DE2729722A1

DE2729722A1 - Tonfrequenzverstaerker mit nebenschlusspannungsregelung

Info

Publication number: DE2729722A1
Application number: DE19772729722
Authority: DE
Inventors: Robert John Mcfadyen
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1976-07-02
Filing date: 1977-07-01
Publication date: 1978-01-05
Also published as: JPS6051806B2; DE2729722C2; US4050029A; IT1084328B; HK42280A; CA1111520A; JPS5313334A; GB1561279A

Description

Patentanwalt·

Dr.-Ιης. Wilhelm Beicbel Dipl-Ing. Woligang Reiche!

6 Frankfurt a. M. 1 Pazkatraße 13

8824

GENERAL ELECTRIC COMPANY, Schenectady, N.Y., VStA

Tonfrequenzverstärker mit Nebenschlußspannungsregelung

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Die Erfindung bezieht sich auf einen transistorisierten Tonfrequenzverstärker, der zur Verwendung in einer Rundfunkempfangsschaltung geeignet ist, die als integrierte Schaltung ausgebildet ist und von einer nicht geregelten Versorgungsspannungsquelle gespeist wird. Der Leistungsverstärker des Tonfrequenzverstärkers enthält zwei übliche großflächige Gegentakt-Ausgangstransistoren, die im Nebenschluß an die Speisespannungsquelle angeschlossen sind. Nach der Erfindung wird eine Nebenschlußspannungsregelung der Speisespannung dadurch erreicht, daß mit Hilfe einer Zenerdiode als Spannungsreferenzeinrichtung eine Änderung in der Speisespannung abgefühlt und dann aufgrund von Stromflußänderungen in der Zenerdiode der Leerlaufstrom in den Gegentakt-Ausgangstransistoren wohlüberlegt geändert wird. Als Folge einer Erhöhung des Leerlaufstromes wechseln die Gegentakt-Ausgangsstufen vom B- in den A-Betrieb über und sehen eine Nebenschlußregelung der Speisespannung vor. Die Zenerdiode ist so angeordnet, daß sie sowohl für eine Stabilisierung der Gesamtspeisespannung als auch für eine Zentrierung der Spannung des Gegentakt-Ausgangsverstärkers sorgt. Die Zenerdiode ist vorzugsweise zusammen mit den Transistoren integriert.

Bezüglich des Aufbaus des Tonfrequenzverstärkers selbst wird auf die ältere Patentanmeldung P 26 05 934.7 verwiesen.

Es besteht die Tendenz, die Energieversorgungseinrichtungen oder Netzteile von transistorisierten oder Festkörper-Empfängern einfach und preiswert aufzubauen. So verwendet man dafür typischerweise einen Halbweggleichrichter, der über einen Vorwiderstand arbeitet und dem ein einziger großer Filterkondensator nachgeschaltet ist. Falls die Welligkeit oder Brummstörung zu groß ist, wird noch eine zweite RC-Schaltung vorgesehen. Wenn der zur Herabsetzung der Eingangsspannung, beispielsweise von 100 V auf 12 V, dienende

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Vorwiderstand unter Berücksichtigung der üblichen Herstellungstoleranzen und der Betriebsbedingungen zu große Schwankungen zuläßt, kann man im Netzteil entweder einen kostspieligen Transformator oder einen Spannungsregler vorsehen. Eine Spannungsregelung ist oft notwendig, da die Einrichtungen eine enge Toleranz gegenüber Erhöhungen der Speisespannung haben. Wenn die Anlage von großen Niederspannungskondensatoren Gebrauch macht, die den gestellten Anforderungen nicht mehr genügen, ist es eine Kostenfrage, ob zur Vermeidung von Ausfällen infolge von Überspannungen Kondensatoren mit einer höheren Nennspannung verwendet werden oder ob Spannungsregeleinrichtungen vorgesehen werden. Die obere Spannungstoleranzgrenze wird aber nicht nur von den Kondensatoren, sondern auch von der integrierten Schaltungsanordnung bestimmt. Herstellungsverfahren für integrierte Schaltungen werden häufig in Verfahren zum Herstellen von Schaltungen unterteilt, die eine Betriebsspannung von 14 V, 16 V, 20 V, 25 V usw. haben. Je höher die zulässige Spannung ist, um so höher sind die Herstellungskosten. Es besteht daher die Neigung, nur solche Herstellungsverfahren anzuwenden, die zu integrierten Schaltungsanordnungen mit niedrigen Spannungsbereichen führen, sofern mit diesen niedrigen Spannungen die gewünschten Schaltungsfunktionen durchgeführt werden können. Die integrierte Schaltungstechnik hat es möglich gemacht, mit einem minimalen Aufwand an zusätzlicher Chipfläche einer integrierten Schaltung aktive Elemente hinzuzufügen. So ist die Ausbildung von Referenzspannungselementen und großflächigen Transistoren in integrierten Schaltungen eine echte Alternative zu den anderen oben erwähnten Maßnahmen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, in einen Tonfrequenzverstärker eine Nebenschlußregeleinrichtung für die Speisespannung einzubeziehen.

