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Einstufiger Verstärker mit Regelung des Verstärkungsgrades Die Erfindung
betrifft einen Verstärker mit Verstärkungsgradregelung und bezieht sich insbesondere
auf einstufige Verstärker, wie sie z. B. in der Trägerfrequenztechnik Verwendung
finden.
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Bei solchen Verstärkern liegen bekanntlich im wesentlichen drei Regelaufgaben
vor. Die erste Aufgabe besteht darin, die Ausgangsspannung des Verstärkers weitgehend
konstant zu halten, wenn sich der Eingangspegel in weiten Grenzen ändert. Es soll
also ein möglichstweiterRegelbereich realisiert werden.
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Damit die Regelung bereits bei geringen Änderungen des Eingangspegels
wirksam wird, muß weiterhin verlangt werden, daß die Regelung genügend empfindlich
ist. Dies führt zu der Aufgabe, eine steile Regelcharakteristik zu erzielen.
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Beiden Aufgaben gemeinsam ist die Forderung, die Regelung jeweils
so vorzunehmen, daß das Auftreten von nichtlinearen Verzerrungen möglichst vollkommen
vermieden wird. Es ist also dafür zu sorgen, daß der Klirrgrad ein bestimmtes, vorgegebenes
Maß nicht überschreitet.
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Während diese dritte Aufgabe praktisch in allen Fällen vorliegt, können
die Forderungen an den Umfang des Regelbereiches und die Regelempfindlichkeit je
nach dem Anwendungsgebiet des Verstärkers mehr oder weniger stark betont sein.
Für@die
Verstärkungsregelung wird im allgemeinen eine von der Ausgangsspannung abgeleitete
Größe verwendet, die entweder direkt oder indirekt den Verstärkungsgrad einer oder
mehrerer -Stufen des Verstärkers beeinfiußt. ' Aus der Rundfunktechnik. ist beispielsweise
die Verwendung von Regelröhren bekannt, deren Gittervorspannung und damit die für
die Verstärkung maßgebende Steilheit durch eine aus derAusgangsspannung, meist dem
Demodulator oder einer besonderen Regelspannungsstufe, abgeleitete Gleichspannung
geändert wird. Um eine wirksame Regelung mit großem Regelbereich zu erzielen, ist
es bei dieser Art der Regelung meist erforderlich, die Regelung auf mehr als eine
Stufe des Verstärkers zu erstrecken. Derartige Regelschaltungen eignen sich praktisch
nur für Vorstufen, da die entnehmbaxe Ausgangsleistung durch den kleinsten Wert
des Anodenstromes begrenzt wird und der Regelbereich etwa reziprok zur Aussteuergrenze
ist.
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Große Regelbereiche lassen sich bekanntlich durch nichtlineare Widerstände,
insbesondere durch Heißleiter oder Kaltleiter, erreichen. Die Beeinflussung des
Verstärkungsgrades im Sinne einer Konstanthaltung der Ausgangsspannung kann damit
in verschiedenster Weise erfolgen. Als Beispiel sei die Anordnung in einem Spannungsteiler
nach der deutschen Patentschrift 845 059 erwähnt, nach der im Eingangskreis
einer Verstärkerröhre ein Spannungsteiler aus zwei Heißleitern vorgesehen ist, von
denen einer durch eine dem Ausgang des Verstärkers entnommene Spannung fremdgeheizt
wird.
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Für die Heizung des Heißleiters kann auch wie bei Trägerfrequenzanlagen
reit Übertragung einer Pilotfrequenz eine besondere Spannung verwendet werden, die
in gleicher Weise wie die Nutzspannung verstärkt wird. Von dieser Möglichkeit wird
z. B. Gebrauch gemacht bei Anordnungen nach den deutschen Patentschriften 873 7o9
und 613 855. In diesen Fällen ist jedoch für die Fremdheizung des Heißleiters eine
zusätzliche Verstärkung erforderlich, um die notwendige Heizenergie -aufzubringen,
die besonders bei Trägerfrequenzgeräten mit ihrer geringen Ausgangsleistung oft
größer sein muß als die am Ausgang des Verstärkers zur Verfügung stehende Nutzenergie.
Eine direkte Heizung des Heißleiters kommt. also praktisch nur dort in Frage, wo
der Energiebedarf im Vergleich zur Nutzenergie keine wesentliche Rolle spielt. In
allen arideren Fällen verlangt die Fremdheizung eines Heißleiters einen zusätzlichen
Aufwand, z. B. in Form eines besonderen Verstärkers, für die Heizenergie.
