DE2831065C2

DE2831065C2 - Pegelregelschaltung

Info

Publication number: DE2831065C2
Application number: DE2831065A
Authority: DE
Inventors: Hiroyasu Yokohama Yamaguchi
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1977-07-15
Filing date: 1978-07-14
Publication date: 1983-12-15
Also published as: GB2001221A; US4234853A; DE2831065A1; GB2001221B; JPS5422512U

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Pegelregelschaltung gemäß Obergegriff des Anspruchs 1.

Es ist bekannt, beispielsweise bei Aufzeichnungsschaltungen von Tonbandgeräten automatische Pegelregelschaltungen vorzusehen, um Verzerrungen zu vermeiden, die durch Abschneiden des Eingangssignals mit plötzlich übermäßig hohem Pegel entstehen. Beispielsweise wird bei einem Tonbandaufzeichnungsgerät mit automatischer Pegelregelschaltung (ALC-Schaltung) diese so ausgelegt, daß die Verstärkung der Aufzeichnungsschaltung bei einem Eingangssignal mit niedrigem Pegel groß wird und bei einem Eingangssignal mit hohem Pegel klein wird. Die Verwendung der ALC-Schaltung ermöglicht es, die Sättigung eines Magnetbands als Folge eines unerwarteten, übermäßig großen Eingangssignals automatisch zu verhindern. Darüber hinaus ergibt sich durch die Verwendung der ALC-Schaltung der Vorteil, daß der Störabstand (S/N-Verhältnis) verbessert wird, da auf die Sättigung des Magnetbands kpine Rücksicht genummen werden muß.

Aus der DE-AS 19 52 927 ist eine Pegelregelschaltung der im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Gattung bekannt Die bekannte Pegelregelschaltung dient zur Regelung der Dämpfung einer Fernmeldeleitung. Dem als zwischen den Adern der Fernmeldeleitung angeordnete Transistorschaltung ausgebildeten Stellglied ist der Verstärker nachgeschaltet, dessen Ausgang mit dem Stromgleichrichter verbunden ist. Der Ausgangsstrom des Stromgleichrichters beeinflußt die Verstärkung derTransistorschaltung. Werden jedoch — wie bei der bekannten Schaltungsanordnung — keine besonderen Maßnahmen getroffen, um die üblicherweise Halbleiterbauelemente, wie z. B. Transistoren und Dioden, enthaltende Pegelregelschaltung bezüglich Temperatureinflüssen zu schützen, so kann sich der geregelte Ausgangspegel in unerwünschter Weise ändern, weil sich z. B. der Arbeitspunkt der Pegelregelschaltung aufgrund von Temperaturschwankungen verschiebt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Pegelregelschaltung der genannten Gattung zu schaf-

jo fen, bei der der Pegel des geregelten Ausgangssignals praktisch frei von Temperatureinflüssen ist

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Bei der erfindungsgemäßen Schaltung ist der das Stellglied beaufschlagende Steuerstrom temperaturkompensiert, so daß die Pegelregelschaltung stets in der vorgesehenen Weise unbeeinflußt von Temperaturschwankungen arbeiten kann. Die erfindungsgemäße Pegelregelschaltung eignet sich gut für die IC-Fertigung.

Vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockdiagramm des grundsätzlichen Aufbaus einer Pegelregelschaltung nach der Erfindung,

F i g. 2 eine detaillierte Schaltungssldzze der m F i g. 1 gezeigten Schaltung,

Fig.3 eine Kennlinie, die die /r-Parameter eines üblichen Bipolar-Transistors darstellt,

F i g. 4, 5 und 9 Schaltungsskizzen von bezüglich des Stromgleichrichters nach Fig.2 modifizierten Ausführungsformen,

Fig.6—8 Schaltungsskizzen von bezüglich der Stromsenke nach F i g. 2 modifizierten Ausführungsformen,

Fig. 10 eine detaillierte Schaltungsskizze der in Fig. 1 prinzipiell aufgebauten Schaltung gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 11 —16 bezüglich der in Fig.2 dargestellten, in der Sp^nnungsübertragung gesteuerten Schaltung modifizierte Ausführungsformen,

Fig. 17—20 modifizierte Ausführungsformen der in Fig. 10 gezeigten in der Spannungsübertragung geänderten Schaltung und

Fig.21—24 Schaltungsskizzen der Konstantstromquellen 26 gemäß den Fig.2, 6 ucd 10 bzw. der VorstromqueHen 28 gemäß den F i g. 12,18 bis 20.

Bei der Darstellung bevorzugter Ausführungsformen in den Fig. 1 bis 24 sind entsprechenden Teilen unterschiedlicher Ausführungsformen die gleichen oder äquivalente Bezugszeichen gegeben.

F i g. 1 zeigt in Blockform eine Grundausführung der automatischen Pegelregelschaltung (abgekürzt als ALC-Schaltung) entsprechend der Erfindung. Wie gezeigt, wird ein Eingangssignal e„ beispielsweise ein Sprachsignal, von einer Eingangssignalquelle 10 an ein als Stellglied dienendes stromgesteuertes Dämpfungsglied (Impedanzelement) 12 gelegt Das Dämpfungsverhältnis des Dämpfungsgliedes 12 wird durch einen Steuerstrom h gesteuert. Ein Signal ei vom Ausgang des Dämpfungsgliedes 12 wird von einem Verstärker 14 verstärkt und ergibt das Ausgangssignal eo- Das Dämpfungsglied 12 und der Verstärker 14 ergeben zusammen eine verstärkungsgesteuerte oder in ihrer Spannungsüb^rtragung gesteuerte Schaltung Hj. Das Signal eo wird ais automatisch pegelgeregeltes Ausgangssignal an eine externe Schaltung gelegt, z. B. an eine Aufnahmeschaltung eines Tonbandgerätes und gleichzeitig an einen Stromgleichrichter 18. Der Gleichrichter 18 richtet das Signal eo gleich und bildet es in einen Str^m l_t ab, der eine Gleichstromkomponente (DC) enthält, deren Größe der des Signals eo entspricht. Der Gleichrichter 18 wirkt als Stromquelle mit hoher innerer Impedanz. Der Strom h wird einem hier als Stromsenke 20 ausgebildeten Netzwerk mit Konstantstromcharakteristik zugeführt. Die Senke 20 hat ebenfalls Cine hohe innere Impedanz. Ein fester Gleichstrom h, der unabhängig ist von Strom /ι, wird von der Senke 20 aufgenommen und die Differenz zwischen den Strömen /ι und h wird der Steuerstrom /3. Der Gleichrichter 18 und die Senke 20 bilden zusammen eine Steuerstromquelle 22.

In F i g. 2 ist ein Schaltbild für die Ausführung nach F i g. 1 gezeigt. Gemäß der Figur wird das Signal e, an die Eingangsklemme A der verstärkungsgesteuerten Schaltung lü-, angelegt. Das an die Klemme A gelegte Eingangssignal e, wird über einen Kondensator Q, der Gleichstrom abblockt, und einen Dämpfungswiderstand R 1 an den Verstärker 14 geführt. Das vom Verstärker 14 kommende Signal eo wird über die Ausgangsklemme B an eine externe Schaltung und zusätzlich an die Eingangsklemme Cdes Ft-romgleichrichters ISi geführt. Das ander Klemme Canüegende Signal eo gelangt über den Widerstand R 22 an den Emitter eines PNP-Transistors Ql. Wenn das DC-Arbeitspotential an der Klemme B sich von dem an der Klemme C unterscheidet, wird zwischen die Klemmen B und C ein DC-Sperrköndensator eingesetzt. An den Emitter des Transistors Ql ist der invertierende Eingang eines invertierenden Verstärkers 24 angeschlossen und der Ausgang des Verstärkers 24 ist mit der Basis des Transistors Ql verbunden. Der Kollektor des Transistors Ql ist mit der Ausgangsklemme D des Gleichrichters 18j verbunden.

