 21 im Verhältnis 1: α zu den Windungen der Wicklung 22.

Die Wirkungsweise der in Fig. 4A dargestellten Ausführung der Erfindung ist ganz die gleiche wie die der in Fig. 3 A gezeigten Ausführung. Eine geeignete Wahl des Windungsverhältnisses des Transformators 20 ergibt eine Grenzfrequenz der Schaltung, die genau gleich der a-Grenzfrequenz des Transistors ist, während ein größeres Windungsverhältnis eine Grenzfrequenz der Schaltung liefert, die größer als die a-Grenzfrequenz des Transistors ist.

Eine Ausführung der Erfindung, die sich auf Transistorverstärker mit geerdeter Steuerelektrode 6g (vgl. Fig. 2 A) aufbaut, ist schematisch in Fig. 5 A dargestellt. Ein Umkehrtransformator 23 schafft den Gegenkopplungsweg von der Sammelelektrode des Transistors 11 zur Steuerelektrode. Eine Wicklung 24 des Transformators 23 ist zwischen die Steuerelektrode des Transistors und Erde geschaltet, während die andere Wicklung 25 parallel zum Belastungswiderstand Rl hegt. Das Windungsverhältnis der Wicklung 24 zur Wicklung 25 ist a: 1.

Die Ausführung der Erfindung, die in Fig. 5 A dargestellt ist, wirkt in ganz der gleichen Weise wie die in den Fig. 3 A und 4A dargestellten Ausführungen. Das Windungsverhältnis des Transformators 23 ist so gewählt, daß die Grenzfrequenz der Schaltung gleich der a-Grenzfrequenz des Transistors wird oder daß sie über diese hinausgeht, um die Bandbreite der Schaltung größer zu machen als die α-Bandbreite des Transistors.

Weitere Ausführungen der Erfindung sind in den Fig. 6, 7 und 8 dargestellt. Wie bei allen hier dargestellten Transistorschaltungen ist die Steuerelektrode eines jeden Transistors 11 durch eine Spannungsquelle 15 in Flußrichtung und jede Sammelelektrode durch eine Spannungsquelle 16 in Sperrichtung vorgespannt. Der Transistorverstärker in Fig. 6 ist ein Verstärker mit geerdeter Steuerelektrode. Ein die Phase nicht umkehrender Transformator schafft einen Gegenkopplungsweg zwischen der Sammelelektrode des Transistors 11 und der Basis. Der Transformator 26 hat zwei Wicklungen, von denen die Wicklung 27 parallel zum Belastungswiderstand Rl hegt und die andere, 28, zwischen den Eingangssignalgenerator und Erde geschaltet ist. Die Transistorverstärker in den Fig. 7 und 8 sind Verstärker mit geerdeter Sammelelektrode. Der Signalgenerator ist jeweils zwischen die Basiselektrode des Transistors 11 und Erde geschaltet, und die Belastung Rl hegt zwischen der Steuerelektrode und Erde.

Die Fig. 7 und 8 unterscheiden sich dadurch, daß in Fig. 7 ein Umkehrtransformator 29 den Gegenkopplungsweg von der Steuerelektrode des Transistors zur Basis schafft, während in Fig. 8 ein die Phase nicht umkehrender Transformator 32 die gleiche Art von Kopplung von der Steuerelektrode zur Sammelelektrode liefert. In Fig. 7 liegt eine Wicklung30 des Transformators 29 parallel zum Belastungswiderstand Rl, während die andere Wicklung 31 zwischen den Signalgenerator und Erde geschaltet ist. In Fig. 8 ist eine Wicklung 33 des Transformators 32 zwischen die Sammelelektrode des Transistors 11 und Erde geschaltet, während die andere Wicklung 34 parallel zum Belastungswiderstand Rl liegt.

Die in den Fig. 6, 7 und 8 dargestellten Ausführungen der Erfindung wirken im wesentlichen in der gleichen Weise wie die Ausführungen gemäß Fig. 3 A, 4A und 5 A. Bei jeder Ausführung ist das Windungsverhältnis des Transformators so gewählt, daß die Grenzfrequenz der Verstärkerschaltung gleich oder größer als die a-Grenzfrequenz des Transistors ist.

