DE2822037C2 - Schaltungsanordnung zur Regelung des Arbeitspunktes bei einem Gegentakt-B-Verstärker - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Als Vor- und/oder Leistungsverstärker werden sehr häufig sogenannte Gegentaktverstärker verwendet. Diese Gegentaktverstärker arbeiten herkömmlich mit zwei gleichartigen Transistoren, deren Basiskreis eine Induktivität enthält, deren Mitte wechselstrommäßig auf ein bestimmtes Bezugspotential gelegt ist, wobei die Basen der beiden Transistoren an die Spulenenden angeschlossen sind. Entsprechsnd is; 4er gemeinsame Kollektorkreis der Transistoren geschaltet, d. h. die Kollektoren sind an eine zweite Induktivität angeschlossen, deren Mitte auf einem bestimmten Potential liegt. Die beiden Transistoren arbeiten dabei in entgegengesetzter Phase, also im Gegentakt. Bei modernen Gegentaktverstärkern sind die Induktivitäten, welche für die Amplitudenwandlung und Phasenänderung benötigt werden, in der Regel durch äquivalente Transistorschaltungen ersetzt. Eine Gegentakt-Verstärkerstufe ist besonders klirrfaktorenarm, was darauf zurückzuführen ist, daß der Kollektorwechselstrom jedes einzelnen Transistors symmetrisch um den Kollektorruhestrom pendelt und einer momentanen Kollektorstromzunahme in dem einen Transistor eine Abnahme in dem anderen entspricht. Infolge dieser Betriebsweise werden bei gleichen Transistordaten die geradzahligen Oberwellen kompensiert.

Die Gegentakt-A-Stufe verbraucht indessen einen hohen Ruhestrom, weil sie auch dann eine Leistung aufnimmt, wenn keine Eingangswechselspannung anliegt. Bei richtiger Einstellung des Arbeitspunktes auf die Mitte des aussteuerbaren Bereichs bleibt der Strom der Gegentakt-A-Stufe bei jeder Aussteuerung gegen· über dem Ruhefall unverändert. Man kann also, sofern die Betriebsspannung konstant bleibt, eindeutig aussagen, daß die aufgenommene Leistung bei beliebiger Aussteuerung gegenüber dem Ruhezustand unverändert bleibt.

Der B-Verstärker benutzt ebenfalls eine Gegentakt-

schaltung, jedoch mit dem Unterschied, daß der Kollektorstrom jedes einzelnen Transistors nicht wie bei der Gegemakt-A-Schajtung um einen mittleren Ruhestrom pendelt, sondern der Transistor vom sogenannten unteren Knick der Kennlinie aus durchgesteuert wird. Der Arbeitspunkt wird beim B-Betrieb im Ic i/c/^Kennlinienfeld etwa auf die Spannungsachse gelegt, und zwar leicht oberhalb dieser Achse, Im Ruhezustand sind daher die Ruheströmung angenähert gleich NuIL Da bei dem B-Verstärker die Grundlast durch den bei dem A-Verstärker vorhandenen mittleren Ruhestrom fehlt, ist hier die Verlustleistung bei gleich großer abgegebener Wechselstromleistung erheblich geringer. Dieser Vorteil wird allerdings mit den im allgemeinen größeren Verzerrungen des B-Verstärkers, vorwiegend im Bereich kleiner Aussteuerungen, erkauft.

Besonders wichtig ist es, einen B-Verstärker so zu betreiben, daß die Stromübernahme von einem Transistor stetig und ohne die Erzeugung einer besonderen Art von Verzerrungen geschieht. Wäre der Ruhestrom im N'ulldurchgang des Eingangssignais Null, so könnte diese Stromübernahme nicht Lckenlos erfolgen, weil die Transistoren dann weniger als eine Halbperiode lang leiten würden. Dieser Effekt ist durch die Eigenschaft der Transistoren bedingt, erst von einem bestimmten Schwellwert des Kollektor-Emitter-Stroms an das Eingangssignal auf der Ausgangsseite in verstärkter oder anderer Form wiederzugeben. Genau genommen befindet sich der Schwellwert in der Basis-Emitter-Strecke eines Transistors, die wegen ihrer Eingangscharakteristik auch Basis-Emitter-Diode genannt wird. Weil sich diese Basis-Emitter-Strecke wie eine Diode verhält, ist der Basis-Emitter-Strom nicht der angelegten Spannung proportional, sondern setzt erst bei einigen Zehntel Volt ein, um dann allerdings überproportional anzusteigen. Da Basisstrom und Kollektorstrom durch einen einigermaßen konstanten Faktor, nämlich den Stromverstärkungsfaktor, miteinander verbunden sind, kann erst beim Einsatz des Basisstroms auch der Kollektorstrom fließen. Die Verzerrungen und damit der Klirrfaktor steigen bei dem B-Verstärker jedenfalls mit sinkender Signal?pannung, so daß es sehr wichtig ist, die Stromübernahme-Verzerrungen bei kleinem Pegel zu vermeiden.