Der in dem Gleichrichter I81 durch den Widerstand R 2 fließende Strom /ist gegeben durch / = (eo—C₂)ZRi, wobei e-t das Signal am invertierenden Eingang des Verstärkers 24 ist Unter der Annahme, daß der Stromverstärkungsfaktor hfe des Transistors Ql genügend groß ist fließt der Strom /als Strom Z₁ aus der Klemme D, solange das Signal C₀ ein liöheres Potential hat als das Signal e*. Umgekehrt ist wenn das Potential des Signals so niedriger ist als das des Signals ei, die Basis-Emitterstrecke des Transistors 0 1 invers vorgespannt, so daß der Transistor Q1 abgeschaltet ist und der Strom I_x praktisch Null wird. Da die Basis-Emitterstrecke des Transistors Q1 in die Rückkopplungsschleffe des Verstärkers 24 eingeschaltet ist. wird eine durch Tempera^vuränderungen hervorgerufene Änderung der Potentialdifferenz zwischen Basis und Emitter des Transistors Ql (Schwellspannung) infolge der Rückkopplungswirkung unterdrückt Daher ändert sich der Strom Λ nicht abhängig von der Temperatur, wenn die Verstärkung des Verstärkers 24 viel größer als 1 ist Obwohl der Temperaturkoeffizient des Widerstandes RI nicht Null ist, ist es möglich, eine Temperaturkompensation des Stromes U zu erreichen, wenn die Temperaturabhängigkeit des Stromes I₂ so ausgebildet wird, daß sie den Temperaturkoeffizienten des Widerstandes R 2 aufhebt. Da der Strom /1 vom Kollektor des Transistors Ql kommt, ist die innere Impedanz des Gleichrichters I81 von der Klemme D her ge;ehen

•«ο extrem hoch. Der Gleichrichter ISi ist eine Stromquelle mit Halbwellengleichrichtung, die einen Strom /1 abhängig vom Signal eo liefert

Wenn bei einem (nicht dargestellten) Ausführungsbeispiel ein AC-Potential am nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers 24 Null-Potential hat {z. B, wenn der nicht-invertierende Eingang auf Masse liegt), kann der invertierende Eingang des Verstärkers 24 als ein scheinbarer Massepunkt angesehen werden. Dementsprechend ist das Signal C₂ praktisch Null während der Halbwelle, in der der Transistor Q1 in Vorwärtsrichtung vorgespannt in und so ist der Strom /' gegeben durch eo/R 2.

Der der Klemme D entnommene Strom Λ wird in die Eingai-gsklemme Eder Senke 2Oi und die Steuerstromeingangsklemme Fder Schaltung lfii eingespeist In der Senke 2Oi wird an liie Klemme E der Kollektor eines NPN-Transistors mit Mehrfachemitter Q 2 angeschlossen, dessen Emitter über einen Widerstand R 3 an Masse angeschlossen sind. Zwischen die Basis des Transistors Q 2 und den Masseanschluß ist ein als Diode geschalteter NPN=Transistor Q 3 gelegt. Zwischen die Basis des Transistors Q 2 und eine positive Spa:?nungsquelle + Vice ist als Vorstromversorgung eine Konstantstromquelle 26 geschaltet. Der Transistor Q 2 ist vorgespannt durch den Vorwärtsspannungsabfall (Schwellspannung) an der Basis-Emitterstrecke des Transistors Q 3 und die Größe des Stromes h oder des Kollektorstromes des Transistors Q 2 kann mit Hilfe des

Widerstandes Λ 3 leicht eingestellt werden. Zwischen dem Strom /2 und dem Widerstand R 3 gilt folgende Beziehung:

Q h

wobei A: die Boltzmannsche Konstante, Γ die absolute Temperatur, q die Elementarladung, N das Flächenverhältnis der Emitter von Q2 und Q 3 und I₂* der Strom der Konstantstromquelle 26 sind. Demzufolge ist es möglich, eine Gesamttemperaturkompensalion des Stromes /2, der auch eine mit dem Temperaturkoeffizienten des Widerstandes R 3 variable Driftkomponente enthält, herbeizuführen, wenn die Konstantstrom- r> quelle 26 einen negativer. Temperaturkoeffizienten hat. Ferner kann die Auslegung so gewählt werden, daß sich die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q2 nicht mit der. Veränderungen der Speisespannung + Vcc ändert, da die Vorströme der Transistoren Q 2 und (?3 von der Konstantstromquelle 26 kommen. Das bedeutet, daß sich der Strom I₂ nicht ändert, selbst wenn sich die Spannung der Stromversorgung + Verändert.

Der durch die Klemme F fließende Steuerstrom /j ist 2> gleich der Differenz, die entsteht, wenn man den Strom /2 vom Strom Λ subtrahiert. Wie oben beschrieben sind die Ströme /1 und /2 bzw. die Differenz zwischen /1 und /2 temperaturkompensiert, so daß der Strom /3 sich nicht abhängig von der Temperatur ändert. Wenn die tu Temperaturkoeffizienten der Ströme Λ und h praktisch gleich sind, kann der Temperaturkoeffizient des Stromes /3, der gegeben ist durch /1-/3, praktisch zu Null gemacht werten. Der auf diese Weise temperaturkompensierte Strom /j wird über eine Diode D1 einem Anschluß eines Speicherkondensators C2 zugeführt, dessen anderer Anschluß an Masse liegt. Die Diode D 1 wird dazu verwendet, den Strom /j dem Kondensator C 2 nur dann zuzuführen, wenn I\ > I₂. Das Vorsehen der Diode D1 verhindert also, daß Ladungen des Kondensators C 2 von der Senke 2Oi abgebaut werden, wenn A < /2. und erlaubt ein Fließen des Stromes /3 nur dann, wenn l\ > h. Das bedeutet, daß die ALC-Schaltung so ausgelegt ist, daß die ALC-Funktion nicht eintritt für Eingangssignale e, mit einem Pegel innerhalb eines Bereiches, der einem Strom Λ entspricht, für den gilt Λ < I₂.

Die in dem Kondensator C 2 durch den Strom /3 gespeicherten Ladungen werden an die Basis eines PNP-Transistors <?4 angelegt. Der Kollektor des so Transistors Q 4 ist an die Stromquelle + Vcc und sein Emitter ist an die Basis eines NPN-Transistors Q 5 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors QS ist an die Emitter der als variable Impedanzelemente wirkenden Transistoren Q6 und Ql angeschlossen und der Emitter des Transistors QS ist an Masse gelegt. Der Zweck für die Darlington-Verbindung der Transistoren Q 4 und Q 5 ist die Vergrößerung des Eingangswiderstandes der Transistoren Q 4 und Q 5 durch Vergrößerung des Stromverstärkungsfaktors hfe der Transistoren Q 4 und Q 5. Daher können die Transistoren Q 4 und C? 5 durch einen einzelnen Transistor ersetzt werden, wenn ein Transistor mit einem extrem hohen hfe zur Verfugung gestellt werden kann oder wenn der Strom /3 mit genügender Größe und der Kondensator C 2 mit großer Kapazität vorgesehen werden können. Wenn die Zeitkonstante aus dem Eingangswiderstand des Transistorpaares Q 4 und QS und der Kapazität Ci. zu klein ist, arbeitet die ALC-Schaltung instabil.