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Die Heißleiter eignen sich zwar dazu, einen weiten Regelbereich zu
erzielen. Ihre Regelempfindlichkeit ist jedoch aus physikalischen Gründen recht
gering. Um ihre günstigen Eigenschaften trotzdem anwenden zu können, werden sie
bekanntlich in Brückenanordnungen eingebaut. Kleine Änderungen des Heißleiterwiderstandes
äußern sich dann in großen Verschiebungen des Brückengleichgewichts, so daß sich
damit eine hohe Regelempfindlichkeit erzielen läßt. Auf diese Weise wird z. B. nach
der deutschen Patentschrift 613 855 ein empfindliches variables Dämpfungsglied realisiert.
Dieses Dämpfungsglied liegt als Brücke, durch die der Grad der Signalübertragung
an das Gitter der folgenden Röhre mit Hilfe eines durch die zusätzlich verstärkte
Pilotfrequenz geheizten Heißleiters geregelt wird, im Eingangskreis des Verstärkers.
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Als weiteres Beispiel seien Verstärker erwähnt, bei denen ein Heißleiter
über einen amplitudengesteuerten Oszillator geheizt wird (deutsche Patentschrift
743 o25). Derartige Schaltungen werden bei der Hintereinanderschaltung mehrerer
geregelter Verstärker verwendet, da sie geeignet sind, das Überschwingen der Verstärker
infolge Addition der Einzel= vorgänge gering zu halten. Der Aufwand ist jedoch bereits
für die zusätzliche Regeleinrichtung recht beträchtlich und in vielen Fällen nicht
tragbar.
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Der Erfindung lag die Aufgabe zugrunde, einen einstufigen Verstärker
mit Regelung des Verstärkungsgrades zu schaffen, der sowohl einen weiten Regelumfang
als auch eine hohe Regelempfindlichkeit bis zu sehr kleinen Eingangsspannungen besitzt,
wobei gleichzeitig der Klirrgrad in engen Grenzen bleibt. Für die Regelung soll
dabei kein zusätzlicher Energiebedarf erforderlich sein. Außerdem soll die besonders
bei sehr kleinen Eingangsspannungen ungünstige Spannungsteilung vermieden werden,
wie sie bei zahlreichen Verstärkeranordnungen, z. B. zum Zwecke der Volumeneinstellung,
verwendet wird, Die Verbesserung gegenüber bekannten Schaltungen ist dadurch erreicht,
daß in Reihe zum Steuergitter die Primärwicklung eines Differentialübertragers liegt,
dessen Sekundärwicklungshälften zusammen mit einem Festwiderstand und einem. Heißleiter
eine derart im Kathodenkreis der Röhre angeordnete Brückenschaltung bilden, daß
der Widerstandswert des Heißleiters einerseits eine Stromgegenkopplungskomponente
im Kathodenzweig des Kathoden-Gitter-Kreises beeinflußt und daß 6r andererseits
Größe und Vorzeichen einer dem Kathodenwechselstrom proportionalen Spannung bestimmt,
die infolge, mangelnden Brückengleichgewichts über den Übertrager in die Gitterzuleitung
der Röhre derart eingekoppelt wird, daß der - Verstärkungsgrad zusätzlich im gleichen
Sinne geändert wird wie durch die Gegenkopplungskomponente im Kathodenzweig.
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Für die Regelung wird also zusätzlich eine Brückenanordnung verwendet,
deren Gleichgewicht durch den Widerstand eines Heißleiters bestimmt ist, der durch
den Kathodenstrom der Verstärkerröhre fremd-' geheizt wird. Die Brücke ist dabei
nach der Erfindung so angeordnet, daß eine dem. Kathodenwechselstrom proportionale
Spannung je nach der Gleichgewichtslage als positive oder negative Rückkopplungsspannung
in den Gitterkreis der Röhre gekoppelt wird. Erfindungsgemäß sind die Brückenwiderstände
gleichzeitig im Kathodenzweig angeordnet und ergeben damit eine von der Größe des
Eingangssignals abhängige Gegenkopplung im Kathodenkreis.-Mit dieser Anordnung,
die im folgenden näher beschrieben wird, läßt sich bei relativ geringem Aufwand
nicht nur wegen der positiven Rückkopplungen bei kleinen Spannungen ein, großer
Regelbereich erzielen, sondern auch eine steile Regelcharakteristik infolge der
hohen Brückendämpfung. Da .der Klirrfäktor durch eine von der Ausgangswechselspannung
abhängige
Gegenkopplung bekanntlich herabgesetzt wird, bleibt bei
der erfindungsgemäßen Anordnung auch der Klirrgrad unterhalb des gegebenen Höchstwertes.
