DEM0019022MA - - Google Patents

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

Tag der Anmeldung: 20. Juni 1953 Bekanntgemacht am 12. Januar 1956

DEUTSCHES PATENTAMT

Die Erfindung betrifft einen Verstärker mit Verstärkungsgradregelung und bezieht sich insbesondere auf einstufige Verstärker, wie sie z. B. in der Trägerfrequenztechnik Verwendung finden.

Bei solchen Verstärkern liegen bekanntlich im wesentlichen drei Regelaufgaben vor. Die erste Aufgabe besteht darin, die Ausgangsspannung des Verstärkers weitgehend konstant zu halten, wenn sich der Eingangspegel in weiten Grenzen ändert. Es soll also ein möglichst weiter Regelbereich realisiert werden.

Damit die Regelung bereits bei geringen Änderungen des Eingangspegels wirksam wird, muß weiterhin verlangt werden, daß die Regelung genügend empfindlich ist. Dies führt zu der Aufgabe, eine steile Regelcharakteristik zu erzielen.

Beiden Aufgaben gemeinsam ist die Forderung, die Regelung jeweils so vorzunehmen, daß das Auftreten von nichtlinearen Verzerrungen möglichst vollkommen vermieden wird. Es ist also dafür zu sorgen, daß der Klirrgrad ein bestimmtes, vorgegebenes Maß nicht überschreitet.

Während diese dritte Aufgabe praktisch in allen Fällen vorliegt, können die Forderungen an den Unifang des Regelbereiches und die Regelempfindlichkeit je nach dem Anwendungsgebiet des Verstärkers mehr oder weniger stärk betont sein.

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Für die Verstärkungsregelung wird im allgemeinen eine von der Ausgangsspannung abgeleitete Größe verwendet, die entweder direkt oder indirekt den Verstärkungsgrad einer oder mehrerer Stufen des Verstärkers beeinflußt.

Aus der Rundfunktechnik ist beispielsweise die Verwendung von Regelröhren bekannt, deren Gittervorspannung und damit die für die Verstärkung maßgebende Steilheit durch eine aus der Ausgangsspannung,

ίο meist dem Demodulator oder einer besonderen Regelspannungsstufe, abgeleitete Gleichspannung geändert wird. Um eine wirksame Regelung mit großem Regelbereich zu erzielen, ist es bei dieser Art der Regelung meist erforderlich, die Regelung auf mehr als eine Stufe des Verstärkers zu erstrecken. Derartige Regelschaltungen eignen sich praktisch nur für Vorstufen, da die entnehmbare Ausgangsleistung durch den kleinsten Wert des Anodenstfomes begrenzt wird und der Regelbereich etwa reziprok zur Aussteuergrenze ist.

Große Regelbereiche lassen sich bekanntlich durch nichtlineare Widerstände, insbesondere durch Heißleiter oder Kaltleiter, erreichen. Die Beeinflussung des Verstärkungsgrades im Sinne einer Konstanthaltung der Ausgangsspannung kann damit in verschiedenster Weise erfolgen. Als Beispiel sei die Anordnung in einem Spannungsteiler nach der deutschen Patentschrift 845 059 erwähnt, nach der im Eingangskreis einer Verstärkerröhre ein Spannungsteiler aus zwei Heißleitern vorgesehen ist, von denen einer durch eine dem Ausgang des Verstärkers entnommene Spannung fremdgeheizt wird.

Für die Heizung des Heißleiters kann auch wie bei Trägerfrequenzanlagen mit Übertragung einer Pilotfrequenz eine besondere Spannung verwendet werden, die in gleicher Weise wie die Nutzspannung verstärkt wird. Von dieser Möglichkeit wird z. B. Gebrauch gemacht bei Anordnungen nach den deutschen Patentschriften 873 709 und 613 855. In diesen Fällen ist jedoch für die Fremdheizung des Heißleiters eine zusätzliche Verstärkung erforderlich, um die notwendige Heizenergie aufzubringen, die besonders bei Trägerfrequenzgeräten mit ihrer geringen Ausgangsleistung oft größer sein muß als- die am Ausgang des Verstärkers zur Verfügung stehende Nutzenergie. Eine direkte Heizung des Heißleiters kommt also praktisch nur dort in Frage, wo der Energiebedarf im Vergleich zur Nutzenergie keine wesentliche Rolle spielt. In allen anderen Fällen verlangt die Fremdheizung eines Heißleiters einen zusätzlichen Aufwand, z. B. in Form eines besonderen Verstärkers, für die Heizenergie.