Diese Aufgabe wird nach der Erfindung grundsätzlich dadurch gelöst, wie es im ersten Absatz der Beschreibungs-

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einleitung ausgeführt ist. Des weiteren wird auf die Ansprüche verwiesen.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung werden an Hand einer Zeichnung erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 ein vereinfachtes Schaltbild eines Tonfrequenzverstärkers zur Verwendung in einem Rundfunkempfänger mit einer einfachen Stromversorgungseinrichtung, wobei die Ausgangsstufen des Tonfrequenzverstärkers verwendet werden, um eine Nebenschlußregelung für die Versorgungsspannung vorzusehen,

Fig. 2 ein weitere Einzelheiten enthaltendes Schaltbild einer ähnlichen Schaltungskombination, bei der sowohl die Speisespannung als auch die Mittenspannung der Ausgangsstufen stabilisiert sind, und

Fig. 3 eine grafische Darstellung über den Vorgang der Speisespannungsstabilisierung.

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In der Fig. 1 sind ein Tonfrequenzverstärker und ein Energieversorgungsteil eines Rundfunkempfängers dargestellt, der größtenteils in integrierter Schaltungstechnik ausgebildet ist. Das Energieversorgungsteil oder Netzteil, das einen Vorwiderstand, einen Halbweggleichrichter und einen Filterkondensator enthält, ist zusammen mit dem Tonfrequenzverstärker dargestellt, der verwendet wird, um die Ausgangsspannung des Energieversorgungsteils zu regeln.

Der Tonfrequenzverstärker enthält als Hauptkomponenten eine Emitterfolger-Treiberstufe mit einem NPN-Transistor Q1, dem von einer Tonfrequenzsignalquelle 10 Tonfrequenzsignale eines mittleren Pegels zugeführt werden, eine Gegentakt-Leistungsverstärkerstufe mit NPN-Transistören 02 und Q3, die normalerweise im B-Betrieb arbeiten, wobei der Transistor Q3 direkt vom Transistor Q1 angesteuert wird und der Transistor 02 über zwei in Reihe geschaltete Transistoren Q5 und 06 vom NPN- bzw. PNP-Leitungstyp angesteuert wird, eine Konstantstromquelle mit Transistoren Q7 und 08, ein wechselstrommäßig angekoppelter Lautsprecher 11, der für die Gegentakt-Leistungsverstärkerstufe die Belastung oder den Verbraucher darstellt, und das bereits erwähnte Energieversorgungsteil, das Gleichvorspannungen liefert und den Halbweggleichrichter D4 sowie Schaltelemente 41 bis 46 aufweist.

Das von der Tonfrequenzquelle 10 stammende Tonfrequenzsignal wird der Basis des NPN-Transistors Q1 zugeführt, der die beiden NPN-Transistören 02 und 03 der Gegentakt-Leistungsverstärkerstufe ansteuert. Der als Emitterfolger betriebene Transistor Q1 ist mit seinem Kollektor an die positive Anschlußklemme 46 des Versorgungsteils und mit seinem Emitter direkt an die Basis des Transistors Q3 angeschlossen, der in der im Gegentakt arbeitenden Ausgangsstufe den unteren Transistor darstellt. Der Transistor 03 wird von dem Transistor Q1 mit einem nicht invertierten

Treibersignal angesteuert. Weiterhin ist der Emitter des Transistors Q1 über einen Lastwiderstand 13 mit einem gemeinsamen Anschluß (Masse) verbunden.

Der obere Transistor Q2 der im Gegentakt arbeitenden Ausgangsstufe wird von dem aus dem Transistor Q1 gebildeten Emitterfolger über zwei Zwischenstufen mit den Transistoren Q5 und Q6 angesteuert. Zu diesem Zweck ist der Emitter des NPN-Transistors Q1 über einen mit einer Anzapfung versehenen Widerstand 14 mit der Basis des NPN-Transistors Q5 verbunden. Der Transistor Q5 ist nach Art einer Emitterschaltung geschaltet und ist normalerweise so vorgespannt, daß er im B-Betrieb arbeitet. Dabei liefert er an seinem Kollektor ein invertiertes Ausgangssignal. Dieses Ausgangssignal wird der Basis des PNP-Transistors Q6 zugeführt. In Reihe geschaltete Widerstände 15 und 16 sind der Eingangsübergangszone bzw. der Ausgangsübergangszone des Transistors Q6 parallelgeschaltet. Der Emitter des Transistors Q6 ist mit dem Kollektor des Transistors Q8 verbunden, der einen konstanten Strom liefert. Weiterhin ist der Emitter des Transistors Q6 an die Basis des Transistors Q2 angeschlossen. Der PNP-Transistor Q6 kann als Emitterfolger betrachtet werden, der das der Basis des Transistors Q6 zugeführte invertierte Eingangssignal über den Transistoremitter an die Basis des Transistors Q2 koppelt.