Es ist bereits bekannt, die Stromübernahme-Verzerrungen mittels einer geringen Emittervorspannung zu erzielen, die den Arbeitspunkt des Transistors etwas in das Α-Gebiet verschiebt, also durch A-B-Betrieb. Bei Germanium-Transistoren beträgt die erforderliche Vorspannung 0,1 bis 0,2 Volt, während er bei Silizium-Transistoren etwa bei 0,6 bis 1 Volt liegt. Diese Vorspannung stellt man meistens mit ohmschen Widerständen her, wodurch die dem Transistor zugeführte Leistung etwas vermindert wird (SHEA, Transistortechnik, 3. Auflage, 1971, Seiten 127 - 129).

Eine andere Methode, den für eine ordnungsgemäße Stromübernahme erforderlichen Ruhestrom einzustellen, besteht darin, einen Regeltransistor vorzusehen, dessen Kollektor mit der Basis des einen Transistors des Gegentaktverstärkers und dessen Emitter mit der Basis des anderen Transistors verbunden ist. Die Basis des Regeltransistors liegt in diesem Fall gewöhnlich an einer durch einen Spannungsteiler festgelegten Spannung. Der Kollektor-Emitter-Strecke des Regeltransistors wird dabei über Festwiderstände Strom zugeführt, und am Widerstand der Kollektor-Emitter-Strecke fällt durch den Stromfluß eint Spannung ab, die für den vorgesehenen Arbeitspunkt der Gegentakt-Transistoren sorgt. Nachteilig ist hierbei jedoch, daß der Widerstand des Spannungsteilers wegen tier Exemplarsteuerung der Verstärker-Transistoren mit der Hand eingestellt werden muß, damit der erforderliche Ruhestrom fließt. Außerdem weisen die Einstellwiderstände eine ungeschützte Leiterbahn auf, die im Laufe der Zeit zu Veränderungen dieser Widerstände führen können.

Weiterhin ist aus der US-PS 37 66 410 eine Anordnung bekannt, die zwar einen »Stromfühler« in Form der Diode 8 aufweist, bei der sich aber der an ihr entstehende Spannungsabfall nicht allein mit dem durchfließenden Strom ändert, sondern auch mit der Temperatur der Diode durch Annahme der Umgebungstemperatur und der zusätzlichen Eigenerwärmung durch die in der Diode umgesetzte Verlustleistung. Der Temperaturgang des Widerstandes der Diode arbeitet in dieser Anordnung der Stabilisierung des Ruhestroms entgegen, da sich mit zunehmender Erwärmung der an ihr vorhandene Spannungsabfall vermodert, der Regeltransistor in Sperrichtung gesteuert w:rd, seine Kollektor-Emitter-Spannung steigt und die Endtransistoren somit mehr geöffnet werden.

Die nach der US-PS geschützte Anordnung ist außerdem nur in Verbindung mit Germanium-Endtransistoren verwendbar. Da sich zwischen Basis und Emitter des Regeltransistors die Durchlaßspannung der Diode und der Emitter-Basis-Strecke des einen Endtransistors addiert, wäre bei Verwendung von Silizium-Endtransistoren der andere Endtransistor schon beim kleinsten Emitterstrom voll durchgesteuert und damit zur Regelung ungeeignet. Germanium-Endtransistoren kommen aber seit mindestens einem Jahrzehnt praktisch nur noch bei Kofferempfängern in Frage. Die vorliegende Erfindung ist dagegen unabhängig von Spannungsabfällen zwischen Basis und Emitter verwendbar.