Ein vollständigeres Verständnis des der Erfindung zugrunde hegenden Prinzips läßt sich mit Hilfe einer

mathematischen Untersuchung der verschiedenen Ausführungen und der in den Fig. iA und 2 A dargestellten Prinzipschaltungen erzielen. Als Grundlage für eine solche Untersuchung sind Ersatzschaltbilder für die in den Fig. iA, 2Ä, 3A, 4A und 5A gezeichneten Transistorverstärker hinzugefügt.

Das Ersatzschaltbild des in Fig. iA dargestellten Transistorverstärkers mit geerdeter Basis gibt Fig. iB. Dort ist der Transistor 11 durch das übliche T-Netzwerk dargestellt, das aus den inneren Widerständen r_e, r_c und r_b der Steuerelektrode, der Sammelelektrode und der Basiselektrode sowie aus dem Ersatzgenerator r_mi_x besteht. Bei letzterem ist r_m der sogenannte Durchgangswiderstand des Transistors und I₁ der Steuerelektrodenstrom, in diesem Falle der Strom in dem Kreis, der sich aus dem Generator e_g und den Widerständen R_g, r_e und r_b zusammensetzt.

Im Interesse größtmöglicher Vereinfachung ist angenommen, daß der Belastungswiderstand Rl vernachlässigbar klein im Vergleich zum Sammelelektrodenwiderstand r_c des Transistors ist. Die beiden linearen Gleichungen, die den Zusammenhang zwischen den Spannungen und Strömen des Verstärkers darstellen, lauten

und
wobei

R_L) h=0, (2)

(3)

Wenn R_L < r_c und r_b <S r_m ist, ist der Belastungsstrom gegeben durch

ae_a

Ä. i —

ar J₁

(4)

wobei α die Stromverstärkung des Transistors ist. Im allgemeinen kann die Frequenzkennlinie von α dargestellt werden durch den Ausdruck

a =

Ci₀

1+?

(5)

wobei a₀ der Wert von α bei niedrigen Frequenzen und f₀ die Frequenz ist, bei der die Größe von α um 3 db unterhalb ihres Wertes bei niedrigen Frequenzen liegt. Einsetzen dieses Ausdrucks von α in den Ausdruck für den Belastungsstrom «₂ ergibt

H=-

a_nr

(6)

Man sieht, daß der Belastungsstrom I₂, eine Grenzkennlinie ähnlich der von α hat, bei der die Grenzfrequenz jedoch den 1 ^- -fachen Wert der

Grenzfrequenz von α besitzt.

Wenn der Rückkopplungsgrad F der Rückkopplung über den Basiswiderstand r₆ betrachtet wird, so sieht man aus Fig. 1 B, daß

■=ΐ — μβ = ΐ

(7)

wobei μβ die Schleifenverstärkung im Rückkopplungsweg ist. Im Hinblick auf die angenommene α-Grenze für den Abfall von 6 db je Oktave ändert sich die Grenzfrequenz der Schaltung im gleichen Verhältnis wie die Verstärkung durch die Rückkopplung über die Basis. Daher wird die Grenzfrequenz der Schaltung in dem Umfang, wie die Verstärkung bei niedriger Frequenz durch Mitkopplung erhöht wird, in bezug auf die a-Grenzfrequenz des Transistors im gleichen Verhältnis verringert. Im asymptotischen Bereich weit oberhalb der a-Grenzfrequenz, wo die Verstärkung des Rückkopplungskreises infolge der α-Grenze klein gegen Eins ist, ist die Verstärkung der Schaltung die gleiche, wie wenn r_h gleich Null ist. Hieraus ergibt sich, daß die Verringerung der Grenzfrequenz der Schaltung so betrachtet werden kann, als ob sie sich durch Vergrößerung der Verstärkung bei niedriger Frequenz durch Mitkopplung ergäbe.

Das Ersatzschaltbild des in Fig. 2 A schematisch dargestellten Transistorverstärkers mit geerdeter Steuerelektrode zeigt Fig. 2 B. Dort ist wie in Fig. 1 B der Transistor 11 durch das übliche T-Netzwerk ersetzt, das sich aus den inneren Widerständen r_e, r_c und r_b der Steuerelektrode, der Sammelelektrode und der Basiselektrode des Transistors sowie aus dem Ersatzgenerator — r_m (i'_x -f- i₂) zusammensetzt. Bei letzterem ist r_m der sogenannte Durchgangswiderstand des Transistors und — (^₁ + i₂) der Steuerelektrodenstrom. Der Ausdruck für den Steuerelektrodenstrom hat hier ein negatives Vorzeichen, weil die als positiv angenommene Richtung des Steuerelektrodenstroms entgegengesetzt zu den willkürlich angenommenen Richtungen der Kreisströme I₁ und i% ist.