Die ausgangsseitige Gegentakt-Leistungsverstärkerstufe enthält die beiden NPN-Transistoren Q2 und Q3, bei denen es sich um Leistungstransistoren handelt, die in Reihe zwischen die positive Anschlußklemme 46 (B+) und Masse geschaltet sind. Der Lautsprecher ist an den Verbindungspunkt 18 zwischen diesen beiden Transistoren angekoppelt. Die eingangsseitigen Vorspannbedingungen sehen in einem Spannungsbereich, in dem eine Nebenschlußregelung auftritt, einen A-Betrieb der Ausgangsstufe vor. Der Kollektor des Transistors Q2 ist an die positive Anschlußklemme

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und der Emitter des Transistors Q2 mit dem Kollektor des Transistors Q3 verbunden. Der Emitter des Transistors Q3 ist an den gemeinsamen Masseanschluß 45 des Versorgungsnetzteils angeschlossen. Der gemeinsame Verbindungspunkt 18 zwischen den Transistoren Q2 und Q3 stellt den Lastanschlußpunkt für die Gegentakt-Leistungsverstärkerstufe dar. Die Verstärkerlast wird von dem Lautsprecher 11 gebildet, dessen einer Anschluß mit Masse verbunden ist und dessen anderer Anschluß über einen Kondensator 17 mit dem Verbindungspunkt 18 in Verbindung steht. Eine Tonfrequenzsignal-Gegenkopplungsverbindung ist zum Erzielen von Signallinearität und Stabilität zwischen dem Verbindungspunkt und der Basis des Transistors Q1 vorgesehen. In dieser Gegenkopplungsverbindung liegt ein Widerstand 21.

Die Eingangsvorspannbedingungen für den Verstärker werden von der Konstantstromquelle mit dem Transistor Q8 erstellt. Im folgenden werden gewisse Konstruktionsmerkmale der Konstantstromquelle erläutert.

Die Konstantstromquelle enthält eine interne Stromreferenzquelle und eine gesteuerte Stromquelle. Die Stromreferenzquelle umfaßt den als Diode geschalteten PNP-Transistor Q7, dessen Emitter über einen Widerstand 19 (43Λ) an die positive Anschlußklemme 46 angeschlossen ist. Die Basis und der Kollektor des Transistors 07 sind miteinander verbunden und gemeinsam über einen mit einer Anzapfung versehenen Widerstand 29 (7,5 kß) an Masse angeschlossen. Die gesteuerte Stromquelle enthält den PNP-Transistor Q8, dessen Emitter über einen Widerstand 20 mit der positiven Anschlußklemme 46 verbunden ist. Die Basis des Transistors ist an die Kollektor-Basis-Verbindung des Transistors 07 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q8, von dem der Konstantstrom abgeleitet wird, ist gemeinsam mit dem Widerstand 15, dem Emitter des Transistors Q6 und der Basis des Transistors 02 verbunden. Die Geometrie der Tran-

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sistoren Q7 und Q8 ist sehr sorgfältig so ausgewählt, daß der vom Transistor Q8 gelieferte Strom im wesentlichen ein festes Vielfaches des Stromes im ReferenzStromtransistor Q7 ist.

Der bisjetzt beschriebene Verstärker zeichnet sich sowohl durch eine geringe Verzerrung als auch eine hohe Stabilität aus und stellt im wesentlichen eine Leistungsausgangsstufe in integrierter Schaltungstechnik dar. Im Hinblick auf die Signalverstärkung hat der Verstärker zur Ansteuerung mit einem vorverstärkten Signal von einem AM-FM-Detektor einen geeigneten Verstärkungsgrad, um zur Ansteuerung eines üblichen Lautsprechers, beispielsweise in einer Heimempfangsanlage, die dafür notwendige Tonfrequenzenergie zu liefern. Beim Betrieb mit dem dargestellten Netzteil (B+) liegt die nicht verzerrte Ausgangsleistung in einem Bereich von 150 bis 250 mW.

Das Netzteil des Tonfrequenzempfängers ist von einfacher Konstruktion, die mit einem Minimum an Kosten hergestellt werden kann. Die Ausgangsspannung des Netzteils wird von den Transistoren Q2 und Q3 der ausgangsseitigen Gegentakt-Leistungsverstärkerstufe in einer noch zu beschreibenden Weise nebenschlußgeregelt. Das Netzteil des Rundfunkempfängers ist derart ausgelegt, daß beispielsweise eine übliche Netzwechselspannung von 110 V und 60 Hz (oder 220 V und 50 Hz) in eine geregelte Gleichspannung umgeformt wird, die typischerweise 13,5 V hat und in der Lage ist, einen Strom von 42 mA zu treiben. In dem Netzteil ist der Vorwiderstand 41 zwischen den Wechselspannungseingangsanschluß 44 und die Anode des Gleichrichters D4 geschaltet. Die Katode des durch eine Diode dargestellten Gleichrichters D4 ist mit der Gleichspannungsanschlußklemme 46 verbunden. Der zweite Wechselspannungseingangsanschluß stellt den gemeinsamen Masseanschluß 45 dar. Der Vorwiderstand 41 und der Gleichrichter D4 liefern eine verminderte Spannung

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aus abwechselnden Halbperioden (positiven Halbperioden) der Eingangswechselspannung. Die pulsierende gleichgerichtete Spannung wird von einem großen Kondensator 42 (> 100 /uF) gefiltert, der zwischen die positive Anschlußklemme 46 und Masse geschaltet ist. Ein dem Gleichrichter D4 parallelgeschalteter Kondensator 43 dient zum Herabsetzen von Hochfrequenzstörungen. Die aus den Transistoren 02 und Q3 gebildeten Tonfrequenzausgangsstufen sind den Ausgangsanschlüssen der vom Netzteil gebildeten Gleichspannungsquelle nebengeschlossen und können daher zur Nebenschlußregelung der bereitgestellten Gleichspannung herangezogen werden.