Ferner sind aus der DE-OS 15 62 214 Regelschnltungen bekannt, bei denen nur einer der Endtransistoren von den als Regelverstärker arbeitenden Transistoren angesteuert wird und der Regelverstärker für einen der Endtransistoren auch die Steuerwechselspannung Hefen.

Für hochwerte Anlagen sind diese Schaltungen nicht geeignet, weil durch die Verwendung des einen Endtransistors zur Steuerung des anderen die Verzerrungen zu groß sind, zumal sich auch noch die Dioden Dl, D2 als nichtlinearer Arbeitswiderstand im Verstärkungsweg befinden. Die Gegenkopplung muß bei einer solchen Schaltung niedrig gehalten werden, denn sie führt für den einen Zweig über fünf Transistoren; davon sind vier in Emitterschaltung, wobei sich deren ungünstige Phasengänge addieren.

Schließlich ist auch noch eine Schaltungsanordnung bekannt, bei der einen im Eingangsteil befindlichen Transistor über einen Widerstand Ruhestrom zugeführt wird. An diesem Widerstand fällt die halbe Betriebsspannung ab. Bei dieser Schaltung geht es also darum, die Ausgangsruhcpannung (Offsetspannung), nicht aber den Ruhestrom der Endtransistoren zu stabilisieren.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zu schaffen, mit der es möglich ist, ■ die vorstehend erwähnten Nachteile zu beseitigen und den Ruhestrom automatisch einzustellen.

Diese Aufgabe wird gemäß dem Kennzeichen des Anspruchs 1 gelöst.

Der mit der Erfindung erzielte Vorteil besteht

insbesondere darin, daß die manuelle Einstellarbeit entfällt. Außerdem wird mit der Erfindung vermieden, daß sich die eingestellten Ruheströme im Laufe der Zeit verändern, was bei der herkömmlichen Methode der Fall ist, weil die Einstellwiderstände im Vergleich zu den Festwiderständen eine geringe Langzeitstabilität aufweisen. Schließlich wird mit der Erfindung auch eine aufwendige separate Temperaturkompensation vermieden, weil der Ruhestrom unabhängig von der jeweiligen Temperatur konstant gehalten wird.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung isl in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 einen Gegentakt-B-Verstärker mit einer Schaltungsanordnung zur Regelung des Ruhestroms.

Fig. 2 eine graphische Darstellung, welche die Abhängigkeit des Ruhestroms von der Umgebungstemperatur und der Betriebsspannung zeigt.

Mit i/v ist in der F i g. I die Ausgangsspannung eines nicht dargestellten NF-Vorverstärkers bezeichnet, die gewissermaßen als Kollektor-Basis-Spannung eines Transistors 1 dient, wobei allerdings ein Kondensator 2 zwischen dem NF-Vorverstärker und der Basis des Transistors 1 liegt, der eine gleichstrommäßigc Entkopplung bewirkt. Eine hauptsächliche Aufgabe des Transistors I besteht darin, einen für den NF-Vorverstärker hochohniigen Abschlußwiderstand zu bilden. Der Arbeitspunkt des Transistors I wird mittels eines Widerstandes 3 eingestellt, der zusammen mit den Widerständen 4 und 5 einen Spannungsteiler bildet, der an der Versorgungsspannung (/fliegt.

An die Vcrbindungslcitiing zwischen den Widerständen 4 und 5 ist ein Sieb-Kondensator 6 für die Basisspannung des Transistors I angeschlossen, der an Masse liegt.

Die Verstärkung des Transistors 1 ist sehr gering, da er mit Hilfe des Widerstandes 7,des Kondensators 8 und des Widerstandes 9 gegcngckoppclt ist. Die Gegenkopplungsspannung wird dabei vom Ausgang des B-Verstärkers genommen, an dem beispielsweise ein Lautsprecher 10 mit einem Auskoppel-Kondensator 11 liegt.