Basis und Kollektor des Transistors Q 6 sind an den Eingang des Verstärkers 14 angeschlossen. Zwischen den Basisanschlüssen der Transistoren (?6 und Q 7 ist ein Widerstand /?4 vorgesehen. Die Basis des Transistors Q 7 ist an eine positive Vorspannungsquelle Vb angeschlossen. An die Basis und den Kollektor des Transistors ζ>6 ist der erbte Kollektor eines PNP-Transistors Q 8 mit Mehrfachkollektor angeschlossen. An den Kollektor des Transistors Q7 sind der zweite Kollektor und die Basis des Transistors Q 8 angeschlossen. Der Emitter des Transistors QS ist an die Spannungsquelle + Vcc angeschlossen. Der Transistor Q 8 kann ein Lateraltyp sein und arbeitet als Stromspiegel. Die Kollektorströme der Transistoren Q 6 und Q 7 werden praktisch gleich, so daß die Impedanzen (hib) zwischen den Basisanschlüssen und den Emittern der Transistoren (?6 und Q 7 praktisch gleich sind. Aus dieser Tatsache kann abgeleitet werden, daß die Basis-Emitter-Impedanz jedes der Transistoren C? 6 und C? 7 gleich 1 /2 hib ist.

Gehen wir nun davon aus, daß R 1 als die Impedanz der Serienschaltung aus dem Kondensator C1 und dem Widerstand R 1 argenommen werden kann, die interne Impedanz der Stromquelle Vb vernachlässigbar ist, die Eingangsimpedanz des Verstärkers 14 sehr viel größer ist als 1/2 hib, R4 > 1/2 hib ist und der Verstärkungsfaktor fies Verstärkers t4 gleich A ist. Die Übertragungsfunktion G^TTi ( = ee/ei)des Dämpfungsgliedes 12 bestehend aus der Impedanz R 1 und 1/2 hib läßt sich näherungsweise ausdrücken durch

j hib

Rl+1-hib

(1)

In Gleichung (1) ändert sich die Impedanz \f2hib, wenn sich die Emitterströme der Transistoren Q 6 und Q7, d.h. der Kollektorstrom U des Transistors QS ändern. Im stationären Zustand ist der Strom U praktisch proportional zu dem Strom /3 und der Strom /3 ist, wie vorher festgestellt, wenn /| > h proportional zu dem Signal eo und das Signal eo ist, proportional zu dem Signal ei. Die Übertragungsfunktion Gattu die das Dämpfungsverhältnis des Dämpfungsgliedes 12 angibt, wird klein, wenn das Signal ei groß wird.

Die Größe des Stromes /3 hat eine obere Grenze. Wie vorher beschrieben wurde gilt, /3= /| — /2 und der Strom /2 ist auf einen festen Wert festgelegt. Deshalb kann angenommen werden, daß die obere Grenze des Stromes h gleich ist der oberen Grenze des Stromes Λ. Wie ebenfalls oben beschrieben wurde, kann die obere Grenze des Stromes /1 festgelegt werden durch die obere Grenze des Signals eo und den Widerstandswert des Widerstandes R2. Das bedeutet, daß die obere Grenze des Pegels des Signals e» bzw. des Pegels der Signalbegrenzung durch die obere Grenze des Stromes /3 festgelegt wird Zum gleichen Zeitpunkt hat der h-Parameter hib jedes der Transistoren C? 6 und Q 7 seinen minimalen Wert. Wie aus der Gleichung (1) zu sehen ist hat die Übertragungsfunktion Gatt\ ihren Minimalwert, wenn das Signal es den Signalbegrenzungspegel erreicht Die ALC-Schaltung kann also so ausgelegt werden, daß, wenn das Eingangssignal e,-ansteigt das Ausgangssignal eo sich dein Signalbegrenzungspegel annähert, ihn aber nicht überschreitet
Zu beachten ist hier, daß die Basis-Emitter-Charakte-

ristik jedes der Transistoren Q 4 und Q 5 unabhängig von der Übertragungsfunktion Cirn ist. Im wesentlichen ist die Übertragungsfunktion G,\tt\ nur vom Steuerstrom /] abhängig. Da der Gleichrichter iS\ als die Quelle des Stromes /j und die Senke 20| extrem hohe interne Impedanzen haben, ist die Größe des an den Transistor Q 4 gelieferten Stromes I₁ im stationären Zustanc¹ inveränderlich, wenn die Schwellspannungen der Transistoren Q 4 und Q 5 sich ändern.

Da der Strom /j durch die Transistoren Q 4 und Q 5 beträchtlich verstärkt wird, wird die Größe des Stromes Λ in diesem Ausmaß reduziert. So kann angenommen werden, daß in der Nähe des Ausgangspunktes der ALC-Funktion die Größe der Ströme /, und I₂ annähend gleich ist. Deshalb ist der Strom /2 gegeben durcli den Ausdruck I₂ = eo/R2. Das Ausgangssignal eo ist nämlich frei von den Schwellspannungen und /i-Parametern der Transistoren (?4 und QB und dem Vorwärtsspannungsabfaü df Diode D 1.

F i g. 3 zeigt eine grafische Darstellung der h- Parameter eines gewöhnlichen bipolaren Transistors. Wie aus F i g. 3 zu ersehen ist, sind die relativen Änderungen der Λ-Parameter über einen weiten Bereich der relativen Änderung des Emitterstromes (oder Kollektorstromes) des Transistors gleichförmig. Der Parameter hib bedeutet hier die Impedanz zwischen dem Emitter und der Basis für die Basisschaltung, der Parameter hie die Impedanz zwischen der Basis und dem Emitter für die Emitterschaltung und der Parameter /i/eden Stromverstärkungsfaktor für die Emitterschaltung. Wie aus der Gleich." ng (1) und Fig.3 zu ersehen ist, kann die Einstellung des Arbeitspunktes des Dämpfungsgliedes 12, d. h.die Arbeitsbedingung der ALC-Schaltung für die Einstellung einer gewünschten Übertragungsfunktion G.4 7T1 über einen weiten Bereich des Signalpegels gleichmäßig erfolgen.

Die Fig.4 und 5 zeigen Abwandlungen des Stromgleichrichters 18. In diesen Abwandlungen ist nicht, wie in F i g. 2 gezeigt, der Verstärker 24 zum Zweck der Vorspannung der Basis des Transistors Q1 vorgesehen. Der Gleichrichter I82 in F i g. 4 zeigt den Fall, daß das Basispotential des PNP-Transistors Qi fest ist. Im Gleichrichter 18j ist eine Zenerdiode ZD mit positiven Temperaturkoeffizienten benutzt und die Stromversorgung + Vcc ist über einen Widerstand R 5 an den Verbindungspunkt zwischen der Diode ZD und dem Transistor Q1 angeschlossen. Es ist vorteilhaft, für die Zenerdiode einen solchen Typ zu wählen, dessen positiver Temperaturkoeffizient in der Lage ist, den negativen Temperaturkoeffizienten des Spannungsabfalls über der Emitter-Basisstrecke des Transistors Q1 zu neutralisieren.

Der Gleichrichter 1& in F i g. 5 benutzt als Transistor Q1 einen Feldeffekttransistor des p-Kanal-Verarmungs-Typs mit selbsttätiger Vorspannung.

Das Gate dieses Transistors Q1 wird durch den Spannungsabfall über einen Widerstand R Ib vorgespannt. Es sei nun angenommen, daß der Widerstand eines Gatewiderstands R 6 des Transistors Q1 viel größer ist als der eines Widerstandes R 2a, und daß die Zeitkonstante aus dem Widerstand Λ 6 und dem Nebenschlußkondensator C3 genügend groß gewählt wird. In einem solchen Fall ist der Drainstrom des Transistors Q1, d. h. der Strom /1, während der Zeit, in der der Transistor Q1 leitend ist, gegeben durch

/, = (eo- C₂)Z(R 2a+R 2b).
Die Übertragungskonduktanz qm des Transistors Q1 sei als genügend groß angenommen. Da das Gate des Transistors Q 1 wechselstrommäßig betrachtet über den Kondensator C3 an Masse liegt, ist während der Transistor Q 1 leitend ist. das Signal e> am Source des Transistors Q 1 fast Null. Das Potential des Signals eo sinkt und Source-Gate des Transistors Q1 wird vorgespannt durch eine Spannung, die größer oder gleich der Abschnürspannung ist. Zu diesem Zeitpunkt wird der Transistor Q 1 abgeschaltet und der Strom l\ wird Null.