Die restliche Energieversorgungsschaltung und insbesondere diejenigen Bauteile, die mit dazu beitragen, die Spannungsregelung zu bewerkstelligen, enthalten eine Zenerdiode CR1, eine Diode D5 und einen Transistor 021· Die Zenerdiode CR1, die zum Abfühlen einer Spannungsabweichung der Gleichstromquelle verwendet wird, ist mit ihrer Katode an die Anzapfung des Widerstands 29 und mit ihrer Anode an die Anode der Diode D5 angeschlossen, deren Katode mit Masse verbunden bzw. geerdet ist. Die Diode D5 ist der Eingangsübergangszone des Transistors 021 mit gleicher Polung parallelgeschaltet. Der Kollektor des Transistors 021 ist mit der Anzapfung des Widerstands 14 verbunden und liefert an diesen Widerstand einen Strom, der den Leerlaufstrom der beiden Ausgangstransistoren 02 und Q3 steuert« Der Widerstand 29 ist der Gleichspannungsquelle nebengeschlossen, und die mit der Zenerdiode CR1 verbundene Anzapfung dieses Widerstands ist auf einen Wert eingestellt, der gleich oder etwas größer als die Zenerspannung ist, wenn die Gleichspannungsquelle richtig eingestellt ist.

Die Gleichspannungsregelung erfolgt durch Abfühlen der Ausgangsgleichspannung und entsprechendes Erhöhen oder Herabsetzen der Leitfähigkeit der Ausgangstransistoren Q2

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land Q3. Wenn die gewünschte Gleichvorspannung überschritten wird, leitet die Zenerdiode CR1 in einem höheren Maß und injiziert den erhöhten Strom durch die Diode D5 in den gemeinsamen Massenanschluß. Der Transistor Q21, dessen Eingangsüberzone der Diode D5 parallel liegt, so daß seine Eingangsübergangszonenspannung gleich dem Spannungsabfall an dieser Diode ist, leitet einen Strom, der dem Strom durch die Diode proportional ist, wobei die Proportionalität durch die relativen Übergangszonenflächen dieser beiden Bauelemente definiert ist. Da man das Flächenverhältnis des Transistors Q21 und der Diode D5 in engen Grenzen steuern kann, halten diese Bauelemente die Genauigkeit der Zenerspannungsreferenz bei dem Regelvorgang aufrecht. Der durch den Transistor Q21 fließende Strom, der in bezug auf den Zenerstrom durch die Diode D5 ein typisches Verhältnis von 1 : 1 hat, fließt aus der Anzapfung des Widerstands 14 und in den Anschluß des Widerstands 14, der mit dem Emitter des Transistors Q1 und der Basis des Transistors Q3 verbunden ist. Die unmittelbare Wirkung dieses Stromes besteht darin, daß an dem von diesem Strom durchflossenen Abschnitt 47 des Widerstands 14 ein Spannungsabfall auftritt. Da das andere Anschlußende des Widerstands 14 über die Basis-Emitter-Übergangszone des Transistors Q5 an Erde bzw. Masse angeschlossen ist, hat dieses andere Anschlußende des Widerstands 14 die Neigung, auf einem festen Potential zu bleiben, wenn im Abschnitt des Widerstands 14 kleine Spannungsänderungen auftreten. Der durch einen höheren Strom verursachte höhere Spannungsabfall erscheint daher am Emitter des Transistors Q1 und an der Basis des Transistors Q3. Die Wirkung auf den Transistor Q1 und seine Eingangsschaltung kann vernachlässigt werden. Demgegenüber wird der Leerlaufstrom im Transistor Q3 durch irgendeine Erhöhung des Potentials an seiner Eingangsübergangszone stark beeinträchtigt. Die Strombeziehung zwischen den Transistoren Q5 und Q3, deren Eingangsübergangszonen bis auf den Spannungsabfall am Widerstand 14

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einander parallelgeschaltet sind, ändert sich somit, und der Kollektorstrom im Transistor Q3 erhöht sich entsprechend einer exponentiellen Beziehung zu dieser Änderung in der Spannung. Der erhöhte Kollektorstrom im Transistor Q3 fordert mehr Strom vom Emitter des oberen Transistors Q2 an. Die Konstantstromquelle mit den Transistoren 07 und Q8 liefert den angeforderten höheren Basisstrom für den Transistor Q2, wobei der Strom im Transistor Q5 geringfügig vermindert und der Leerlaufstrom im Transistor Q2 im wesentlichen um denselben Betrag wie der Strom im Transistor Q3 erhöht wird.