Parallel zu der Lautsprecher-Kondensator-Anordnung ist eine Hälfte einer Boucherot-Brücke vorgesehen, die aus einem Kondensator 12 und einem Widerstand 13 besteht. Die Gegenkopplungsspannung wird also, wie bereits erwähnt, am Kondensator 11 abgegriffen und auf den Transistor 1 zurückgeführt. Dieser Transistor 1 kann zusammen mit anderen Bauelementen zum Schwingen neigen, weshalb ein Kondensator 14 vorgesehen ist, der diese Schwingneigungen unterdrückt.

Von dem Kollektor des Transistors 1 führt eine Verbindung auf die Basis eines A-Treiber-Transistors 15, dessen Kollektor über einen Kondensator 16 mit der Basis verbunden ist. Dieser Kondensator 16 dient ebenfalls zur Unterdrückung von Schwingungserregungen. Von dem Kollektor des A-Treiber-Transistors 15 führt über den Widerstand 21 eine Verbindung auf die Basis eines B-Treiber-Transistors 17, der Teil einer Komplementärstufe ist. Der zweite Transistor der B-Treiber-Stufe ist mit 18 bezeichnet, wobei der Emitter dieses Transistors 18, der von einem anderen Leitungstyp ist als der Transistor 17. über die Parallelschaltung eines Widerstandes 19 und eines Kondensators 20 mit dem Emitter des Transistors 17 verbunden ist.

Parallel zu den Basisanschlüssen der Transistoren 17, 18 isl die Emiuer-Kollektor-Strecke eines Regeltransistors 22 geschaltet, dessen Basis Ober einen Widerstani 23 mit der Basis des Transistors 17 verbunden isl Außerdem liegt die Basis des Regeltransistors 22 aucl noch an dem Kollektor eines Transistors 24, auf dessei Funktion später noch näher eingegangen werden soll.

Parallel zur Kollektor-Emitter-Strecke des Transi stors 22 liegt eine Begrenzungsimpedanz, die sich au einem Widerstand 25 und einem Kondensator 21 zusammensetzt. Diese Begrenzungsimpedanz bewirkt

ίο daß der Gesamtwiderstand aus Transistor 22, Wider stand 25 und Kondensator 26 gleich- und wechselstrom mäßig begrenzt wird und zwar in dem Sinne, daß dii durch den Transistor 22 hervorgerufene Hochohmigkei einen bestimmten Wert nicht überschreitet. Man könnt!

i^ri sich die Elemente 22, 25, 26 zusammen als eine Battcrii vorstellen, deren Spannung nur den Ruhestron einzustellen hat. Die Aussteuerung bewegt dabei dii Batterie insgesamt potentialmäßig gegenüber de Mittelspannung auf und ab, ohne aber die Spannung dei Batterie zu beeinflussen. Von dem Verbindungspunk zwischen Kondensator 26. Widerstand 25 und Kollektoi des Transistors 22 führt über die Widerstände 27, 21 eine Verbindung Us: diese Widerstände 27, 28 könnei als Außenwiderstände des A-Treiber-Transistors Ii

2't aufgefaßt werden. An die Verbindungsleitung /wischer den Widerständen 27, 28 ist ein Bootstrap-Kondensatoi 29 angeschlossen, der mit seinem zweiten Anschluß ar dem Auskoppelkondensator 11 liegt.

Die bereits erwähnte B-Treiber-Stufe, welche di(

»ι Transistoren 17, 18 enthält, steuert einen Gegentakt-B Endverstärker an. der die Endtransistoren 30, 31 aufweist. Hierbei ist der Emitter des Transistors 18 mi der Basis des Transistors 30 und der Emitter de; Transistors 17 mit der Basis des Transistors 31

r> verbunden. Die Transistoren 18, 30 einerseits und dit Transistoren 17, 31 andererseits bilden also eine Darlington-Schaltung, so daß die Gesamtanordnung dei vier Transistoren 18, 30; 17, 31 eine komplementärsym metrische Verstärker-Stufe darstellt. Eine derartige

4n B-Verstärker-Stufe hat den Vorteil, daß es nicht notwendig ist. die Transistoren einander anzupassen.