Der Feldeffekttransistor hat allgemein eine Gatevorspannung, die einen besonderen Arbeitspunkt einstellt, bei dem der Temperaturkoeffizient des Drainstromei« Null ist. Dementsprechend ist der Strom Λ tcmperaturkompensiert, wenn der Widerstandswert des Widerstandes R 26 so gewählt wird, daß der Temperaturkoeffizient des Drainstromes /1 des Transistors Q\ für den Wert des Stromes /1 Null ist.

Die F i g. 6 bis 8 zeigen Schaltbilder von Abwandlungen der Senke 20. Die Senke 2J)₂ in F i g. ö benützt eine Stromspiegelschaltung für den Vorspannungsstromkreis des NPN-Transistors Q2. Wenn die Transistoren Q2 und Q3 gleiche Charaktcristika haben und die Emitterwiderstände /?3aund R 3b gleiche Widerstandswerte haben, ist der Strom I₂ praktisch gleich dem Vorstrom, der aus der Konstantstromquelle 26 fließt. Wenn die Konstantstromquelle 26 einen konstanten Strom liefert, kann die Größe des Stromes h variiert werden durch Änderung des Widerstandswertes des Widerstandes /?3a relativ zu dem des Widerstandes R 3b. Bei der Senke 2fi₂ ist der Strom I₂ temperaturkompensiert, wenn die Konstantstromquelle 26 temperaturkompensiert ist. Infolge der Konstantstromeigenschaft der Konstantstromquelle 26 ist der Strom I₂, der von der Senke 2ih aufgenommen wird, unabhängig von Spannungsschwankungen der Stromversorgung + Vcc.

Die Senke 2Qj in F i g. 7 bewirkt eine Temperaturkompensation des Stromes h. jedoch ändert sieh die Größe des Stromes I₂ abhängig von der Spannungs-

änderung der Stromversorgung + Vcc. Die Änderung des Stromes /2 entsprechend der negativen Temperaturkoeffizienten der Basis-Emitter-Spannungen des NPN-Transistors Q2 und des PNP-Transistors Q 9 wird durch einen negativen Temperaturkoeffizienten des seriengeschalteten Vorspannungsdiodenpaares D 2 aufgehoben. Das Anodenpotential der Diode D 2, die über einen Widerstand R 7 an die Stromversorgung + Vcc angeschlossen ist, ändert sich in Übereinstimmung mit der Spannung der Stromversorgung + Vcc.

so Die Änderung des Anodenpotentials dieser Diode D 2 wird mittels eines Emitterfolgers, bestehend aus dem Transistor Q 9 und einem Widerstand R 8, auf die Basis des Transistors Q 2 übertragen. Da die Spannungsverstärkung eines Emitterfolgers näherungsweise 1 ist, wird angenommen, daß die Änderung des Anodenpotentials in ihrer Originalgröße an der Basis des Transistors Q 2 erscheint.

Allgemein wird der innere Widerstand /7, der einer Änderung des Vorwärtsstroms einer einzelnen Diode zugeordnet ist, ausgedrückt durch

Π c= Δ Vf/Af F,

wobei Δ V> eine winzige Änderung des Vorwärtsspannungsfalles an der Diode bedeutet und AIf eine Änderung des Vorwärtsstromes, wenn sich die Spannung um AVf ändert. In Fig.7 teilt sich eine Spannungsänderung der Stromversorgung + Vcc auf auf den Widerstand R 7 und den inneren Widerstand 2r,·

des Diodenpaares D 2 und hat eine Änderung des Anodenpotentials zur Folge. Dementsprechend sinkt der Strom I₁, wenn die Spannung der Stromversorgung + Vcc sinkt. In dem Fall, wo der Emitterfolger, der den Transistor Q 9 einschließt, weggelassen wird und eine einzelne Diode arstelle des Diodenpaares D2 verwendet wird (entsprechend dem Beispiel von Fig. 2), wird die der Spam.ungsänderung der Stromversorgung entsprechende Änderung des Anodenpotentials auf etwa die Hälfte reduziert. Die Diode D 2 kann durch einen Thermistor mit einem geeigneten negativen Temperaturkoeffizienten ersetzt werden. In diesem Fall kann der innere Widerstand des Thermistors größer sein als der interne Widerstand r, der Diode, so daß der Emitterfolger, der den Transistor Q 9 einschließt, weggelassen werden kann.

Die Senke 20j, wie sie in F i g. 7 gezeigt ist. wird für folgende Zwecke benutzt. Angenommen die ALC-Schaltung wird in einem batteriebetriebenen Tonbandgerät benutzt und der Signalbegrenzungspegel der ALC-Schaltung ist auf einen einer neuen Batterie entsprechenden Pegel eingestellt. Unter dieser Annahme hat ein Signalbegrenzungspegel, der frei von der Batteriespannung ist, folgenden Nachteil. Eine Verschlechterung der Batterie oder ein Absinken der Spannung der Stromversorgung + Vcc haben eine Verringerung der maximalen verzerrungsfreien Ausgangsspannung der Aufnahmeschaltung zur Folge. Das Ergebnis ist, daß die ALC-Schaltung beginnt, die Aufnahmeschaltung zu begrenzen, ehe ein übermäßiger Pegel eines Tonsignals begrenzt wird und dadurch das aufgenommene Tonsignal verzerrt. Dieser Nachteil wird dadurch vermieden, daß der Signalbegrenzungspegel der ALC-Schaltung abhängig von der Stromversorgung + Vcc geändert wird. Wird die Schaltung in F i g. 2 so ausgelegt, daß der Steuerstrom /j ansteigt, wenn die Spannung der Stromversorgung + Vcc abfällt, dann sinkt die"Verstärkung der Schaltung mit gesteuerter Verstärkung 16, wenn die Spannung der Stromquelle + Vcc absinkt. Da, wie beschrieben, /3= /ι — I₂, kann die Größe des Stromes /3 geändert werden durch den Strom /1 oder durch den StrovA h- In dem Fall, daß die Senke 2O₃ eingesetzt wird, steigt der Strom /3, wenn die Spannung der Stromversorgung + Vcc reduziert wird und damit wird der Signalbegrenzungspegel herabgesetzt. Das bedeutet, daß mit einer Herabsetzung der maximalen unverzerrten Ausgangsspannung die obere Grenze des an die Aufnahmeschaltung angelegten Sprachsignalpegels reduziert wird. Dadurch kann ein durch den Rückgang der Batteriespannung bedingtes Abschneiden in der Aufnahmeschaltung automatisch vermieden werden.

Die Senke 2O₄ in F i g. 8 ist ein anderes Ausführungsbeispiel, deren Funktion ähnlich der der Senke 2Q₃ ist Der Arbeitspunkt eines N-Kanalfeldeffekttransistors vom Verarmungs- bzw. Depletiontyp ζ) 2 wird durch den Widerstand R 3 auf einen besonderen Punkt eingestellt, an dem der Temperaturkoeffizient des Drainstromes oder des Stromes I₂ Null wird. An das Gate des Transistors QI wird eine Spannung angelegt, die aus einem Spannungsteiler entnommen wird, der die Widerstände R 9 und R10 enthält und durch den die Spannung der Stromquelle + Vcc geteilt wird Wenn nun die Spannung der Spannungsquelle + Vcc sinkt sinkt auch das Gatepotential des Transistors Q2 und ebenso der Strom I₂. Wie daraus zu ersefesn ist, kann auch durch Verwendung der Senke 2fi₄ der aus dem Spannangsrückgang der Stromquelle + Vcc herrührende Abschneideeffekt automatisch verhindert werden. Für den Transistor Q2 kann auch ein Feldeffekttransistor vom Anreicherungs- bzw. Enhancement-Typ verwendet werden.