Die Heißleiter eignen sich zwar dazu, einen weiten Regelbereich zu erzielen. Ihre - Regelempfindlichkeit ist jedoch aus physikalischen Gründen recht gering.

Um ihre günstigen Eigenschaften trotzdem anwenden zu können, werden sie bekanntlich in Brückenanordnungen eingebaut. Kleine Änderungen des Heißleiterwiderstandes äußern sich dann in großen Verschiebungen des Brückengleichgewichts, so daß sich damit eine hohe Regelempfindlichkeit erzielen läßt. Auf diese Weise wird ,z. B. nach der deutschen Patentschrift 613 855 ein empfindliches variables Dämpfungsglied realisiert. Dieses Dämpfungsglied liegt als Brücke, durch die der Grad der Signalübertragung an das Gitter der folgenden Röhre mit Hilfe eines durch die zusätzlich verstärkte Pilotfrequenz geheizten Heißleiters geregelt wird, im Eingangskreis des Verstärkers.

Als weiteres Beispiel seien Verstärker erwähnt, bei denen ein Heißleiter über einen amplitudengesteuerten Oszillator geheizt wird (deutsche Patentschrift 743 025). Derartige Schaltungen werden bei der Hintereinanderschaltung mehrerer geregelter Verstärker verwendet, da sie geeignet sind, das Überschwingen der Verstärker infolge Addition der Einzelyorgänge gering zu halten. Der Aufwand ist jedoch bereits für die zusätzliche Regeleinrichtung recht beträchtlich und in vielen Fällen nicht tragbar.

Der Erfindung lag die Aufgabe zugrunde, einen einstufigen Verstärker mit Regelung des Verstärkungsgrades zu schaffen, der sowohl einen weiten Regel- umfang als auch eine hohe Regelempfindlichkeit bis zu sehr' kleinen Eingangsspannungen besitzt, wobei gleichzeitig der Klirrgrad in engen Grenzen bleibt. Für die Regelung soll dabei kein zusätzlicher Energiebedarf erforderlich sein. Außerdem soll die besonders ,bei sehr kleinen Eingangsspannungen ungünstige Spannungsteilung vermieden werden, wie sie bei zahlreichen Verstärkeranordnungen, z. B. zum Zwecke der Volumeneinstellung, verwendet wird.

Die Verbesserung gegenüber bekannten Schaltungen. ist dadurch erreicht, daß in Reihe zum Steuergitter die Primärwicklung eines Differentialübertragers liegt, dessen S ekundärwicklungshälften zusammen mit einem Festwiderstand und einem Heißleiter eine derart im Kathodenkreis der Röhre angeordnete Brückenschaltung bilden, daß der Widerstandswert des Heißleiters einerseits eine Stromgegenkopplungskomponente im Kathodenzweig des Kathoden-Gitter-Kreises beeinflußt und daß er andererseits Größe und Vorzeichen einer dem Kathodenwechselstrom proportionalen Spannung bestimmt, die infolge mangelnden Brückengleichgewichts über den Übertrager in die Gitterzuleitung der Röhre derart eingekoppelt wird, daß der Verstärkungsgrad zusätzlich im gleichen Sinne geändert wird wie durch die Gegenkopplungskomponente im Kathodenzweig. .

Für die Regelung wird also zusätzlich eine Brückenanordnung verwendet, deren Gleichgewicht durch den Widerstand eines Heißleiters bestimmt ist, der durch den Kathodenstrom der Verstärkerröhre fremdgeheizt wird. Die Brücke ist dabei nach der Erfindung so angeordnet, daß eine dem Kathodenwechselstrom proportionale Spannung je· nach der Gleichgewichtslage als positive oder- negative Rückkopplungsspannung in den Gitterkreis der Röhre gekoppelt wird. Erfindungsgemäß sind die Brücken widerstände gleichzeitig im Kathodenzweig angeordnet und ergeben damit eine von der Größe des Eingangssignals abhängige Gegenkopplung im Kathodenkreis.

Mit dieser Anordnung, die im folgenden näher beschrieben wird, läßt sich bei relativ geringem Aufwand nicht nur wegen der positiven Rückkopplungen bei kleinen Spannungen ein großer Regelbereich erzielen, sondern auch eine steile Regelcharäkteristik infolge' der hohen Brückendämpfung. Da der 'Klirrfaktor durch eine von der Ausgangswechselspannung ab-

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hängige Gegenkopplung bekanntlich herabgesetzt wird, bleibt bei der erfindungsgemäßen Anordnung auch der Klirrgrad unterhalb des gegebenen Höchstwertes.