Die beiden linearen Gleichungen, die den Zusammenhang zwischen den Spannungen und den Strömen des Verstärkers in Fig. 2 B herstellen, lauten

(8)

und	('e — r*	wobei	n)h + {re + rc	+ Rl · Ymj *2 — U	, (9)
	Rc= Ro +	■ re -f r„.	(3)

Wenn Rl << r₀ und r_b
strom i₂ gegeben durch

r_m ist, ist der Belastungs-

Ir, =■

α e„

Wie sich aus den Gleichungen (8) und (9) ergibt, ist der Rückkopplungsgrad bei sehr niedriger Frequenz für den Verstärker mit geerdeter Steuerelektrode

Die Gleichheit der Gleichungen (10) und (11) einerseits und der Gleichungen (4) und (7) andererseits läßt denselben Zusammenhang zwischen der Erhöhung der

Verstärkung und der Verringerung der Grenzfrequenz der Schaltung infolge von Mitkopplung über den Basiskreis erwarten, wie er bei dem Verstärker mit geerdeter Basis beobachtet wurde. In der Tat ist der Effekt bei der Schaltung mit geerdeter Steuerelektrode durch Einfügung des Generatorwiderstandes in den Basiskreis größer.

Das Ausmaß der Verringerung der Grenzfrequenz der Schaltung bei einer tatsächlichen Schaltung kann

ίο durch ein einfaches Beispiel gezeigt werden. Bei diesem Beispiel ist angenommen, daß bei dem in Fig. 2 A dargestellten Transistorverstärker mit geerdeter Steuerelektrode ein Verbindungstransistor des n-p-n-Typs verwendet wird (wenn das Schaltbild einen solchen Transistor zeigen sollte, würden, wie oben erwähnt, die Richtung des Steuerelektrodenpfeils und alle Batteriepolungen umgekehrt). In diesem Fall beträgt der Belastungsstrom, wenn der Belastungswiderstand eines Verstärkers dieser Art vernachlässigbar klein im Vergleich zum Sammelelektrodenwiderstand ist,

t, =

ι — α

(13)

Bei dem in Rede stehenden Beispiel, wo α gleich 0,9785 ist, beträgt

12 = 45,5%·

Einsetzen des Ausdrucks von Gleichung (5) für α in die Gleichung (13) ergibt

ίο =

a_nt

•ο Ί

Aus Gleichung (14) sieht man, daß in dem Umfang,

wie die Stromverstärkung der Verstärkerschaltung bei

niedrigen Frequenzen vergrößert wird, und zwar um

I— Cl₀

die Grenzfrequenz verringert wird, und zwar um

I CL_n

i₂ (r_b

und

I₁ ρ M + i₂ (ρ M + R_L) + i₃ (R_L + QL₁) = O, (17)

wobei

und

R_e = R_g + r_e

(3)

Um die Berechnungen zu vereinfachen, ist i₃ durch Idealisieren des Transformators aus den obigen Gleichungen eliminiert. Somit erhält man, wenn ange

Der Gleichung (7) ist zu entnehmen, daß die Verstärkung μβ des Rückkopplungskreises gegeben ist durch

ßß = i—F. (23)

Somit würde bei der in Frage stehenden Schaltung, wenn der Transistor ein α bei niedrigen Frequenzen von 0,9785 und eine a-Grenzfrequenz von 2 MHz hat, die Grenzfrequenz der Schaltung 2 · io⁶ (1 ·— 0,9785) oder 43 kHz betragen.