Im Gleichrichter UL, in Fig.9 ist der erzeugte Strom /1 im wesentlichen umgekehrt proportional der Spannung der Stromquelle + Vcc. Der PNP-Transistor Q\ ist über den Widerstand R 11 an seiner Basis an Masse angeschlossen. Die Basis des Transistors Q 1 ist an die Kathode einer Temperaturkompensationsdiode DZ angeschlossen, deren Anode über den Widerstand R 12 an die Stromquelle + Vcc angeschlossen ist. Die Spannungsänderung der Stromquelle + Vcc wird durch die Widerstände Λ Il und Λ 12 geteilt und an die Basis des Transistors Q ' angelegt. Wenn die Spannung der Stromquelle + Vcc absinkt, sinkt auch das Basispotential des Transistors Q 1. Demzufolge steigt der Strom /,. Wie oben beschrieben gilt /₃ = /1 - /2. so daß der Strom ;'j ansteigt und die Verstärkung der verstärkungsgesteuerten Schaltung IS absinkt, d. h., der Signaibegrenzungspegel der ALC-Schaltung sinkt.

F i g. 10 zeigt ein anderes Beispiel der Schaltung nach Fig. I. Ein größerer Unterschied zwischen den ALC-Schaltungen der F i g. 2 und 10 liegt darin, daß die Richtung der Ströme h und h umgekehrt ist. Das führt zu einem Schaltungsaufbau nach F i g. 10, der sich etwas von dem der F i g. 2 unterscheidet. Im Gleichrichter I85 ist der Transistor <? 1 ein NPN-Typ und wenn das Potential des Signals e₀ niedriger ist als das Potential des jo Signals C₂, wird der Strom h vom Transistor Q\ aufgenommen. In der Senke 2O₅ sind die Transistoren Q 2 und Q 3 vom Typ PNP, und zwischen der Basis des Transistors Q2 und dem Massepotential ist eine Konstantstromquelle 26 eingeschaltet. Der Emitter des Transistors Q 3 ist an die Stromquelle + Vcc angeschlossen und die Emitter des Transistors Q 2 sind über den Widerstand Λ3 mit der Stromquelle +Vcc verbunden. Weiterhin ist der Transistor <?4 in der verstärkungsgesteuerten Schaltung lib vom Typ PNP und sein Emitter ist an die positive Vorspannungsquelle Vb angeschlossen. Sein Kollektor ist an die Basis des Transistors <?5 angeschlossen. Die Tran&.storen Q 4 und Q 5 sind in einer invertierten Darlington-Schaltung angeordnet. Der Speicherkondensator C 2 liegt zwisehen Basis und Emitter des Transistors Q 4. Die Basis des Transistors C? 4 ist über die Diode Dl mit der Klemme F verbunden. Die Diode D1 wird gebraucht, um zu verhindern, daß in den Kondensator C 2 ein Überschußstrom fließt welcher ein Teil des von der Senke 2Q₅ gelieferten Stromes I₂ wäre, welcher, wenn /, < I₂, nicht als Strom h von dem Gleichrichter ISs aufgenommen wurde.

Die Fig. U bis 16 zeigen Abwandlungen der verstärkungsgesteuerten Schaltung IS, die in der in 55 Fig 2 gezeigten ALC-Schaltung verwendet werden können. In der Schaltung lfij ist zur Verhinderung des Rückflusses der im Speicherkondensator C2 gespeicherten Ladungen anstelle der Diode D1 ein NPN-Transistor Q10 verwendet Wenn der Strom /3 im Falle 60 I₁ > I₂ in den Anschluß F fließt, wird er durch den Transistor Q10 annähernd um den Faktor Me verstärkt und fließt dann in den Kondensator CZ Andererseits wird, wenn /, < /2, die Emitter-Basisstrecke des Transistors <?10 umgekehrt vorgespannt und damit *-. abgeschaltet, so daß die in dem Kondensator C2 gespeicherte Ladung nicht über die Klemme Fabfiießen kann. Wenn ein Transistor Q10 anstelle einer Diode D1 verwendet wird, wird der an den Kondensator C

abzugebende Strom /2 im Falle A > h verstärkt, so daß die Aufladegeschwindigkeit des Kondensators C2 r"-höht wird. Wenn, was nicht gezeigt ist, eine Diode parallel zu Basis und Emitter des Transistors Q10 geschaltet wird, können dessen Verstärkungsfaktor und damit die Aufladezeit frei gewählt werden. Das bedeutet, daß die Ansprechzeit für die Funktion der ALC-Schaltung reduziert werden kann. Die Freigabezeit in der Funktion der ALC-Schaltung zeigt bei Verwendung der Diode D 1 oder des Transistors QXQ keine besonderen Unterschiede.

In der Schaltung zur Verstärkungssteuerung IGa nach F i g. 12 sind als Elemente mit variabler Impedanz in der Gegenkopplungsschleife des Verstärkers 14 die Transistoren Q 6 und Q 7 verwendet. Das an den Anschluß A angelegte Eingangssignal e, wird über den Kondensator C1 an den nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 1Λ geführt. Der nicht invertierende Eingang ist über einen Widerstand R !3 an die Vorspannungsquelle Vb angeschlossen. Der Ausgang des Verstärkers 14 liegt am Anschluß B uriJ über einen Rückkopplungswiderstand R 14 am invertierenden Eingang. Am gleichen Eingang liegen über einen Gleichstromsperrkondensator C4 und einen Widerstand R 15, an dem die Maximalverstärkung eingestellt werden kann, die Emitter der Transistoren Q 6 und Q 7. Der Kollektor des Transistors Q 6 ist an die Stromquelle + Vcc angeschlossen und der Kollektor des Transistors Ql liegt an Masse. An die Basis bzw. den Kollektor des Transistors Q 7 sind der Erritter und der Kollektor des PNP-Transistors Q 4 angeschlossen. Zwischen der Basis des Transistors Q 4 und dem Massepotential liegt eine Vorstromquelle 28. Der Speicherkondensator C 2 liegt zwischen der Basis des Transistors Q 4 und der Stromquelle + Vcc. Zusätzlich ist die Basis des Transistors QA mit der Kathode der Diode D 1 verbunden, deren Anode am Anschluß Fliegt.

In der Schaltung 16₄ ist die Impedanz am Emitterverbindungspunkt der Transistoren Q 6 und Q 7 gegeben durch den Ausdruck 1/2 hib. wenn für die Impedanz zwischen Basis und Emitter jedes der Transistoren Q 6 und Ql die Bezeichnung hib gewählt wird. Infolge des Kondensators C2 liegt ein AC-Potential an der Basis des Transistors Q 4 auf Null-Potential. Deshalb kann, als Wechselstromschaltung betrachtet, die Basis des Transistors Q 7 als an Masse liegend angesehen werden. Wenn die Verstärkung des Verstärkers 14 ohne Rückkopplung genügend groß ist, ist die Übertragungsfunktion G.47T2 (= e»/e/) der Schaltung Ifi» gegeben durch

— 1 + '

Λ14

— hib+RlS

Daraus ist zu ersehen, daß die Übertragungsfunktion Gatt2 durch Ändern von 1/2 hib durch den Strom /3 beeinflußt werden kann. Normalerweise ist hib gegeben durch

Aus F i g. 3 ist zu ersehen, daß der Wert von hib jedes der Transistoren Q 6 und Ql den der Schaltungsauslegung zugrunde liegenden Minimalwert annimmt. Wie aus Gleichung (2) folgt, hat dabei die Übertragungsfunktion C.KTT2 ihren Maximalwert. Wenn der Pegel des Signals eo mit steigendem Signal e, ansteigt, steig' auch der Strom /3. Der von der Stromquelle 28 eingespeiste Strom ist auf einen konstanten Wert eingestellt. Daher steigt, wenn der Strom /j ansteigt, der Basisstrom des Transistors QA relativ an. Als Folge davon wird die Größe hib jedes der Transistoren Q 6 und Q 7 groß und damit die Übertragungsfunktion G,\it2 klein. Wenn der Wert des Stromes /3 den des Stromes von der Stromquelle 28 erreicht, wird der Basisstrcm des Transistors QA beinahe zu Null und die Größe hib jedes der Transistoren ζ) 6 und Ql nimmt ihren Maximalwert an. In diesem Betriebszustand hat die Übertragungsfunktion G.\tt2 den bei der Schaltungsauslegung vorgesehenen maximalen Wert und das Ausgangssignal eo entspricht dem Signalbegrenzungspegei.