Der 'Kollektor des Transistors JU ist mit der Kathode einer Leistungsdiode 32 verbunden, die parallel zt einem Widerstand 33 liegt und mit ihrer Anode an derr einen Pol der Versorgungsspannung Us angeschlosser ist. Die Kathode dieser Leistungsdiode 32 liegt auch noch an einem Widerstand 34 und an der Anode einer weiteren Diode 35. wobei die Kathode der Diode 35 über einen Widerstand 36 mit dem anderen Pol der Versorgungsspannung Us verbunden ist. Eine we^;'ire Verbindung besteht zwischen der Kathode der Diode 35 und einem Widerstand 37, der mit dem Widerstand 34 und einem Kondensator 38 verbunden ist. Dieser letztgenannte Kondensator 38 liegt mit seinem einen Anschluß an der Basis und mit seinem anderen Anschluß an dem Emitter des bereits erwähnten Transistors 24.

Die für die Erfindung wesentlichen Elemente sind zum einen der Regeltransistor 22 und zum anderen die Bauelemente, weiche in dem gestrichelt umrahmten Kästchen dargestellt sind. Die Funktionsweise dieser Elemente soll deshalb im folgenden näher beschrieben werden.

Der Meßwert des zu regelnden Ruhestroms wird an dem Widerstand 33 abgenommen, der zwischen dem Kollektor des Transistors 30 und dem Plus- oder Minuspol der Betriebsspannung geschaltet ist. Wenn an diesem Widerstand 33 ein Spannungsabfall entsteht, der den Transistor 24 zum Durchlaßeinsatz bringt, öffnet

der Kollektorstrom dieses Transistors 24 den Transistor 22, der dann den Rückgang des Ruhestroms bewirkt. Am Widerstand 33 stellt sich somit eine entsprechend der Regelsteilheil konstante Spannung ein, die einem bestimmten, vom Kollektorstrombedarf abhängigen ; Punkt an der Ub-IcKennlinie des Transistors 23 entspricht. Die Regelsteilheit kann hierbei nach Messung der Spannungsänderung im Verhältnis zur Widerstandsänderung etwa mit I :300 angenommen werden. Da es sich bei der Ansteuerung des Transistors 24 überwiegend um Spannungssteuerung handelt, ist der Einfluß der nxemplarstrcuung bezüglich der Stromverstärkung auf die konstant zu haltende Spannung gering. Die Streugrenze der Eingangskennlinie im Anfangsbereich der Öffnung kann mit 10% angenommen werden. Bei einer konstanten Spannung am Widerstand 33 ist der Kollektorruhestrom des Transistors 30 folglich nur vom Wert des Widerstandes 33 bestimmt. Wenn die Spannung am Widerstand 33 mit Hilfe der Regelschaltung /.. G. düf 300 mV genauen wird und ein Ruhestrom von 25 mA vorgesehen ist. muß der Widerstand 33 einen Wert von 500/25 = 20 Ohm haben. Dieser Wert wäre im Aussteuerungsbetrieb allerdings zu hoch. Deshalb ist der Widerstand 33 mit der Diode 32 überbrückt, die den Spannungsabfall auf etwa I Volt begrenz.t. Bei der Diode 32 handelt es sich also um eine reale und keine ideale Diode, deren tatsächlicher Kennlinienverlauf ausgenutzt wird. Mit der Stabilisierung des Kollektorstroms des Transistors 30 im Ruhezustand ist aber nicht unbedingt auch eine Fixierung des Arbeitspunktes im Jo Aussteuerungsbetrieb gegeben. Ein über den Aussteucrungsb.reich unveränderter Arbeitspunkt setzt voraus, daß die an der Basis des Transistors 24 stehende Spannung von der Aussteuerung unbeeinflußt bleibt. Aus der maximalen Durchlaßspannung der Diode 32 η und der für eine schwache Öffnung des Transistors 24 benötigte Basisspannung von etwa 0.55 Volt ergibt es sich allerdings bereits, daß der Mittelwert der Spannung an dem Widerstand 33. die während der Sperrphasc nahe Null Volt und während der Durchlaßphase etwa 1 Volt beträgt, bis zur Vollaussteuerung annähernd unverändert bleibt.