Bei den in den Fig. 1 A und 1 B gezeigten Transistorschaltungen ist die Grenzfrequenz der Schaltung beträchtlich niedriger als die a-Grenzfrequenz des Transistors. Bei dem speziellen Beispiel mit einem Verbindungstransistor beträgt die Grenzfrequenz der Schaltung nur etwa 2 % der a-Grenzfrequenz. Wie oben ausgeführt wurde, macht es die Erfindung möglich, daß die beiden Grenzfrequenzen gleich werden. Auf Wunsch kann die Grenzfrequenz der Schaltung sogar größer als die a-Grenzfrequenz des Transistors gemacht werden. Um die Grenzfrequenz der Schaltung gleich der a-Grenzfrequenz zu machen, wird die Mitkopplung, die entweder im inneren Basiswiderstand des Transistors oder im äußeren Kreis liegt, eliminiert. Um die Grenzfrequenz der Schaltung größer als die a-Grenzfrequenz zu machen, wird eine Gegenkopplung verwendet und hierdurch die Verstärkung zugunsten der Bandbreite herabgesetzt.

Ein Ersatzschaltbild der in Fig. 3 A dargestellten Ausführung der Erfindung ist in Fig. 3 B angegeben. Die Schaltung ist die gleiche wie in Fig. iB mit der Ausnahme, daß eine Transformatorrückkopplung von der Belastung zur Transistorbasis hinzugefügt ist, wobei der Transformator so gepolt ist, daß die hinzugefügte Rückkopplung eine Gegenkopplung ist. Der Transformator 17 ist durch ein aus drei Induktivitäten zusammengesetztes T-Netzwerk dargestellt. Die beiden Reihenzweige bestehen aus den Induktivitäten L₁ —M und L₂ — M, wobei L₁ die Selbstinduktion der Wicklung 18, L₂ die Selbstinduktion der Wicklung 19 und M ihre Gegeninduktion ist. Der Parallelzweig des Netzwerks besteht aus der Induktion M.

Die drei linearen Schaltungsgleichungen, welche die Spannungen und Ströme der Fig. 3 B in Zusammenhang bringen, lauten

Q L₂) + i₂ {r_b + ρ L₂) +
:₂) + i_z (R_L + _QM) = 0

= e_g, (15)

nommen wird, daß das Windungsverhältnis des Transformators

a =

und daß die Gegeninduktion	M = ]	der Transformator-	(20)
wicklung	die folgenden Gleichungen:
H (Re + ^2 Rl) + H (?b + t	)	ta (21)
und
- rc + RL + c&Rl — 2 CiR1	-0,Rl) =	(22)
[L^L2
I2Rl-
d) = 0

Um die Rückkopplung zu Null werden zu lassen und hierdurch die Verringerung der Grenzfrequenz der Schaltung infolge der Mitkopplung zu kompensieren, braucht man nur zu machen

I'm {r_b + a* Rl — a R_L) = O (24)

oder, aufgelöst nach dem Windungsverhältnis de? Transformators,

a =

Rl

(25)

Wenn man den Wert von α aus der Gleichung (25) in die Gleichungen (21) und (22) einsetzt, so ergibt sich

J	*:	= 0.	(26)
Q h	rm +		(27)
Auflösung	nach
		a Rl) '	(28)
I	[Re +
,{Re + aZRL
H[r. +Rl-
i2 ergibt
egrm
a? Ri) (rc +
■)=«»
-»Rl)
Rl—

Da der Stromvervielfachungsfaktor α annähernd durch

a=^f (29)

'C

definiert ist, kann die Gleichung (28), wenn r_cs> Rl ist, abgeändert werden, so daß sich die Beziehung

ae„

(30)

ergibt.

Wenn der durch die Gleichung (30) gegebene Ausdruck mit dem durch die Gleichung (4) gegebenen normalen Ausdruck für i₂ bei einem Verstärker mit geerdeter Basis ohne Neutralisation verglichen wird, so wird ersichtlich, daß, während der Ausgangsstrom ohne Neutralisation einen Rückkopplungsausdruck im Nenner aufweist, der den frequenzabhängigen Parameter α enthält, der Ausgangsstrom für die neutralisierte Schaltung keinen Rückkopplungsausdruck enthält, der frequenzabhängige Parameter α nur als Faktor im Zähler erscheint und r_b nur als Reihenelement — nicht durch eine Rückkopplung verändert — in der Eingangsmaschenimpedanz auftritt. Die Abhängigkeit

von i₂ von der a-Grenzfrequenz ist daher durch die Rückkopplung über die Basis nicht verändert, wenn die Einheit erfindungsgemäß in einer neutralisierten Schaltung verwendet wird, bei der α so gewählt ist, daß die Verstärkung des Rückkopplungskreises Null wird.