Die Schaltung mit gesteuerter Verstärkung lfis in F i g. 13 benützt den Kollektorwiderstand r_c- des Transistors (?5 als Element mit variabler Impedanz. Die Kennlinie eines Bipolartransistors, die den Zusarhmenhang zwischen Kollektor-Emitter-Spannung und Kollektorstrom darstellt mit dem Basisstrom als Parameter, zeigt im allgemeinen, daß der Kollektorstrom in einem Bereich, wo die Kollektor-Emitter-Spannung extrem klein ist, keine Sättigungseigenschaft hat. In diesem nicht gesättigten Bereich ändert sich der Kollektorwiderstand r_c von einem relativ niedrigen Wert bis zu einem fast unendlichen Wert abhängig vom Basisstrom. Die Übertragungsfunktion der Schaltung üb kann durch Ersetzen des Ausdrucks \/2hib in der Gleichung (1) durch ^dargestellt werden.

Die Schaltung mit gesteuerter Verstärkung 16₆ in Fig. 14 benutzt die Größe Λ/e jedes der Transistoren Q6 unti Ql als Element mit variabler impedanz und verarbeitet ein symmetrisches Eingangssignal. Die erste Eingangskleirtme Aa ist mit der ersten Klemme einer Signalquelle 10 verbunden; die zweite Eingangsklemme Ab mit der zweiten Signalklemme. Die Klemme Aa ist über eine Reihenschaltung aus dem Kondensator CIa und dem Widerstand R la mit dem nicht invertie ^nden Eingang des Verstärkers 14 verbunden. Die Klemme Ab ist über eine Reihenschaltung aus dem Kondensator C\b und dem Widerstand R Xb mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers 14 zusammengeschaltet. Die Verbindungspunkte des Kondensators CIa und des Widerstandes Λ la sowie des Kondensators CIb und des Widerstandes Rib sind über Widerstände R 13a bzw. R 13b mit der Vorspannungsquelle Vb verbunden. Wie durch Gleichung (1) kann die Übertragungsfunktion Girni= CoIe) der Schaltung Ig₃ angenähert dargestellt werden durch

<?_ΛΠ =

2 hie

Rla+Rlb + 2hie

A.

Die Schaltung I64 arbeitet folgendermaßen. Wenn das Signal e, Null oder extrem klein ist ist der Steuerstrom /3 ebenfalls Null oder sehr klein. In diesem Betriebszustand fließt der größte Teil des Vorstroms, der aus der Stromquelle 28 kommt, in die Basis des Transistors Q Außerdem hat der Emitterstrom (oder Kollektorstrom) jedes der Transistoren Q 6 und Ql etwa den bei der Schaltungsauslegung vorgesehenen maximalen Wert.

Wenn entweder die Klemme Aa oder Ab an Masse gelegt wird, kann die Schaltung 1& als eine Schaltung für die Verarbeitung unsymmetrischer Eingangssignale angesehen werden. Weiterhin können unabhängige Eingangssignale an die Klemmen Aa und Ab angeschlossen werden. In diesem Falle mischt die Schaltung ige die verschiedenen Signale an den Klemmen Aa und Ab.

Die Schaltung mit gesteuerter Verstärkung 16? in

Fig. 15 enthält eine aus den Transistoren Q4 und Q 5 bestehende invertierte Darlington-Schaltung. Kollektor und Emitter des NPN-Transistors Q 4 sind mit der Basis bzw. dem Kollektor des PNP-Transistors Q 5 verbunden. Der Transistor ^ 5 liegt mit seinem Kollektor an Masse und mit seinem Emitter an den Emittern der Transistoren Q 6 und Q 7.

Die Wirkungsweise der Schaltung 16? ist grundsätzlich analog der der Schaltung 16j der F i g. 2.

Die Schaltung mit gesteuerter Verstärkung Ifs in F i g. 16 enthält als Elemente mit variabler Impedanz die Größe hie jedes der Transistoren Q6 und Q7 im Gefenkopplungszweig des Verstärkers 14. Der Ausgang und der (nicht) invertierende Eingang des Verstärkers t4 sind mit den Basisanschlüssen der Transistoren Q 6 bzw. Q 7 verbunden. Die Kollektoren der Transistoren Q 6 und Q 7 sind gemeinsam mit der Stromquelle + Vcc verbunden. Die Basisanschlüsse der Transistoren Q 6 und Q 7 sind über einen Widerstand R 4 verbanden. Zwischen der Basis des Transistors Q 7 und dem Masseanschluß liegt eine Reihenschaltung, bestehend aus dem Widerstand R15 und dem Kondensator C4. Ähnlich wie in Gleichung (2) ist die Übertragungsfunktion Gatt* (= e&/e;) der Schaltung 1& gegeben durch

r ι j- 2hief/R4 ...

^σ<«»^β1+—55— ⁽⁴⁾

In der Schaltung 16g hat eine Vergrößerung des Stromes /j eine Vergrößerung der Emitterströme der Transistoren Q 6 und Q 7 zur Folge. Aufgrund dieser Vergrößerung verkleinert sich der^ Ausdruck 2hie in der Gleichung (4) und damit die Übertragungsfunktion Gatt*- Obwohl eine Abnahme des Stromes U ein Ansteigen der Übertragungsfunktion Gatt* zur Folge hat, begrenzt der vorgesehene Widerstand R 4 die obere Grenze von Gatt* auf annähernd R 4/R 15.

Die Fig. 17 bis 20 zeigen Abwandlungen der Schaltung mit gesteuerter Verstärkung 16, wie sie in der ALC-Schaltung nach Fig. 10 benützt werden. Das Element mit variabler Impedanz in der Fig. 17A, Schaltung 1&, besteht aus einer Kombination der Λ-Parameter hib, der in Reihe geschalteten Transistoren Q6 und Q7. Basis und Kollektor des NPN-Transistors Q 6 sind mit der Vorspannungsquelle Vb bzw. der Stromquelle + Vcc verbunden. Die Emitter der Transistoren Q 6 und Q 7 liegen über einen Kondensator CS am Eingang des Verstärkers 14. Basis und Kollektor des Transistors Q 7 sind mit dem Emitter bzw. dem Kollektor des PN P-Transistors Q 4 verbunden. Der Kollektor des Transistors Q 7 liegt an Masse. Zwischen die Basis des Transistors Q 4 und die Stromquelle + Vcc ist ein Speicherkondensator C2 geschaltet. Die Basis des Transistors Q 4 und und der Anschluß Fsind mit der Anode bzw. Kathode der Diode D1 verbunden. Unter der Annahme, daß die Impedanz des Kondensators CS genügend klein im Vergleich zu den Λ-Parametern hib der Transistoren Q 6 und Q 7 ist, führt ein ähnlicher Weg wie bei Gleichung (1) zu der Übertragungsfunktion i (= eo/e,), die durch die Gleichung (5) gegeben ist.