Die Gegentakt-Ausgangsstufentransistoren Q2 und Q3 sorgen somit für die Nebenschlußregelung. Irgendeine abgefühlte Erhöhung der Speisegleichspannung ruft eine Erhöhung des Zenerströmes hervor, der dann verwendet wird, um den Leerlaufstrom in den Ausgangsstufentransistoren zu erhöhen. Eine Abnahme der Speisegleichspannung ruft die entgegengesetzte Wirkung hervor. Bei einer Versorgungsspannungszunahme bewirkt der erhöhte Leerlaufstrom eine größere Gesamtstromanforderung von der Gleichspannungsquelle, so daß der Spannungsabfall am Vorwiderstand 41 (1,2 k O) anwächst. In der Fig. 3 ist der Regelvorgang für verschiedene Konstruktionseinstellungen dargestellt. Beim Auftreten einer entsprechenden Störung oder Schwankung auf der Netzseite erhöht sich die Speisegleichspannung B+ ohne Regelung bis auf etwa 14 V entsprechend einer Kennlinie, die einem Innenwiderstand von etwa 100 Q entspricht. Ein Spannungswert von 14 V ist etwa die gewünschte Maximumspannung für den Filterkondensator. Für die verwendete integrierte Schaltung kann man eine gewünschte Maximalspannung von 20 V verwenden. Wenn der Regler arbeitet und eine ähnliche Störung oder Schwankung auftritt, erhält man bei Einstellung des Anzapfungsabschnitts 47 des Widerstands 14 auf 100U (Rest 1,9 k£X) für die Stromspannungskennlinie eine Steigung von 30 0. Unter normalen Bedingungen wird bei dieser Einstellung die Ausgangsspannung

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im Bereich der Zenersteuerung in einem Schwanlcungsbereich gehalten, der kleiner als 1 V ist. Wenn man den gesamten Widerstand 14- benutzt, erniedrigt sich die effektive Steigung der Stromspannungskennlinie auf 3Q. Damit kann man unter normalen Bedingungen im Zenersteuerungsbereich die SpannungsSchwankungen auf 1/10 V begrenzen. Normalerweise reicht die Einstellung auf 30 Q aus.

Den bisjetzt an Hand der Fig. 1 erläuterten Verstärkungsaufbau findet man abgesehen von der Maßnahme der Spannungsregulierung auch in dem in der Fig. 2 dargestellten Verstärker wieder. Die Verstärker zeigen ein gutes Phasenverhalten und eine hohe Stabilität. Bei beiden Verstärkern werden die Amplitudenverzerrung und die Instabilität durch die Rückkopplung über den Widerstand 21, der zwischen den Tonfrequenzsignalausgangsanschluö 18 und die Basis des Treibertransistors Q1 geschaltet ist, in Grenzen gehalten. Die Rückkopplung ist in bezug auf die Phase eine Gegenkopplung und trägt in einem hohen Maße zur Verminderung irgendwelcher asymmetrischer Amplitudenverläufe bei. Messungen ergaben, daß die Verzerrungen auf wenige Prozent vermindert wurden.

Beim Schaltungsaufbau nach der Fig. 1 beruht die Leerlaufstromeinstellung der Gegentakt-Ausgangsstufe auf drei Hauptumständen, die während der Her3tellung der integrierten Schaltung sorgfältig unter Kontrolle gehalten werden können. Diese Umstände sind die Stromeinstellung der Konstantstromquelle mit den Transistoren 07 und Q8, das Verhältnis der Ströme zwischen den Transistoren Q3 und Q5 und der β-Wert des Transistors Q6. Diese Umstände hängen von den Flächen der aktiven Schaltungselemente ab. Beim normalen Herstellungsvorgang können diese Flächen in Abhängigkeit von der Größe mit einer Genauigkeit von 1% oder weniger festgelegt werden.

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Der PNP-Transistor Q8 der Konstantstromquelle sieht eine stabile Stromeinstellung vor, wobei der Stromreferenzwert vom Transistor Q7 abgeleitet wird. Der Transistor Q7 ist ein seitwärts abgeschiedener PNP-Transistor, der als Diode geschaltet ist, wobei der Kollektor und die Basis miteinander verbunden sind und der Emitter davon getrennt ist. Die Übergangszone des Transistors Q7 ist bezüglich der relativen Flächen der aktiven Bereiche eine sorgfältige Nachbildung der Übergangszone des Transistors Q8 der gesteuerten Stromquelle. Der Transistor Q8 ist ebenfalls seitwärts abgeschieden. Während der Transistor 07 aus zwei "Scheiben" gebildet ist, besteht der Transistor Q8 aus 18 "Scheiben". Das relative Verhältnis zwischen den Flächen der beiden Transistoren beträgt somit 9 : 1. In der Praxis ist das tatsächliche Stromverhältnis etwas geringer, und daher näherungsweise 8:1.

Dadurch daß beide Eingangsübergangszonen elektrisch zueinander parallel sind, erzwingt die Stromkonfiguration die Ströme in eine proportionale Beziehung. Der Emitter des Transistors Q8 ist über einen Widerstand 20 mit niedrigem Wert (10 Ω) an die positive Anschlußklemme angeschlossen, während der Emitter des Transistors Q7 über einen Widerstand 19 mit niedrigem Wert (43 Ω) an dieselbe positive Anschlußklemme angeschlossen ist. Die Emitter werden daher nahezu auf demselben Potential gehalten. Da die Basen der beiden Transistoren miteinander verbunden sind, ist die Emitter-Basis-Spannung Veb beider Eingangsübergangszonen gleich.