Diese Untersuchung ist selbstverständlich streng genommen nur bei solchen Frequenzen anwendbar, bei denen der Transformator 17 im wesentlichen ideal ist. Bei anderen Frequenzen stellt sie eine Näherung dar, die j edoch den Weg für eine beträchtliche Verbesserung der Bandbreite gegenüber unkompensierten Schaltungen zeigt.

Die obige Diskussion der in Fig. 3 A und 3 B dargestellten Ausführungen der Erfindung zeigt, wie die

Grenzfrequenz der Schaltung gleich der a-Grenzfrequenz des Transistors gemacht wird, indem die Mitkopplung über die Basis neutralisiert und die gesamte Rückkopplung Null gemacht wird.

Gemäß einem weiteren Erfindungsmerkmal kann die Grenzfrequenz der Schaltung größer als die α-Grenzfrequenz gemacht werden, indem die Gegenkopplung über den Transformator größer als die Mitkopplung über den Basiswiderstand gemacht wird. Auflösung der Gleichungen (21) und (22) nach i₂ ergibt

α e„

(R_e+a*R_L) i —

a* Rl — a Rl)

(31)

Einsetzen des Ausdrucks für α der Gleichung (5) in Gleichung (31) führt zu

f \ ' (32)

wobei F der Rückkopplungsgrad bei sehr niedriger Frequenz ist, die durch die Gleichungen (21) und (22) bestimmt ist

Wenn aR_L — oPRl größer als r_b gemacht wird, wird F größer als Eins (d. h. μβ wird negativ), und _go die durch Ff₀ gegebene Grenzfrequenz der Schaltung wird größer als die a-Grenzfrequenz. Diese Vergrößerung der Grenzfrequenz ist selbstverständlich von einer entsprechenden Verkleinerung der Verstärkung bei niedriger Frequenz begleitet. _g5

Erfindungsgemäß kann die Neutralisations-Rückkopplungsspannung statt zum Basiskreis auch zum Steuerelektrodenkreis geführt werden. Ein Ersatzschaltbild der in Fig. 4A dargestellten Ausführung der Erfindung gibt Fig. 4B. Fig. 4B gleicht der Fig. 3B, mit Ausnahme davon, daß das Vorzeichen der Gegeninduktion M der Transf ormatorwicklungen umgekehrt ist, um der Phasenumkehr im Transformator 20 Rechnung zu tragen, ferner ist die zweite Reiheninduktivität im T-Netzwerk-Ersatztransformator an den Generator e_g angeschlossen.

Die linearen Schaltungsgleichungen, die den Zusammenhang zwischen den Spannungen und den Strömen der Fig. 4B herstellen, lauten wie folgt:

{R_e

i₂ r_b + *, ρ M = e_g , (34)

H {n + r_m) + H (n + ?c + Rl) + H Rl = O (35)

und i_lQM + i_zR_L + i₃(RL + QL₁) = 0, (36) wobei

R₆ = R„+r_e + r_b (3)

ρ = j 2 π f. (18)

EHminieren von i₃ durch Idealisieren des Transformators reduziert die Gleichungen (34), (35) und 36) zu

i_x {R_e + CI²Rl) + H in — o-Rl) = e_g (37) und

(r_b —

i₂ {r_t + r_c + R₁) = 0. (38)

Wenn man μ β wiederum zu Null werden läßt, indem man

r_m {r_b — α R£) = O (39)

und

macht.
Die Gleichungen (37) und (38) werden dann

h [Re + «² Rl) = e_a (41)

und

H r_m + H (^rt + ^rc + Rl) = O. (42)

Aus den Gleichungen (41) und (42) ergibt sich

Bei Verwendung des angenäherten Ausdrucks für a, der in Gleichung (29) gegeben ist, wenn r_c p> Rl ist, erhält man

ae„

a*R_L

(44)

Aus Gleichung (44), die dieselbe Gleichung wie (30) ist, sieht man, daß die Grenzfrequenz der Gesamtschaltung gleich der cc-Grenzfrequenz des Transistors wird, wenn die Rückkopplung Null gemacht wird. Bei dieser Schaltung kann die Gegenkopplung über den Transformator 20 gemäß einem weiteren Erfindungsmerkmal ebenfalls über den Betrag hinaus vergrößert werden, der zur genauen Neutralisation der Basismitkopplung erforderlich ist, indem α größer als Tj₁Rl gemacht wird. Die Grenzfrequenz der Gesamtschaltung kann hierdurch größer als die a-Grenzfrequenz des Transistors gemacht werden,