Die Wirkungsweise und die Vorteile des erfindungsgemäßen Verstärkers werden im folgenden an Hand eines Ausführungsbeispieles erläutert.

Fig. ί zeigt das Prinzipschaltbild eines Verstärkers gemäß der Erfindung, während

ίο Fig. 2 eine vereinfachte Darstellung zur Erläuterung der Funktion des Verstärkers wiedergibt.
. Bei dem Ausführungsbeispiel ist an einen Verstärker für ein Trägerfrequenzsystem für kurze Entfernungen (Netzgruppensystem) gedacht, bei dem der Träger und beide Seitenbänder übertragen werden.

Das Eingangssignal U₁ wird über den Kopplungskondensator C₁ dem Gitter der Röhre V zugeführt und an der Sekundärwicklung des Übertragers Tr₁ als verstärkte Spannung U₂ abgenommen.

ao Von einer dritten Wicklung des Ausgangsübertragers Tr₁ wird eine Regelspannung abgenommen, gleichgerichtet und zur Steuerung des Gitterpotentials verwendet. Insoweit entspricht die Schaltung dem Prinzip nach Bekanntem. Die Steuerung des Gitterpotentials erfolgt wie üblich so, daß die Gittervorspannung herabgesetzt wird, wenn die Ausgangsspannung ihren Sollwert übersteigt. Damit sinkt auch der Anodengleichstrom.

Mit dem Anodengleichstrom wird nun der Heißleiter-R₁ mittels seines Heizers H fremdgeheizt. Der Heißleiter ist so angeordnet, daß sein Widerstand sowohl die Stromrückkopplung eines Zweiges des Kathodenkreises als auch die in den Gitterkreis zusätzlich eingekoppelte Stromrückkopplung beeinflußt.

Es liegen also zwei Stromrückkopplungskomponenten vor, von denen die erstgenannte immer negativ ist, während die zweite sowohl positiv als auch negativ sein kann.

Zu diesem'Zweck ist der Heißleiter R₁ Bestandteil einer Brückenschaltung, die von ihm, einem festen Widerstand A₂ und von beiden sekundären Wicklungshälften w ι und w 2 des Differentialübertragers Tr₂ , gebildet wird. Die Primärwicklung w^ des Differentialübertragers liegt in Reihe zwischen Kondensator C₁ und dem Steuergitter. Der in Reihe mit R₁ liegende Blockkondensator C₂ verhindert, daß der Heißleiter R₁ gleichstrommäßig belastet wird. Der Brückenwiderstand R₂ wird zweckmäßig aus der Reihenschaltung eines Widerstandes mit dem Heizer H des Heißleiters gebildet.

Man erkennt, daß die beiden zwischen Punkt ι und Erde befindlichen Brückenzweige zwischen Kathode und Erde liegen und somit die negative Stromrückkopplungskomponente im Kathodenkreis bestimmen.

Im Ruhezustand, d.h. wenn kein Eingangssignal vorhanden ist, wird der Heißleiter voll geheizt und hat damit seinen niedrigsten Widerstandswert. Der dabei fließende Kathodenstrom ist unter anderem durch die negative Gittervorspannung bestimmt.

Diese ist durch die Potentialdifferenz zwischen Kathode (identisch mit Punkt i) und Punkt 2 gegeben. Die Bemessung des Spannungsteilers R₃ und R₄ zwischen dem positiven Pol der Speisespannungsquelle und Erde erfolgt so, daß Punkt 2 ein etwas niedrigeres positives Potential besitzt als Punkt 1, also Kathode.

Die in den Gitterkreis transformierte Stromrückkopplungskomponente (U₄) ist so gepolt, daß sie im geschilderten Ruhezustand (R₁ klein) positiv ist, und ist so bemessen, daß sie größer ist als die geringe negative Komponente, die vom Kathodenzweig stammt.

Trifft nun ein Eingangssignal ein, so ändert sich vermöge der vom Ausgangsübertrager abgegriffenen und dem Gitter zugeführten Regelspannung der Anodenstrom. Damit ändert sich die Heizung und der Widerstandswert des Heißleiters R₁. Mit Zu- und Abnehmen seines Widerstandswertes steigt und sinkt die im Kathodenzweig erzeugte Stromgegenkopplungskomponente.