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Die Wirkungsweise und die Vorteile des erfindungsgemäßen Verstärkers
werden im folgenden an Hand eines Ausführungsbeispieles erläutert.
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Fig. i zeigt das Prinzipschaltbild eines Verstärkers gemäß während
Fig. 2 eine vereinfachte Darstellung zur Erläuterung der Funktion des Verstärkers
wiedergibt.
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Bei dem Ausführungsbeispiel ist an einen Verstärker für ein Trägerfrequenzsystem
für kurze Entfernungen (Netzgruppensystem) gedacht, bei dem der Träger und beide
Seitenbänder übertragen werden.
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Das Eingangssignal U1 wird über den Kopplungskondensator Cl dem Gitter
der Röhre V zugeführt und an der Sekundärwicklung des Übertragers Tr, als verstärkte
Spannung U2 abgenommen.
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Von einer dritten Wicklung des Ausgangsübertragers Tr, wird eine Regelspannung
abgenommen, gleichgerichtet und zur Steuerung des Gitterpotentials verwendet. Insoweit
entspricht die Schaltung dem Prinzip nach Bekanntem. Die Steuerung des Gitterpotentials
erfolgt wie üblich so, daß die Gittervorspannung herabgesetzt wird, wenn die Ausgangsspannung
ihren Sollwert übersteigt. Damit sinkt auch der Anodengleichstrom.
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Mit dem Anodengleichstrom wird nun der Heißleiter R1 mittels seines
Heizers H fremdgeheizt. Der Heißleiter ist so angeordnet, daß sein Widerstand sowohl
die Stromrückkopplung eines Zweiges des Kathodenkreises als auch die in den Gitterkreis
zusätzlich eingekoppelte Stromrückkopplung beeinflußt. Es liegen also zwei Stromrückkopplungskomponenten
vor, von denen die erstgenannte immer negativ ist, während die zweite sowohl positiv
als auch negativ sein kann.
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Zu diesem Zweck ist der Heißleiter R, Bestandteil einer Brückenschaltung,
die von ihm, einem festen Widerstand R2 und von beiden sekundären Wicklungshälften
wi und w2 des Differentialübertragers Tr, gebildet wird. Die Primärwicklung w3 des
Differentialübertragers liegt in Reihe zwischen Kondensator C, und dem Steuergitter.
Der in Reihe mit R1 liegende Blockkondensator C2 verhindert, daß der Heißleiter
R, gleichstrommäßig belastet wird. Der Brückenwiderstand R2 wird zweckmäßig aus
der Reihenschaltung eines Widerstandes mit dem Heizer H des Heißleiters gebildet.
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Man erkennt, daß die beiden zwischen Punkt i und Erde befindlichen
Brückenzweige zwischen Kathode und Erde liegen und somit die negative Stromrückkopplungskomponente
im Kathodenkreis bestimmen.
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Im Ruhezustand, d. h. wenn kein Eingangssignal vorhanden ist, wird
der Heißleiter voll geheizt und hat damit seinen niedrigsten Widerstandswert. Der
dabei fließende Kathodenstrom ist unter anderem durch die negative Gittervorspannung
bestimmt. Diese ist durch die Potentialdifferenz zwischen Kathode (identisch mit
Punkt i) und Punkt 2 gegeben. Die Bemessung des Spannungsteilers R3 und R4 zwischen
dem positiven Pol der Speisespannungsquelle und Erde erfolgt so, daß Punkt 2 ein
etwas niedrigeres positives Potential besitzt als Punkt i, also Kathode.
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Die in den Gitterkreis transformierte Stromrückkopplungskomponente
(U4) ist so gepolt, daß sie im geschilderten Ruhezustand (R, klein) positiv ist,
und ist so bemessen, daß sie größer ist als die geringe negative Komponente, die
vom Kathodenzweig stammt.
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Trifft nun ein Eingangssignal ein, so ändert sich vermöge der vom
Ausgangsübertrager abgegriffenen und dem Gitter zugeführten Regelspannung der Anodenstrom.
Damit ändert sich die Heizung und der Widerstandswert des Heißleiters R, Mit Zu-
und Abnehmen seines Widerstandswertes steigt und sinkt die im Kathodenzweig erzeugte
Stromgegenkopplungskomponente.