Die Parallelschaltungsanordnung erzwingt somit, daß irgendein im Transistor Q7 fließender Strom im wesentlichen in Proportion zu den relativen Flächen der Transistoren und Q8 im Transistor Q8 nachgebildet wird. Der Strom des Transistors Q7, der die Primärreferenz darstellt, hängt von der Vorspannung und von dem Reihenwiderstand 29 ab. Der

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Wert des Widerstands 29 legt den Referenzstrom im Transistor Q7 fest. Unter der Annahme, daß die Vorspannungen festgelegt sind, hängt somit der Strom im Konstantstromquellentransistor Q8 in erster Linie vom Strom im Transistor Q7 ab und von den relativen Flächen dieser beiden Bauelemente. Die Flächen sind im Rahmen von einigen wenigen Prozent genau festlegbar.

Das Stromverhältnis zwischen den Transistoren Q3 und Q5 kann man durch eine ähnliche Einstellung der Flächen der betreffenden Bauelemente auf einem konstanten Wert halten. Die Transistoren Q3 und Q5 sind NPN-Transistoren. Unter der Annahme, daß das Substrat zur NPN-Herstellung ausgewählt worden ist, sind diese Transistoren nicht seitwärts abgeschieden. Aufgrund der Schaltungsanordnung liegen die Eingangsübergangszonen der Transistoren Q3 und Q5 einander parallel, so daß ihre Emitter-Basis-Spannungen Veb im wesentlichen einander entsprechen. Die Emitter der beiden Transistoren Q3 und Q5 liegen an Masse, wohingegen ihre Basen über dem Widerstand 14 von 2000 Q miteinander verbunden sind. Dieser Widerstand ist im Hinblick auf den Basisstrom klein, so daß es den Basen der beiden Transistoren und damit ihren Eingangsübergangszonen gestattet ist, etwa dasselbe Potential anzunehmen. Bei gleichen Emitter-Basis-Spannungen Veb wird das Stromverhältnis zwischen den Transistoren Q5 und Q3 eine Funktion der relativen Fläche der betreffenden Transistorelektrodenbereiche. Die Fläche des Transistors Q5 ist typischerweise so gewählt, daß sie ein Fünftel der Fläche des Transistors Q3 beträgt. Damit wird das Stromverhältnis auf etwa denselben Wert festgelegt. Wenn beim Vorgang der Spannungsregulierung Strom vom Transistor Q21 in die Anzapfung des Widerstands 14 fließt, ändert sich das Stromverhältnis, wenn der Strom im Transistor Q3 in bezug auf den Strom im Transistor Q5 steil angehoben wird.

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Ein weiterer Umstand, der die Leerlaufstromeinstellung des Gegentaktverstärker festlegt, ist der β -Wert des Transistors Q6. Der Transistor Q6 ist ein seitwärts abgeschiedener PNP-Transistor, der in bezug auf seinen Betriebsstrompegel eine verminderte Fläche hat, so daß der Transistor an einer von seinem β-Spitzenwert gut entfernt gelegenen Stelle betrieben wird. Bei einem Arbeitspunkt von 5 mA ist der β-Wert gegenüber einem β-Spitzenwert von etwa 30 auf etwa A eingestellt. Unter Berücksichtigung der genannten Strompegel sollte man daher einen Transistor verwenden, dessen β-Wert bei etwa 0,5 mA mit dem Abfall beginnt.

Der Schaltungsaufbau und die Schaltungswerte sind in entsprechender Weise gewählt, um den Transistorbetrieb in einen Strombereich zu verlegen, in dem der β-Wert die Tendenz hat, sich zu stabilisieren. Wenn dies auftritt, nimmt der β -Wert eine willkürliche Zahl an, die im wesentlichen unabhängig von allen Faktoren ist, allerdings ausgenommen von der Fläche des Bauelements.

Die Schaltungsverbindungen zwischen den Transistoren Q6, 02 und 08 vervollständigen das Netzwerk, das die Leerlaufeinstellungen des Verstärkers bestimmt. Der Emitter des PNP-Transistors 0.6 ist an die Basis des NPN-Transistors 02 angeschlossen, und die Basis des Transistors 0.6 ist über den Widerstand 16 (1000 Q) mit dem Emitter des Transistors Q2 verbunden. In Anbetracht der im wesentlichen gleichen Emitter-Basis-Spannung der Transistoren Q6 und 02 ist das Potential an der Basis des Transistors Q6 im wesentlichen gleich dem Potential am Emitter des Transistors 02. Der Spannungsabfall am Widerstand 16 ist daher klein, und der durch diesen Widerstand fließende Strom ist vernachlässigbar klein. Der Schaltungsaufbau und die Schaltungswerte bewirken somit eine Aufteilung des Stromes vom Kollektor des Transistors Q5 zwischen dem Widerstand 16 und der Basis des Transistors 06. 709881/1203

Der letzte Schaltungsumstand oder Faktor, der den Leerlaufstroa der Ausgangsstufen des Verstärkers bestimmt, ist die Verbindung des Emitters des Transistors Q2, des Kollektors des Transistors Q6 und des Kollektors des Transistors Q3 mit dein Ausgangsanschluß 18. Diese Verbindung erzwingt eine Gleichheit zwischen dem Kollektorstrom im Transistor Q3 und dem Strom aus den Transistoren Q6 und Q2. Unter der Annahme, daß im Transistor Q3 6 mA fließen, beträgt der Strom im Transistor Q6 gleich 4,8 mA und im Emitter des Transistors Q2 lediglich 1,2 mA. Bei maximaler Spannungsregelwirkung können die Strompegel um 30 mA anwachsen.