Die Spannung von 0.55 Volt am Widerstand Ή im Ruhefall wird aber bei Verwendung einer geeigneten, nach dem maximalen Kollektorstrom bemessenen Siliziumdiode 32 mit zunehmender Aussteuerung auf ein Mittel von etwa 0,5 Volt verschoben. Der Transistor 24 wird dann mehr in Sperrichtung und der Transistor 22 auf öffnung gesteuert, wodurch der Arbeitspunkt auf einen kleineren Ruhestrom geregelt wird. Zur Beibehaltung des Ruhestroms bei jeder Aussteuerung legt man die Spannung am Widerstand 33 deshalb besser auf etwa 0,5 Volt fest und stockt die zur öffnung des Transistors 24 noch zusätzlich benötigte Spannung durch die Widerstände 34, 37,36 und die Diode 35 aus der Betriebsspannung Us auf. Die Diode 35 ist eine Allzweckdiode ohne besondere Anforderungen an die Spannungs- oder Strombelastbarkeit.

Die Kontrolle der Stabilität des Ruhestroms bei sinusförmiger Aussteuerung sagt an sich noch nichts über das Verhalten bei anderen Kurvenformen aus. Bei nichtsymmetrischen Formen müßte sich sogar zwangsläufig eine Verschiebung ergeben. Da sich aber am Eingang der Endverstärker bzw. in den Steuerquellen ein Koppelkondensator 2 befindet stellt sich nach einer kurzen — durch die Dauer der Ladungsverschiebung in dem Koppeikondensator 2 bedingten — Verzögerung von selbst eine Symmetrie der Aussteuerung ein, denn auf Dauer können Gleichstromanteile von Kondensatoren nicht übertragen werden.

Die Diode 35 trägt zur Stabilisierung der zusätzlichen Spannung gegenüber Betriebsspannungsschwankungen bei. AuOderdem wirkt sie zusammen mit der Diode 32 dem Temperaturgang der Eingangskennlinie des Transistors 24 entgegen. Die Widerstandsänderung der Diode 32 im Verhältnis zum Widerstand 33 ist bei 0,5 Voll in diesem Temperaturbereich gegenüber dem Widerstand 33 allerdings gering. Da die Diode 35 nur eine kleine Teilspannung beeinflußt, können die beiden Dioden 32,35 den Temperaturgang im Ruhezustand nur teilweise kompensieren, so daß sich, wie die Kurvendarstellung der Fig. 2 zeigt, eine mit zunehmender Temperatur leicht fallende Tendenz des Ruhestroms ergibt. Bei Aussteuerung geht der Temperatureinfluß von der Diode 32 durch die exponcntiellc Leitwertzunahme in Richtung Sättigung gegenüber dem Widerstand 33 im Mittel jedoch stärker ein. Außerdem wird die Diode 32 bei Aussteuerung gegenüber der Lufttemperatur im Gerät zusätzlich erwärmt und verliert deshalb weiter an Widerstand, was bei einer durch die Regelung festgehaltenen Spannung eine Ruhestromzunahme bedeutet. Der bei Fremderwärmung von 20 auf 70°C auftretende Ruhestromabfall von etwa 10% wird deshalb bei Eigenerwärmung des Geräteinnenraums bei Aussteuerung durch die Übertemperatur der Diode 32 in etwa wieder ausgeglichen. Die Temperaturabhängigkcit der Eingangskennlinie des Transistors 22 sowie Excmplarstcucrungcn der Stromverstärkung verändern nur die Verstärkung des Regelkreises und wirken sich deshalb bei der vorhandenen Regelsteilheit auf den Ruhestrom nur geringfügig aus.

Bei Verwendung einer Diode 32 mit zu großer Durchlaßverzögerung tritt bei einem schnellen Stromanstieg zunächst eine überhöhte Durchlaßspannung auf. Bei hauptsächlich für Netzanwendung vorgesehenen Dioden kommt es deshalb bei Aussteuerung ab etwa I kHz zu einer Zunahme der mittleren Durchlaßspannung und damit zum Absinken des Arbeitspunktes. Wenn der Arbeitspunkt bis 20 kHz frequenzunabhängig hlpihpn «:nll H:irf Hip DurrhIiiR^or-/iSiT#»riirnT oinirm mc-*»L· nicht überschreiten. Solche Dioden gibt es für Fernsehanwendungen mit gegenüber .Strombelastbarkeit.