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Gleichzeitig bewirkt die Änderung der Verstimmung der Brücke eine
Änderung der in den Gitterkreis transformierten Rückkopplungskomponente U4 nach
Giöße und Vorzeichen. Bei kleinem Eingangs- und damit Ausgangssignal ist U4 positiv
und übersteigt die vom Kathodenzweig stammende negative Komponente. Mit wachsender
Eingangsspannung wird U4 kleiner, verschwindet bei Brückengleichgewicht ganz, um
schließlich als negative Rückkopplung wieder anzuwachsen, die sich nun zu der ebenfalls
wachsenden negativen Komponente des Kathodenzweiges addiert.
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Es sei nun noch auf weitere Einzelheiten der Schaltung eingegangen.
Die von der dritten Wicklung des Übertragers Tr, abgenommene- Regelspannung wird
vom Richtleiter Gll gleichgerichtet und erzeugt über der Widerstands-Kondensator-Kombination
R5 C3 eine Gleichspannung UR, die der Ausgangsspannung U2 etwa proportional
ist. Die Zeitkonstante von R5 C3 ist so klein bemessen, daß die dem Träger anhaftende
Modulation keinen . Gleichspannungsbeitrag liefert. Die über RS C3 stehende Spannung
ist daher wellig. Durch das Siebglied R,C4 wird diese Welligkeit linear ausgemittelt.
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Zwischen dem positiven Pol der Speisespannungsquelle und Kathode liegt
ein Spannungsteiler R, R8. Über R$ steht daher eine Spannung UG, die, wie die Zeichnung
zeigt, in bezug auf die Regelspannung UR
entgegengesetzte Polarität hat. Diese
beiden Spannungen liegen in Reihe zwischen Kathode und Punkt 3 und ergeben, einander
überlagert, eine Differenzspannung U,7a für die Gitter-Kathoden-Strecke, die dem
Gitter über den Widerstand R9 zugeführt wird und den Anoden- bzw. Kathodenstrom
steuert. (Statt des punktiert eingezeichneten Gleichrichters Gl, ist vorerst ein
Kurzschluß zu denken, und der ebenfalls punktiert gezeichnete Kondensator ist samt
seiner Verbindung wegzudenken.) Diese Spannung Ua a bestimmt das Potential. des
Gitters, .sofern sie die normale negative Gittervorspannung übersteigt. Nimmt nun
der Punkt 3 positives Potential an (z. B. bei fehlendem Eingangssignal), so würde
dem Gitter ein positives Potential aufgedrückt werden, was Gitterstrom zur Folge
hätte. Um dies zu vermeiden, ist der Gleichrichter G1, vorgesehen. Über ihn kann
der.von der Gegenspannung Ua über die Widerstände Rs und R5 getriebene Strom nach
dem Punkt 2, der positives Potential hat, abfließen. Der Gleichrichter Gl, ist von
dem relativ hohen Widerstand
Rio überbrückt, damit die negative
Vorspannung ans Gitter gelangen kann.
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Die Röhre besitzt keine gleitende, sondern eine feste Schirmgitterspannung,
die am Spannungsteiler Ru, R12 abgenommen wird. Hierdurch ist in bekannter Weise
erreicht, daß die Gleichstromsteilheit erhalten bleibt. R12 ist zur Siebung durch
Kondensator C, überbrückt.
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Zur Stabilisierung des Arbeitspunktes bei fehlendem Eingangssignal
ist in an sich bekannter Weise eine Gleichstromgegenkopplung (Widerstände R2, R3,
R4) vorgesehen.
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Es soll nun noch die Funktion. der bis jetzt unbeachtet gebliebenen
Schaltelemente Gls und C6 (punktiert eingezeichnet) beschrieben werden. Wenn das
Eingangssignal plötzlich wegfällt (was durch kurzzeitige Störungen eintreten kann
oder auch dann, wenn Signale durch Trägeraustastung gegeben werden), so würde der
Verstärker sehr schnell seine höchste Verstärkung annehmen. Es kann wünschenswert
sein, diese Erscheinung zu beseitigen. Zu diesem Zweck kann der Gleichrichter G1,
und ein großer Kondensator C6 vorgesehen sein. Gl, bildet entsprechend seiner Polung
praktisch einen Kurzschluß, wenn die Kondensatoren C4 und C, von einem negativen,
bei Punkt 3 stehenden Potential aufgeladen werden. Fällt nun das Eingangssignal
und damit UR plötzlich weg, so bleibt die Differenzspannung Uag trotzdem
noch eine Zeitlang erhalten, da sich der Kondensator C6 nur über den hohen Widerstand
Rlo entladen kann. Die Entladerichtung über die Widerstände R5, R6 ist durch den
Gleichrichter Gl, gesperrt. Maßgebend für die Dauer des Entladungsvorganges ist
also im wesentlichen die Zeitkonstante des Gliedes C6, Rlo. Obwohl nunmehr der Gleichrichter
Gl3 als Nebenwirkung bereits weitgehend verhindert, daß dem Gitter der Röhre bei
Fehlen von UR ein positives Potential aufgedrückt wird, kann es dennoch zweckmäßig
sein, den Gleichrichter Gl, beizubehalten, da ja der Gleichrichter Gl. nicht ideal
sperrt.