j hib

^GATT5 — ■

hib

R\+jhib

2R\ + hib

A. (5)

verkleinert. Die grundsätzliche Wirkungsweise der ALC-Schaltung, die die Schaltung Jg₉ benützt, ist analog der der ALC-Schaltung, die die Schaltung lfh nach F i g. 10 verwendet

Die Fig. 17B zeigt eine Schaltung mit gesteuerter Verstärkung 16m, der der Kondensator C5 fehlt Die durch das Bezugszeichen 16sa bezeichnete Modifikation in Fig. 17B verwendet eine ein Paar NPN-Transistoren Q15 und Q16 enthaltende Stromspiegelschaltung zum

ίο Ausgleichen der Kollektorströme der beiden NPN-Transistoren Q13 und Q14. Die Basis des PNP-Transistors Q 7 ist mit dem Emitter des Transistors Q14 zusammengeschaltet Die Gleichheit der Basis-Emitter-Spannungsfälle der Transistoren Q 7 und Q14 führt dazu, daß das Emitterpotential des Transistors Q 7 praktisch gleich dem Basispotential des Tiansistors. Q14 ist. Anders ausgedrückt ist das Weglassen des Gleichstromsperrkondensators C5 deshalb zulässig, weil das Emitterpotential des Transistors Q 7 und das Potential des Eingangs des Verstärkers 14 beide annähernd V&sind.

Wird für das Verhältnis der Emitterflächen der Transistorgruppe Q13 und Q14 zu der der Gruppe Q 6 und Q 7 der Faktor K gesetzt, dann wird der Kollektorstrom des Transistors Q 5 K-fach vergrößert und fließt dann in den Kollektorkreis der Transistorgruppe Q 6 und Q 7. Eine Vergrößerung des Stromes h in der Schaltung 1&,- führt zu einer Vergrößerung des Kollektorstromes KU der Transistorkombination Q 6 und Q 7. Damit wird der Parameter hib der Transistoren

Q 6 und Q 7 verkleinert. Wie aus dem obigen

hesvorgeht, arbeitet die Schaltung 1&_Λ wie die Schaltung 1&.

Die Schaltung mit gesteuerter Verstärkung I610, die in

Fig. 18 gezeigt ist, benutzt als Element mit variabler Impedanz die Λ-Parameter hie der Transistoren Q 6 und Q7. Wie dargestellt ist die Basis des NPN-Transistors Q 6 über einen Kondensator CI mit der Klemme A verbunden. Die Basis des NPN-Transistors Q7 ist mit der Eingangsklemme des Verstärkers 14 zusammengeschaltet. Zwischen den Basisanschlüssen der Transistoren Q 6 und Q 7 liegt ein Widerstand R 4. Die Transistoren <?6 und Ql haben einen gemeinsamen Anschluß ihrer Kollektoren an die Stromquelle + Vcc und einen weiteren gemeinsamen Anschluß ihrer Emitter an den Kollektor des NPN-Transistors QS. Der Emitter des Transistors Q 5 ist an Masse gelegt und sein BasisanschluB ist mit dem Emitter des NPN-Transistors Q 4 verbunden. Kollektor und Basis des Transistors Q 4 sind mit der Stromquelle + Vcc bzw. der Anode der Diode D1 verbunden. Zwischen die Basis des Transistors Q 4 und die Stromquelle + Vcc ist eine Stromquelle 28 geschaltet. Der Kondensator C2 ist zwischen die Basis des Transistors Q 4 und den Masseanschluß gelegt. Der Eingang des Verstärkers 14 ist über den Widerstand R 13 mit der Vorspannungsquelle Vb verbunden.

Unter der Annahme, daß in der Schaltung Ifiio die Eingangsimpedanz des Verstärkers 14 ausreichend groß 1st, verglichen mit dem Widerstand R13 und R 4 > 2/i/e, führt ein ähnlicher Gedankengang wie bei Gleichung (1) zu der folgenden Annäherung für die Übertragungsfunktion Gatt» (eo/e) für die diskutierte Schaltung Ifiio

Ä13

In der Schaltung Ifiq verkleinert eine Vergrößerung des Stromes /3 den Parameter hib in der Gleichung (5) und damit wird auch die Übertragungsfunktion

2 hie+ R13

(6)

In der Schaltung I610 sinkt der Basisstrom des Transistors Q4, wenn der Strom Λ vergrößert wird, mit

dem Ergebnis, daß die Größe 2hie in Gleichung (6) ansteigt und damit die Übertragungsfunktion Gatt6 absinkt.

Anstelle des Widerstandes R 13 kann die Eingangsimpedanz des Verstärkers 14 verwendet werden.

Die Schaltung mit gesteuerter Verstärkung IfLi in F i g. 19 benutzt als Element mit variabler Impedanz die /»-Parameter hib der in den Gegenkopplungszweig des Verstärkers 14 eingeschalteten Transistoren Q 6 und Q 7. Der Ausgang und der invertierende Anschluß des to Verstärkers 14 sind über einen Widerstand Ä14 verbunden. Ober einen Kondensator C6 ist der invertierende Eingang des Verstärkers 14 mit Basis und Kollektor des NPN-Transistors <?6 verbunden. Der Emitter des Transistors Q 6 liegt zusammen mit dem Emitier des NPN-Transistors Q 7 am Kollektor des NPN-Transistors Q 5. Die Basisanschlüsse der beiden Transistoren Q6 und Ql sind über einen Widerstand R 4 verbunden. Die Basis des Transistors Q 7 ist an die Vorspannungsquelle Vb angeschlossen. Die Kollektoren der Transistoren Q6 und Ql sind an den ersten bzw. zweiten Kollektor eines PNP-Transistors mit Mehrfachkollektor Q 8 verbunden. Die Basis des Transistors Qi liegt an dem zweiten Kollektor.

Unter der Annahme, daß die Impedanz des Kondensators C6 wesentlich kleiner ist als 2hib und R 4 > 2Mb. läßt sich die Ableitung der Gleichung (2) für die Herleitung der Übertragungsfunktion der Schaltung 16,, anwenden. Die erhaltene Übertragungsfunktion ist die gleiche wie Gleichung (2).

Im Falle von Fi g. 20 werden die /»-Parameter /weder in den Gegenkopplungskreis des Verstärkers 14 eingeschalteten Transistoren QS und Ql als Element mit variabler Impedanz in der Schaltung mit gesteuerter Verstärkung 16π verwendet In dieser Schaltung ist die Klemme A über den Kondensator C1 mit der Basis des NPN-Transistors Ql verbunden. Die Basis des Transistors Q 6 liegt über den Kondensator C 6 am invertierenden Eingang des Verstärkers 14. Die Kollektoren der Transistoren (?6 und Ql sind gemeinsam an die Stromquelle + Vcc angeschlossen. Ihre Emitter sind mit dem Kollektor des NPN-Transistors C? 5 verbunden. Die Basisanschlüsse der beiden Transistoren Q6 und Ql sind über einen Widerstand R 4 verbunden.

Bei der Schaltung lfi.12 in Fig.20 sei angenommen, daß die innere Impedanz der Signalquelle 10 vernachlässigbar ist, die Impedanz der Kondensatoren C1 und C6 ausreichend klein ist im Vergleich zu 2hie. und ebenfalls R 4 > 2hie. Unter dieser Annahme wird der Gedankengang von Gleichung (2) bei der Schaltung I&2 angewandt, um die folgende Näherung der Übertragungsfunktion Gatti (= ee/ei) zu erhalten:

RU

2 hie

(7)

55

In der Schaltung !£12 nimmt der Basisstrom des Transistors Q 4 ab, wenn der Strom /3 ansteigt, so daß der Wert 2/i/e in der Gleichung (7? zunimmt und die Übertragungsfunktion Gatti umgekehrt klein gemacht wird.