Der Elektrolytkondensator 38 beseitigt die Welligkeit der Basisspannung des Transistors 24 bei Aussteuerung. Die Zeitkonstante des Kondensators 38 zusammen mit der Parallelschaltung der beteiligten Widerstände sollte bei einer unteren Grenzfrequenz von 20 Hz wenigstens 0.1 sek betragen. Eine große Zeitkonstantc an dieser Stelle verzögert andererseits den Übergang vom Sperrzustand zur öffnung des Transistors 24 nach dem Einschalten des Verstärkers, was bei der vorhandenen Phasenlage gegenüber den Treibertransistoren 17, 18 den Ruhestrom zunächst unkontrolliert ansteigen läßt. Es ist deshalb erforderlich, den Ruhestrom bis zum Regeleinsatz durch entsprechende Bemessung des Widerstandes 25 auf einen unschädlichen Wert bei Erhaltung eines ausreichenden Regelspielraums zu begrenzen. Eine Vergrößerung des Kondensators 26 wirkt ebenfalls einer Ruhestromüberhöhung vor dem Regeleinsatz entgegen. Dieser Kondensator 26 wird außerdem zur Unterdrückung von Schwingneigung benötigt

Der spannungsabhängige Widerstand der Parallelschaltung von Widerstand 33 und Diode 32 bringt es mit

sieh, daß für die Aufladung einer an dieser Schaltung liegenden Kapazität eine kürzere Zeitkonstnnte eis für ihre Entladung gilt. Bei einer direkten Belastung der Schaltung mit einer größeren Kapazität würde sich deshalb die mittlere Gleichspannung bei Aussteuerung erhöhen. Der aus den Widerständen 34,37 bestehende Entkopplungswiderstand muß deshalb groß gegenüber dem Widerstand 33 sein, d. h. er sollte wenigstens das I Of ache betragen. Der Mittelwert der Regelspannung erhöht sich auch, wenn über den Widerstand 33 dem Kollektorstrom der End- oder Treibertransistoren 30, 31 bzw. 17, 18 etwa durch Belastung mit im A-Betrieb arbeitenden Transistoren oder niederohmigen .Spannungsteilern ein Dauergleichstrom fließt. Der Strom über den Widerstand 26 ist bei der vorgeschlagenen Bemessung so klein, daß er hierbei noch ohne störende Wirkung ist. Eine Überbrückung von Emitter und Kollektor des Transistors 24 durch eine für Nf" wirksame Kapazität oder selbst durch einen hochohmigen Widerstand schadet der Funktion des Transistors als Stromquelle, die erforderlich ist. um eine Überlagerung von Wechselspannung an der Basis des Transistors 22 bei Aussteuerung zu vermeiden. Die sonst in den Emittcrzulcitungen der Findtransistoren befindlichen Widerstände, können wegen der hohen Regelgenauigkei entfallen, sofern nicht mehrere Endtransistoren parallel geschaltet sind, für die wegen einer gleichmäßigeren Lastverteilung Emitterwiederstände benötigt werden.

Das vorstehend beschriebene Ausführungsbeispiel bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung, bei welcher der Kollektorstrom des Transistors 30 der Endstufe der Parallelschaltung aus Widerstand 33 und Diode 32 zugeführt wurde. Es versteht sich indessen, daß die

to Erfindung nicht auf dieses Ausführungsbeispiel beschränkt ist, sondern daß statt des Kollektorstroms ebensogut der Eimittcrstrom verwendet werden konnte. [Is wäre auch möglich, die Erfindung /u realisieren, wenn einer diesen Strömen proportionaler Strom oder

ι¹" der Strom der vorgeschalteten Treibersuife 17, 18 verwendet würde.