Gleichzeitig bewirkt die Änderung der Verstimmung der Brücke eine Änderung der in den Gitterkreis transformierten Rückkopplungskomponente U₄ nach Größe und Vorzeichen. Bei kleinem Eingangs- und damit Ausgangssignal ist U₁ positiv und übersteigt die vom' Kathodenzweig stammende negative Komponente. Mit wachsender Eingangsspannung wird U₄ kleiner, verschwindet bei Brückengleichgewicht ganz, um schließlich als negative Rückkopplung wieder anzuwachsen, die sich nun zu der ebenfalls wachsenden negativen Komponente des Kathodenzweiges addiert.

Es sei nun noch auf weitere Einzelheiten der Schaltung eingegangen. Die von der dritten Wicklung des Übertragers Tr₁ abgenommene Regelspannung wird vom Richtleiter Gl₁ gleichgerichtet und erzeugt über der Widerstands-Kondensator-Kombination R₅ C₃ eine Gleichspannung Ur, die der Ausgangsspannung U₂ etwa proportional ist. Die Zeitkonstante von R₆C₃ ist so klein bemessen, daß die dem Träger anhaftende Modulation keinen Gleichspannungsbeitrag liefert. Die über A₆C₃ stehende Spannung ist daher wellig. Durch das Siebglied -R₆C₄ wird diese Welligkeit linear ausgemittelt.

Zwischen dem positiven Pol der Speisespannungsquelle und Kathode liegt ein Spannungsteiler R₁, R_s. Über R_s steht daher eine Spannung Ug, die, wie die Zeichnung zeigt, in bezug auf die Regelspannung Us entgegengesetzte Polarität hat. Diese beiden Spannungen liegen in Reihe zwischen Kathode und Punkt 3 und ergeben, einander überlagert, eine Differenzspannung UgK für die Gitter-Kathoden-Strecke, die dem Gitter über den Widerstand R₉ zugeführt wird und den Anoden- bzw. Kathodenstrom steuert. (Statt des punktiert eingezeichneten Gleichrichters GZ₃ ist vorerst ein Kurzschluß zu denken, und der ebenfalls punktiert gezeichnete Kondensator ist samt seiner Verbindung wegzudenken.)

Diese Spannung Ug κ bestimmt das Potential des Gitters, sofern sie die normale negative Gittervorspannung übersteigt. Nimmt nun der Punkt 3 positives Potential an (z. B. bei fehlendem Eingangssignal), so würde dem Gitter ein positives Potential aufgedrückt werden, was Gitterstrom zur Folge hätte. Um dies zu vermeiden, ist der . Gleichrichter Gl₂ vorgesehen. Über ihn kann der von der Gegenspannung Uq über die Widerstände R₆ und R₅ getriebene Strom nach dem Punkt 2, der positives Potential hat, abfließen. Der Gleichrichter Gl₂ ist von dem relativ hohen Wider-

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stand i?₁₀ überbrückt, damit die negative Vorspannung ans Gitter gelangen kann.

Die Rohre besitzt keine gleitende, sondern eine feste Schirmgitterspannung, die am Spannungsteiler R₁₁, R₁₂ abgenommen wird. Hierdurch ist in bekannter Weise erreicht, daß die Gleichstromsteilheit erhalten bleibt. R₁₂ ist zur Siebung durch Kondensator C₅ überbrückt.

Zur Stabilisierung des Arbeitspunktes bei fehlendem

ίο Eingangssignal ist in an sich bekannter Weise eine Gleichstromgegenkopplung (Widerstände; R₂, R₃, i?₄) vorgesehen.

Es soll nun noch die Funktion der bis jetzt unbeachtet gebliebenen Schaltelemente Gl₃ und C₆ (punktiert eingezeichnet) beschrieben werden. Wenn das Eingangssignal plötzlich wegfällt (was durch kurzzeitige Störungen eintreten kann oder auch dann, wenn Signale durch Trägeraustastung gegeben werden), so würde der Verstärker sehr schnell seine höchste Verstärkung annehmen. Es kann wünschenswert sein, diese Erscheinung zu beseitigen. Zu diesem Zweck kann der Gleichrichter Gl₃ und ein großer Kondensator C₆ vorgesehen sein. Gl₃ bildet entsprechend seiner Polung praktisch einen Kurzschluß, wenn die Kondensatoren C₄ und C₆ von einem negativen, bei Punkt 3 stehenden Potential aufgeladen werden. Fällt nun das Eingangssignal und damit Ur plötzlich weg, so bleibt die Differenzspannung Uqk trotzdem noch eine Zeitlang erhalten, da sich der Kondensator C₆ nur über den hohen Widerstand A₁₀ entladen kann. Die Entladerichtung über die Widerstände R₅, R₆ ist durch den Gleichrichter Gl₃ gesperrt. Maßgebend für die Dauer des Entladungsvorganges ist also im wesentlichen die Zeitkonstante des Gliedes C₆, R₁₀. . Obwohl nunmehr der Gleichrichter Gl₃ als Nebenwirkung bereits weitgehend verhindert, daß dem Gitter der Röhre bei Fehlen von Ur ein positives Potential aufgedrückt wird, kann es dennoch zweckmäßig sein, den Gleichrichter Gl₂ beizubehalten, da ja der Gleichrichter Gl₃ nicht ideal sperrt.