Die in den Fig.21 bis 24 dargestellten Schaltungen können in den F i g. 2, 6 und 10 als Konstantstromquellen 26 oder in den Fig. 12 und 18 bis 20 als Vorstromquellen 28 eingesetzt werden. Gemäß den F i g. 21 bis 24 fließen vorgegebene Vorströme, die mit Pfeilen X bezeichnet sind Die Temperaturkoeffizienten der von den Stromquellen gelieferten Vorstrome kann zu Null gemacht werden, wie dies anhand der F i g. 2,5 und 8 beschrieben worden ist Außerdem kann der Temperaturkoeffizient entweder positiv oder negativ gewählt werden.

Wird die Schaltung so bemessen, daß sich die Große der von den Stromquellen 28 gemäß den F i g. 12,18 bis 20 gelieferten Vorströme abhängig von der Spannung der Stromquelle + Vcc ändert, dann ist die erhaltene Funktion ähnlich der bei Verwendung der Schaltungen gemäß den Fig.7 bis 9. Als Folge einer Abnahme der Spannung der Stromquelle + Vcc nimmt der von der Stromquelle 28 gelieferte Vorstrom ab, so daß auch der Basisstrom des Transistors C? 4 abnimmt Daraufhin nehmen hie bzw. hib der Transistoren <?6 und Ql zu, während die Übertragungsfunktionen Gatti, G*rri>und Gatti umgekehrt abnehmen. Das heißt der Sig*~ibegrenzungspegel der ALC-Schaltung verringert sich bei einem Spannungsabfall der Stromquelle + Vcc. Ene der einfachsten Möglichkeiten zum Herabsetzen des Vorstroms abhängig von dem Spannungsabfall besteht darin, /.B. anstelle der Stromquelle 28 in Fig. 18 liediglich einen Widerstand zu verwenden.

Falls bei dem Schaltungsaufbau nach F i g. 1 der Gleichrichter 18 den schwachen temperaturkompensierten Strom Λ in der GröBenordnung von nA bis uA stabil liefern kann, kann die Senke 20 entfallen. In diesem Fall wird der Strom Λ für sich als Strom I₁ in die verstärkungsgesteuerte Schaltung 16 eingespeist. Bei einem Entfall der Senke 20 wird der Strom h der Schaltung 16 zugeführt, solange das Ausgangssignal eo nicht den Wert Null einnimmt. Demgemäß führt die ALC-Schaltung häufig eine automatische Pegelregelung für jeden Wert des Eingangssignals e, aus.

Bei der verstärkungsgesteuerten Schaltung 16 gemäß Fig.2 oder 10 ist die ALC-Arbeitsweise selbst dann möglich, wenn die die Stromrichtung regelnde Einrichtung bzw. die Diode D1, die für eine spezielle Richtung des Stroms I- sorgt, entfällt.

Die ALC-Schaltung gemäß der Erfindung ist anwendbar für die automatische Verstärkungssteuerung (AGC) einer Hochfrequenzschaltung wie eines Funkabstimmkreises.

Die Erfindung ist außerdem bei einer verstärkungsgesteuerten Schaltung mit einer solchen Funktion anwendbar, daß bei zunehmendem Eingangssignal das Ausgangssignal abnimmt, also z. B. bei einer Dynamikdehnung. Eine solche Schaltung kann wie folgt realisiert werden. Es wird beispielsweise bei der Schaltung nach Fig. 19die Stromquelle 28 weggelassen. Die Diode D wird in ihrer Polarität umgekehrt geschaltet. Eine derartige verstärkungsgesteuerte Schaltung 16_n wird anstelle der Schaltung l£i nach Fig.2 verwendet und der Anschluß Cwird mit dein Anschluß A und nicht mit dem Anschluß B verbunden.

Bei der verstärkungsgesteuerlen Schaltung 16. gemäß den Fig.2, 10, 11, 12 und 14 bis 20 werden als variable Impedanzelemente Transistorpaare Q6 und Ql verwendet. Das Transistorpaar bewirkt eine gegenseitige Kompensation der Nichtlinearitäten Von hie bzw. hib der Transistoren, um hierdurch die Entstehung von harmonischen Verzerrungen möglichst gering zu halten. Bei sämtlichen dargestellten ALC-Schaltungen können die DC-Abblockkapazitäten Ci. C4, C5 und C6 und die Vorspannungsquellen Vb entfallen, wenn als Stromquelle der ALC-Schaltung eine positive und eine negative Stromquelle verwendet werden.

Hierzu 11 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Pegalregelschaltung mit einer in ihrer Spannungsübertragung gesteuerten Schaltung, deren Ausgangssignal m Abhängigkeit vom Eingangssignal geregelt ist und deren Stellglied ein steuerbares Impedanzelement ist, dem ein Verstärker nachgeschaltet ist, und mit einem Stromgleichrichter mit hoher innerer Impedanz, dessen Eingang mit dem Verstärkerausgang verbunden ist, und durch den ein erster, die Ansteuerung des Stellgliedes beeinflussender Strom mit einer Gleichstromkomponente fließt, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Stromgleichrichters (18) mit dem Steuereingang des Stellgliedes (12) einerseits und mit einem aktiven Netzwerk mit Konstantstromcharakteristik (20) andererseits verbunden ist, daß das Stellglied (12) mit einem Steuerstrom (Ii) beaufschlagt ist,u«r der Differenz des ersten Stromes (I\) und eines zweiten, das aktive Netzwerk mit Konstantstromcharakteristik (20) durchfließenden Stromes (I₂) entspricht und daß der Stromgleichrichter (18) und das aktive Netzwerk (20) hinsichtlich der Temperaturabhängigkeit des ersten Stroms (I\) bzw. des zweiten Stroms (fy so ausgeibldet sind, daß die Größe des Steuerstroms (h) im wesentlichen temperaturunabhängig ist.

2. Pegelregelschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsübertragung in der gesteuerten Schaltung (16) verkleinert wird, wenn der Pegel des Eingangssignals (e) größer wird.

3. Pegelregelschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Spanmmgsübertragung in der gesteuerten Schaltung (lfr, vergrößert wird, wenn der Pegel des Eingangssignals (a) größer wird.

4. Pegelregelschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromgleichrichter (18)) an seinem Ausgang den ersten Strom (h) abgibt, und daß das aktive Netzwerk als Stromsenke (20i) mit einer hohen inneren Impedanz zur Aufnahme des zweiten Stroms (h) ausgebildet ist.

5. Pegelregelschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromgleichrichter (I85) den ersten Strom (J\) aufnimmt und daß das aktive Netzwerk als Quelle (2O5) mit einer hohen inneren Impedanz ausgebildet ist, um den zweiten Strom (h) abzugeben.

6. Pegelregelschaltung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß eine Schaltung, in die der Steuerstrom (Ij) fließt, eine die Stromrichtung steuernde Einrichtung enthält, die nur dann leitend ist, wenn die Stärke des ersten Stroms (I₁) die des zweiten Stroms (I2) überschreitet, um dem steuerbaren Impedanzelement (Q 6, Q 7) nur dann den Steuerstrom wirksam zuzuführen, wenn der Pegel des Ausgangssignals (e₀) der in ihrer Spannungsübertragung gesteuerten Schaltung (16) eine vorgegebene Größe überschreitet.

7. Pegelregelschaltung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerstromquelie (22) eine den Steuerstrom ändernde Einrichtung (R7. DI, Q9) enthält, um abhängig von einer Abnahme der Speisespannung (+ Vcc) den Steuerstrom (I₃) anzuheben i'nd damit die obere Grenze des Pegels des geregelten Ausgangssignals (eo) herabzusetzen in Abhängigkeit von einer Verminderung der Speisespannung, die einer mit der Pegelregelschaltung verbundenen Schaltung zugeführt wird.