In der F i g. 2 ist der Ruhestrom nicht nur als Funktion der Umgebungstemperatur, sondern auch .il. Funktion der Änderung der Betriebsspannung ΔΙ'β,-,,. dividiert durch die Nenn-Betriebsspannung l^!R_elr dargestellt. Hieraus ist zu erkennen, wieweit der Ruhestrom absinkt, wenn die Betriebsspannung durch Nei/spannungsänderung oder durch Belastung der Aussteuerung abgenommen hat.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (12)

1. Patentansprüche;

   ι. Schaltungsanordnung zur Regelung des Arbeitspunktes bei einem GegeRtakt-B-Verstärker mit Transistoren, wobei im Kollektor- oder Emitterkreis mindestens eines Transistors des Gegentakt-B-Verstärkers ein nichtlinearer Widerstand vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet, daß der nichtlineare Widerstand mit einer Regeleinrichtung ι ο verbunden ist, welche die Basen der beiden Transistoren des Gegentakt-B-Verstärkers in der Weise beaufschlagt, daß der Ruhestrom konstant bleibt und daß der nichtiineare Widerstand aus einer Parallelschaltung besteht, die in einem Parallelzweig is einen Widerstand (33) mit nichtnegativem Temperaturkoeffizienten enthält
2. 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch t, dadurch gekennzeichnet, daß der nichtlineare Widerstand im Kollektor- ndtr Emitterkreis eines Transistors (30 oder31)der Endstufe liegt.
3. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der nichtlineare Widerstand im Kollektor- oder Emitterkreis eines Transistors (17 oder 18) einer Treiberstufe liegt.
4. 4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der nichtlineare Widerstand aus einem ohmschen Widerstand (33) und einer hierzu parallelgeschalteten Diode (32) besteht.
5. 5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichne*, daß im Ruhefall — bis auf den Sperrstrom der Diode (32) — nur über den Widerstand (33) des nicntlinearen Widerstands ein Strom fließt und bei AussteuerunE — d. h. wenn der Strom um das 1,5- bis 2fache des Ruhestroms ansteigt — der Strom des nichtlinearen Widerstands praktisch nur über die Diode (32) fließt.
6. 6.Schaltungsanordnung nach Anspruch !,dadurch gekennzeichnet, daß der nichtiineare Widerstand so gewählt ist, daß die an ihm anstehende Spannung bei ·*ο allen über ihn fließenden Strömen nur innerhalb eines relativ kleinen Bereichs schwankt.
7. 7. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 4 und 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Diode (32) so gewählt ist, daß die an der Parallelschaltung von Widerstand (33) und Diode (32) anstehende Spannung bei allen über die Parallelschaltung fließenden Strömen nur innerhalb eines relativ kleinen Bereichs,

   z. B. von 0 Volt bis 1 Volt, schwankt.
8. 8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4 und 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstand (33) so dimensioniert ist, daß die an ihm abfallende Spannung etwa die Hälfte der beim maximalen Strom am Kollektor eines Transistors (30) der Endstufe vorhandenen Durchlaßspannung der Diode ^32) beträgt.
9. 9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß Widerstand (33) und Diode (32) so diemensioniert sind, daß der Mittelwert der an ihnen abfallenden Spannung gegenüber dem Ruhezustand über den gesamten Aussteuerungsbereich unverändert bleibt.
10. tO. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Regeleinrichtung eine Parallelschaltung aus Widerstand (33) und Diode (32) aufweist, wobei diese Parallelschaltung einen Transistor (24) ansteuert, dessen Kollektor mit dem ersten Eingang der Gegentakt-B-Stufe (18, 36) und dessen Emitter mit dem zweiten Eingang einer Gegentakt-B-Stufe(17,3l) verbunden ist,
11. 11, Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Parallelschaltung des Widerstandes (33) und der Diode (32) einerseits und der Basis des Transistors (24) andererseits ein Netzwerk geschaltet ist, das einen Widerstand (34) aufweist, der zwischen der Kathode und Diode (32) und der Basis des Transistors (24) liegt und das einen Kondensator (38) enthält, der zwischen der Basis des Transistors (24) und der Anode der Diode (32) liegt, wobei von der Kathode der Diode (32) über eine weitere Diode (35) eine Verbindung auf einen Widerstand (37) führt, der einerseits mit einem mit der Versorgungsspannung (Us) verbundenen Widerstand (36) und andererseits mit der Basis des Transistors (24) verbunden ist
12. 12. Schaltungsanordnung nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der von der Aussteuerung weitgehend unabhängige SpannuRgsmittelwert von ca. 0,5 Volt, der an der Basis des Transistors (24) des Netzwerks verfügbar ist durch Integration über den Widerstand (34) und den Kondensator (38) des Netzwerks gebildet ist.