Als Vorteil des erfindungsgemäßen Verstärkers ist neben dem geringen Aufwand vor allem zu erwähnen, daß keine Teilung der Eingangsspannung vorgenommen wird. Wichtig ist weiter, daß Mit- und Gegenkopplung möglich ist. Dadurch wird der Klirrfaktor weitgehend unabhängig vom Arbeitspunkt der Röhre, die damit auch — im üblichen Sinne — ungünstig ausgesteuert werden kann. Ist nämlich die Ausgangswechselspannung zu groß, so wird die Ver-Stärkung nach kleinen Werten hin geregelt, und es fließt ein kleiner Anodenstrom. Dies ist bekanntlich mit einem Anwachsen des Klirrfaktors verbunden. Da indessen die Herunterregelung durch Erhöhung der Gegenkopplung erfolgt, wird der Klirrfaktor dadurch wieder herabgesetzt. Große Verstärkung dagegen wird durch Mitkopplung erzielt. Es liegt also nicht nur überhaupt ein großer Regelbereich vor, sondern er wird, wie erwünscht, mit annähernd konstantem Klirrfaktor 'durchfahren. Wie aus der Beschreibung des Ausführungsbeispiels ferner hervorgeht, werden nur Gleichrichter ohne Vorspannung verwendet. Vorteilhafterweise entfällt damit die sonst auftretende Rückstromempfindlichkeit.

An Hand der Fig. 2, die schematisch den Rückkopplungskreis der Schaltung nach Fig. 1 allein darstellt, sei nun noch die durch Rückkopplung hervorgerufene Verstärkungsänderung als Funktion des Heißleiterwiderstandes R₁ berechnet. Die Bezugszeichen' der Fig. 1 sind in Fig. 2 übernommen.

I₃ ist der gesamte Kathodenwechselstrom, I₁ und /_a sind die durch die beiden Brückenzweige fließenden Teilströme. Als bezuggebende Größe für die Verstärkung μ' mit Rückkopplung I μ' = —Μ möge die

V ^U\J

Verstärkung μ ohne Rückkopplung ι μ = --^-1 dienen.

V ^U3j

Die Verstärkungsänderung infolge der Rückkopplung ist dann gegeben durch

μ'

U₃

Die Summe, der Teilwechselspannungen im Gitter-Kathoden-Kreis ist

U₁ = U^-]- U ₃ -\- U ₄ 12 ' l\₂ ,

I₁=SU₃

W₀

W₁ + W₂

J. η "' tj ' LJ ti

[W₁ + W₂ W₁

w₃ W₁R₂ — w₂ R₁

W₁ + w²

Legt man der weiteren Betrachtung einen idealen go Differentialübertrager zugrunde (unendlich große Querinduktivität), dessen Wicklung w₃ unbelastet ist, so gilt wegen des unendlich kleinen Magnetisierungsstromes

I₁-W₁=I₂-W₂. (2)

Die Spannungssumme im Brückenkreis ist

J₁ ■ R₁ + CZ₄ · -I₂-R₂=O. (3)

Ferner gilt (S = Kathodenstromsteilheit)

I₃ = S-U₃, , (4)

Z,=7_{1 +} 7_a. (5)

Aus diesen fünf Gleichungen soll -~- als Funktion

von R₁ ausgedrückt werden. Weitere Unbekannte sind U₄, J₁, J₂, J₃. Die Gleichungen (2), (4) und (5) enthalten drei Unbekannte, nämlich J₁, J₂ und J₃. Die Lösungen für J₁ und J₂ lauten:

W₁ + W₂ (6)

Setzt man die Lösungen (6) in Gleichungen (1) und (3) ein und eliminiert CZ₄, so erhält man

Gleichung (7) ist die gesuchte Funktion-— = /"(A₁).