H {r_e

und

— i_l6M + i₂ {Rl—ρM) + *₈ {Rl + ρL₁) = O, (47)

wobei wie vorher

R_e = R₀

(3)

Man läßt μ β zu Null werden, indem man macht

Λ =

Rl

<⁵⁰⁾

Der Ausdruck für i₂ wird dann bei Verwendung dieses

Wertes von α zu

R₆

(51)

Wie man bemerken wird, ist die Gleichung (51) genau dieselbe wie die Gleichungen (30) und (44). Sie gibt den Ausgangsstrom für eine Gesamtrückkopplung Null an. Die Übereinstimmung dieser allerdings mit verringerter Verstärkung der Frequenzen unterhalb der Grenzfrequenz.

Die Bandbreitenneutralisationsverfahren, die durch die vorliegende Erfindung geschaffen werden, sind nicht auf Transistorschaltungen mit geerdeter Basis beschränkt, sondern sie können ebensogut auch bei Schaltungen mit geerdeter Steuerelektrode oder mit geerdeter Sammelelektrode verwendet werden, wie in den anderen Figuren dargestellt ist. Weiter ist die Erfindung in ihrem weiteren Umfang nicht auf die gezeichneten Transformatorgegenkopplungen beschränkt, sondern sie kann auf jede Schaltung angewendet werden, mit deren Hilfe die Rückkopplung Null oder negativ gemacht werden kann.

Um die Anwendung der Erfindung auf andere Transistorschaltungen als solche mit geerdeter Basis zu erläutern, ist in Fig. 5 B das Ersatzschaltbild des in Fig. 5 A dargestellten Verstärkers mit geerdeter Steuerelektrode gezeichnet. Für die Fig. 6, 7 und 8 wurden keine Ersatzschaltbilder gezeichnet, da ihre Untersuchung in weitem Maß der Untersuchung der Fig. 3 B, 4B und 5 B parallel laufen würde.

Fig. 5B gleicht im wesentlichen Fig. 2B, mit der Ausnahme, daß sie ein Ersatz-T-Netzwerk. enthält, das den Umkehrtransformator 23 darstellt. Da der Transformator umkehrend ist, ist das Vorzeichen der Gegeninduktion M zwischen den Wicklungen 24 und 25 das gleiche wie in Fig. 4B. In Fig. 5B führt der Transformatorgegenkopplungsweg selbstverständlich von der Belastung zum Steuerelektrodenwiderstand r_e und nicht zum Basiswiderstand r_b.

Die linearen Gleichungen, die den Zusammenhang zwischen den Spannungen und Strömen der Fig. 5 B herstellen, lauten

I₁ \-t\-e "Γ Q -L-2)

■. — ^m +ρ L₂) + i₂ {r_e + _QL₂)—i₃gM=_eg, (45)

— QM) = 0

(46)

ρ = J2 π f. (18)

Eliminieren von i₃ durch Idealisieren des Transformators reduziert die obigen Gleichungen zu

i_x {R_e + Ci²Rl) + H (r. + oP-Rl + Rl) = e_g (48) und

2aR_L) = 0.

(49)

drei Gleichungen hebt weiterhin die Tatsache hervor, daß die Anwendung des Prinzips der vorliegenden Erfindung es ermöglicht, die vollen Bandbreiteneigenschaften von Transistoren zu erreichen, und zwar ohne Rücksicht auf die besondere Form der Schaltung, in der sie verwendet werden. Diese Art der Anwendung kann mit verhältnismäßig einfachen Schaltungsänderungen dazu benützt werden, um entweder die Mitkopplung über den inneren und äußeren Basiswiderstand eines Transistors genau zu neutralisieren und eine Grenzfrequenz der Schaltung zu erreichen, die gleich der a-Grenzfrequenz des Transistors ist, oder um eine Überneutralisation durchzuführen und zu erreichen, daß die Grenz-

frequenz der Schaltung größer als die ct-Grenzfrequenz ist.

Selbstverständlich sind die oben beschriebenen Anordnungen lediglich Beispiele für die Anwendung des Erfindungsprinzips. Zahlreiche andere Anordnungen können vom mit dem Stand der Technik vertrauten Fachmann vorgeschlagen werden, ohne vom Wesen und Ziel der Erfindung abzuweichen.