Der in der Fig. 1 dargestellte Schaltungsaufbau stellt ein vereinfachtes Ausführungsbeispiel dar, das leicht verfeinert werden kann, um ein ausgezeichnetes Gesamtverhalten zu erzielen. Die Schaltungsversion nach der Fig. 1 zeigt eine hohe Stabilität und eine Amplitudenverzerrung von nur wenigen Prozent. Die Verzerrungszahl reicht für viele Anwendungen aus, kann aber durch zusätzliche Rückführung ohne weiteres verbessert werden. Der Gleichspannungsabgleich des Verstärkers ist am Überlappungs- oder Kreuzungspunkt etwa durch die gerade beschriebenen Leerlaufstromvorkehrungen festgelegt. Da der Gleichspannungsabgleich am Ausgangsanschluß 18 durch das definiert ist, was man als zwei in Reihe geschaltete Konstantstromquellen (Transistoren 07 und Q8 sowie der Emitterfolgertransistor Q3) betrachten kann, ist die Ausgangsgleichspannung bis zu einem Grad unbestimmt. Falls es erwünscht ist, den Ruhepunkt des Verstärkers auf einen festen Wert zu begrenzen oder den Wechselspannungsausschlag einzuengen oder die Verzerrung weiter zu vermindern, kann man eine zweite Rückführschleife und gewisse andere Maßnahmen vorsehen. Dies wird im folgenden erläutert.

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Das in der Fig. 2 dargestellte Ausführungsbeispiel zeigt einen Gesamttonfrequenzverstärker einschließlich einer Vorverstärkungsschaltung für das Tonfrequenzsignal sowie einer Leistungsverstärkerschaltung, die der an Hand der Fig. 1 erläuterten Schaltungsanordnung ähnlich ist, aber eine zweite Rückführschleife aufweist. In den beiden Figuren sind gleiche oder einander ähnliche Bauelemente oder Schaltungsmaßnahmen mit denselben Bezugszahlen versehen. Der Vorverstärker enthält einen Differentialverstärker mit PNP-Transistoren Q9 und Q10, einem zugehörigen PNP-Treibertransistor Q11, einem zugehörigen NPN-Treibertransistor Q12 sowie einem einzigen PNP-Ausgangstransistor Q13, Stromumkehrtransistören Q14 und Q15 sowie Transistoren Q16 bis Q20, Dioden D1 bis D3 und verschiedenartige Widerstände, die in die Vorspannungsbedingungen des Vorverstärkers und des Leistungsverstärkers eingehen. Das Nebenschlußregelnetzwerk und insbesondere die Fühlerzenerdiode CR1 können nach der Erfindung in der Schaltung so angeordnet sein, daß sie den Mittelpunkt der Gegentakt-Ausgangsstufe stabilisieren und bei kleinen Signalpegeln Brummstörungen vermindern.

Der in der Fig. 2 dargestellte Verstärker verstärkt ein Eingangssignal in der folgenden Weise: Die Eingangsquelle für den Verstärker ist ein Detektor 22. Dabei handelt es sich typischerweise um einen FM- oder AM-Detektor oder um einen Detektor, der beide Detektionsmoden vereinigt. Der Detektor 22 ist über einen Kondensator an ein Lautstärkeregelpotentiometer 23 angeschlossen. Das andere Ende des Potentiometers 23 ist mit Masse verbunden. Die am Abgriff des Potentiometers 23 auftretenden Tonfrequenzsignale werden über einen Widerstand 24 der Basis des Transistors Q11 zugeführt, der als Emitterfolger geschaltet ist. Ein Hochfrequenz-Kurzschlußkondensator 25 ist zwischen die Basis des Transistors Q11 und Masse geschaltet. Der Kollektor des Transistors Q11 ist mit Masse verbunden, und sein Emitter,

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an dem das Ausgangssignal auftritt, ist an die Basis des Transistors Q9 des Differentialverstärkers angeschlossen. Die Basis des Transistors Q10 ist nicht direkt mit der Eingangsquelle verbunden, sondern bildet, wie man sieht, einen Eingangspunkt für einen Gegenkopplungszweig. Die Emitter der beiden Transistoren Q9 und Q10 sind miteinander verbunden und erhalten ihren Strom vom Kollektor des Stromquellentransistors Q16. Der Transistor Q16 ist mit seinem Emitter über einen Widerstand 48 von 3000 Q an die positive Anschlußklemme 46 des die Versorgungsgleichspannung liefernden Netzteils angeschlossen. Die direkt verstärkten Tonfrequenzsignale des Detektors erscheinen somit am Kollektor des Transistors Q9. Wie man sieht, treten die Signalkomponenten, die von der Rückführschleife injiziert werden, ebenfalls am Kollektor des Transistors Q9 auf.