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Als Vorteil des erfindungsgemäßen Verstärkers ist neben dem geringen
Aufwand vor allem zu erwähnen, daß keine Teilung der Eingangsspannung . vorgenommen
wird. Wichtig ist weiter, daß Mit- und Gegenkopplung möglich ist. Dadurch wird-
der Klirrfaktor weitgehend unabhängig vom Arbeitspunkt der Röhre, die damit auch
- im üblichen Sinne - ungünstig ausgesteuert werden kann. Ist nämlich die Ausgangswechselspannung
zu groß, so wird die Verstärkung nach kleinen Werten hin geregelt, und es fließt
ein kleiner Anodenstrom. Dies ist bekanntlich mit einem Anwachsen des Klirrfaktors
verbunden. Da indessen die Herunterregelung durch Erhöhung der Gegenkopplung erfolgt,
wird der Klirrfaktor dadurch wieder herabgesetzt. Große Verstärkung dagegen wird
durch Mitkopplung erzielt. Es liegt also nicht nur überhaupt ein großer Regelbereich
vor, sondern er wird, wie erwünscht, mit, annähernd konstantem Klirrfäktor durchfahren.
Wie aus der Beschreibung des Ausführungsbeispiels ferner hervorgeht, werden nur
Gleichrichter -ohne- Vorspannung verwendet. Vorteilhafterweise entfällt damit die
sonst auftretende Rückstromempfindlichkeit. An Hand der Fig. 2, die schematisch
den Rückkopplungskreis der Schaltung nach Fig. z allein darstellt, sei nun noch
die durch Rückkopplung hervorgerufene Verstärkungsänderung als Funktion des Heißleiterwiderstandes
Rl berechnet. Die Bezugszeichen der Fig. r sind in Fig. 2 übernommen.
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I3 ist der gesamte Kathodenwechselstrom, Il und I2 sind die durch
die beiden Brückenzweige fließenden Teilströme. Als bezuggebende Größe für die Verstärkung,,u'
mit Rückkopplung
möge die Verstärkung,u ohne Rückkopplung
dienen. Die Verstärkungsänderung infolge der Rückkopplung ist dann gegeben durch
Die Summe der Teilwechselspannungen im Gitter-Kathoden-Kreis ist
Legt man der weiteren Betrachtung einen idealen Differentialübertrager zugrunde
(unendlich große Querinduktivität), dessen Wicklung w3 unbelastet ist, so gilt wegen
des unendlich kleinen Magnetisierungsstromes II '. W1 = I2 ' w2 (2) Die Spannungssumme
im Brückenkreis ist
Ferner gilt (S = Kathodenstromsteüheit) 13 =-s- u31 (4) 13 =Il+I2 (5)
Aus
diesen fünf Gleichungen soll
als Funktion von R; ausgedrückt werden. Weitere Unbekannte sind U4, Il,
I2, I3. Die Gleichungen (2), (4) und (5) enthalten drei Unbekannte, nämlich
Il, I2 und I3. Die Lösungen für Il und I2 lauten:
Setzt man die Lösungen (6) in Gleichungen (z) und (3) ein und eliminiert U4, so
erhält man
Gleichung (7) ist die gesuchte Funktion
Wählt man w1 = w2, so vereinfacht sich die Gleichung (7)
mit der Abkürzung
Durch Umformung erhält man
Die Gleichung (8) zeigt, wie sich die Verstärkung in diesem Falle mit R1 ändert.
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Die Erfindung wurde an Hand eines Ausführungsbeispiels erläutert.
Es ist klar, daß hierin keine Begrenzung ihres Wesens und ihrer Anwendungsmöglichkeit
liegt.