Claims (9)

1. Patentansprüche:

   • i. Transistorschaltung, deren Übertragungsbandbreite bis im wesentlichen auf die Bandbreite des Transistors selbst vergrößert ist, dadurch gekennzeichnet, daß von der Transistorausgangselektrode zu einer der anderen Transistorelektroden ein Rückkopplungsweg vorgesehen ist, der eine im wesentlichen ebenso große Gegenkopplung bewirkt, wie der Basiswiderstand des Transistors Mitkopplung ergibt.
2. 2. Transistorschaltung nach Anspruch i, dadurch gekennzeichnet, daß der Rückkopplungsweg einen Transformator enthält, der von der Ausgangselektrode zu einer der anderen Transistorelektroden führt.
3. 3. Transistorschaltung nach Anspruch 1 oder 2, bei der der Signaleingang zwischen die Transistorsteuerelektrode und die Basiselektrode und der Signalausgang zwischen die Transistorsammelelektrode und die Basiselektrode geschaltet ist, wobei die Steuerelektrode in Flußrichtung und die Sammelelektrode in Sperrichtung vorgespannt ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Gegenkopplungsweg von der Sammelelektrode entweder zur Basiselektrode oder zur Steuerelektrode führt (Fig. ₃A, ₄A).
4. 4. Transistorschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Transformator ein die Phase nicht umkehrender Transformator ist, der von der Sammelelektrode zur Basiselektrode führt und ein Windungsverhältnis von der Basiswicklung zur Sammelelektrodenwicklung von mindestens

   i±

   aufweist, wobei r_t der innere Basiswiderstand des Transistors und Rl der Belastungswiderstand ist, der den Signalausgang darstellt (Fig.-3 A).
5. 5. Transistorschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Transformator ein die Phase umkehrender Transformator ist, der von der Sammelelektrode zur Steuerelektrode führt und ein Windungsverhältnis von der Steuerelektrodenwicklung zur Sammelelektrodenwick-

   lung von mindestens ~- aufweist, wobei r_b der

   JxL

   innere Basiswiderstand des Transistors und Rl der den Signalausgang darstellende Belastungswiderstand ist (Fig. 4A).
6. 6. Transistorschaltung nach Anspruch 1 oder 2, bei der der Signaleingang zwischen die Transistorbasis und die Steuerelektrode, der Signalausgang zwischen die Transistorsammeielektrode und die Steuerelektrode geschaltet ist, wobei die Steuerelektrode in Flußrichtung und die Sammelelektrode in Sperrichtung vorgespannt ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Gegenkopplungsweg von der Sammelelektrode entweder zur Basiselektrode oder zur Steuerelektrode führt (Fig. 5 A, 6).
7. 7. Transistorschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Transformator ein die Phase nicht umkehrender Transformator ist, der von der Sammelelektrode zur Basiselektrode führt und so beschaffen ist, daß er wenigstens eine so große Gegenkopplung ergibt wie die Mitkopplung, die durch den Transistorbasiswiderstand und und den den Signalausgang darstellenden Widerstand entsteht (Fig. 6).
8. 8. Transistorschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Transformator ein die Phase umkehrender Transformator ist, der von der Sammelelektrode zur Steuerelektrode führt und ein Windungsverhältnis von der Steuerelektrodenwicklung zur Sammelelektrodenwick-

   von mindestens —*——-

   lung

   aufweist, wobei

   r_b der innere Transistorbasiswiderstand, R₉ der den Signaleingang darstellende Widerstand und Rl der den Signalausgang darstellende Belastungs- go widerstand ist (Fig. 5 A).
9. 9. Transistorschaltung nach Anspruch 1 oder 2, bei der der Signaleingang zwischen die Transistorbasiselektrode und die Sammelelektrode, der Signalausgang zwischen die Transistorsteuerelektrode und die Sammelelektrode geschaltet ist, und die Steuerelektrode in Flußrichtung und die Sammelelektrode in Sperrichtung vorgespannt ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Gegenkopplungsweg von der Steuerelektrode entweder zur Sammelelektrode oder zur Basiselektrode führt (Fig. 7, 8).

   In Betracht gezogene Druckschriften: Deutsche Patentschrift Nr. 720 125; »Electronics«, 1952, September, S. 106 bis 108.

   Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

   1 609715 12.56