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Wählt man W₁

w_%

so vereinfacht sich die

Gleichung (7) mit der Abkürzung

η =

W₁

in

U¹

2 2

ίο Durch Umformung erhält man

Die Gleichung (8) zeigt, wie sich die Verstärkung in diesem Falle mit R₁ ändert.

Die Erfindung wurde an Hand eines Ausführungsbeispiels erläutert. Es ist klar, daß hierin keine Begrenzung ihres Wesens und ihrer Anwendungsmöglichkeit liegt.

Claims (9)

1. PATENTANSPRÜCHE:.

   i. Einstufiger Verstärker mit Regelung des Verstärkungsgrades, bei dem eine aus der Ausgangswechselspannung abgeleitete Gleichspannung das Potential des Steuergitters im Sinne einer Konstanthaltung der Ausgangsspannung beeinflußt, dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe zum Steuergitter die Primärwicklung eines Differentialübertragers (Tr₂) liegt, dessen Sekundärwicklungshälften zusammen mit einem Festwiderstand (R₂) und einem Heißleiter (R₁), der vom Kathodenstrom der Röhre fremdgeheizt wird, eine derart im Kathodenkreis der Röhre angeordnete Brückenschaltung bilden, daß der Widerstandswert des Heißleiters einerseits eine Stromgegenkopplungskomponente im Kathodenzweig des Gitter-Kathoden-Kreises beeinflußt und daß er andererseits Größe und Vorzeichen einer dem Kathodenwechselstrom proportionalen Spannung (L^r ₄) bestimmt, die infolge mangelnden Brückengleichgewichts über den Übertrager in die Gitterzuleitung derart eingekoppelt wird, daß der Verstärkungsgrad zusätzlich im gleichen Sinne geändert wird, wie durch die Gegenkupplungskomponente im Kathodenzweig.
2. 2.. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein indirekt geheizter Heißleiter (R₁) verwendet ist, dessen Heizer (H) in Reihe mit dem Festwiderstand liegt und mit ihm zusammen den einen Brückenwiderstand (R₂) bildet.
3. 3. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die der Beeinflussung des Gitterpotentials dienende Gleichspannung als Differenzspannung (UQκ) aus der Gegeneinanderschaltung einer aus der Ausgangswechselspannung gewonnenen Regelgleichspannung (U _R) und einer Gegenspannung (Ua) resultiert.
4. 4. Verstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelspannung (U _R) einer Wicklung des Ausgangsübertragers entnommen wird und nach Gleichrichtung über der Parallelschaltung eines Widerstandes (R₆) und eines Kon- ' densators (C₃) auftritt, deren Zeitkonstante so klein ist, daß der Ausgangswechselspannung überlagerte Modulationsspannungen keinen nennenswerten Gleichspannungsbeitrag liefern.
5. 5. Verstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein Siebglied (R₉, C₄) vorgesehen ist, durch das die durch Modulation der Ausgangswechselspannung entstandene Welligkeit der gleichgerichteten Regelspannung linear gemittelt wird.
6. 6. Verstärker nach Anspruch 3 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Gegenspannung an einem Widerstand (R₈) eines zwischen dem positiven Pol der Speisespannungsquelle und der Kathode der Röhre liegenden Spannungsteilers (A₇, A₈) liegt.
7. 7. Verstärker nach Anspruch 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß am Steuergitter eine negative Ruhevorspannung liegt, daß die Differenzspannung (Uza) dem Gitter über einen Gitterableitwiderstand (Rg) zugeführt wird und daß durch einen mit einem Punkt (2) positiven Potentials verbundenen Gleichrichter (Gl₂) gewährleistet ist, daß eine Differenzspannung, die mit positivem Potential ans Gitter der Röhre gelangen würde, zum genannten Punkt positiven Potentials hin kurzgeschlossen wird.
8. 8. Verstärker nach Anspruch 3 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß durch die Differenzspannung (U α κ) ein Kondensator (C₆) aufgeladen wird und daß durch einen Gleichrichter (Gl₃) Sorge getragen ist, daß sich der Kondensator nur über einen hohen Widerstand (R₁₀) entladen kann mit einer Zeitkonstanten, die durch Bemessung des Kondensators und des Widerstandes in gewünschter Weise wählbar ist.
9. 9. Verstärker nach Anspruch 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß in an sich bekannter Weise eine Gleichstromgegenkopplung vorgesehen ist.

   Angezogene Druckschriften:

   Deutsche Patentschriften Nr. 743025, 613352; schweizerische Patentschrift Nr. 158 395.

   Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

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