Einen zweiten Eingang zum Different!alverstärker aus den Transistoren Q9 und Q10 bildet eine Rückführverbindung vom Verstärkerausgang zum Transistor Q12. Der Transistor Q12 ist ein NPN-Transistor, der als Emitterfolger geschaltet ist, den man als Gegenkopplungsseite des Eingangs des DifferentialVerstärkers betrachten kann. Die Ausgangssignale des LeistungsVerstärkers gelangen vom Ausgangsanschluß 18 über einen Widerstand 27 zur Basis des Transistors Q12. Der Kollektorstrom des Transistors Q12 wird vom Emitter des Stromquellentransistors Q17 geliefert. Das am Emitter des Transistors Q12 auftretende Rückführsignal wird der Basis des Transistors Q10 des Differentialverstärkers zugeführt. Ein zwischen den Emitter des Transistors Q12 und Masse geschalteter Widerstand 26 stellt die Signalbelastung dar. Das der Basis des Transistors Q10 auf diese Weise zugeführte Rückführsignal erscheint am Emitter des Transistors Q10 und gelangt von dort zum Emitter des Transistors Q9. Am Kollektor des Transistors 09 kommt es zu einer Gegenkopplung zwischen dem Rückführsignal und dem ursprünglichen Eingangssignal.

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Ein direkt verstärktes Rückführsignal erscheint auch am Kollektor des Transistors Q10 und wird über eine Stromumkehrschaltung zum Ausgang des Transistors Q9 gekoppelt, wo es in den Vorwärtsverstärkungspfad des Verstärkers eintritt. Die Stroiaumkehrschaltung enthält die Transistoren Q14 und Q15. Der Kollektor des Transistors Q10 ist mit der Basis-Kollektor-Verbindung des als Diode geschalteten Transistors Q15 auf der Eingangsseite der Stromumkehrschaltung verbunden. Der Emitter des Transistors QI5 ist an Masse angeschlossen. Die Übergangszone des Transistors Q15 ist der Eingangsüberzone des Transistors Q14 parallelgeschaltet. Die Basis des Transistors Q14 ist mit der Kollektor-Basis-Verbindung des Transistors QI5 verbunden. Der Emitter des Transistors Q14 ist an Masse angeschlossen. Am Kollektor des Transistors Q14 tritt somit ein Strom auf, der den im Transistor Q10 fließenden Strom der Rückführquelle nachbildet. Dieser Strom wird ebenfalls dem Signal hinzugefügt, das am Kollektor des Transistors Q9 auftritt. Die Wirkung davon ist, daß die Gegenkopplung weiter verstärkt wird.

Ein zusammengesetztes Tonfrequenzsignal, das sowohl die direkten als auch Rückführsignale der beiden erläuterten Strompfade enthält, erscheint somit am Kollektor des Transistors Q9 und wird der Basis des Transistors Q13 zugeführt, der einen Ausgangsemitterfolger darstellt. Der Kollektor des Transistors Q13 ist an Masse angeschlossen. Sein Emitterstrom wird vom Kollektor eines anderen Stromquellentransistors QI9 zugeführt. Der Transistor Q19 ist mit seinem Emitter über einen Widerstand 37 an die Gleichspannungsquelle B+ angeschlossen. Die Basis des Transistors QI9 ist mit einer Leitung verbunden, die der Basis des Stromquellentransistors Q16, dem Emitter des Transistors QI7 und der Basis des Stromquellentransistors Q18 gemeinsam ist. Das Ausgangssignal, das am Emitter des Transistors QI3 auftritt, wird zur Basis des Treibertransistors Q1 gekoppelt. Der Treibertransistor Q1 steuert die ausgangs·

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seitige Gegentakt-Leistungsverstärkerstufe aus den Transistoren Q2 und Q3 in der bereits beschriebenen Weise an.

Der eingangsseitige Differentialverstärker arbeitet mit einem sehr hohen Impedanzpegel und verwendet ein PNP-Substrat sowie einen seitwärts ausgebildeten PNP-Transistor in Darlington-Schaltung. Die Stufe hat daher eine auf Eigenleitung beruhende hohe Verstärkung und kann eine starke Gegenkopplung vertragen. Die in der Figur angegebenen Schaltungswerte sorgen für eine stabile Verstärkung.

Die vom Ausgang des Leistungsverstärkers zum Eingang des Vorverstärkers führende Rückkopplung ergänzt die bereits in Verbindung mit dem Leistungsverstärker beschriebene Rückkopplung und verbessert die Linearität der Tonfrequenzverstärkung bis auf einen Bruchteil von 1%. Der Gleichspannungsabgleich und insbesondere die Leerlaufspannung sowie der Betrag der Wechselsignalausschläge werden mit Hilfe des Widerstands 27, des Transistors Q20, des Stromquellentransistors 07, des angezapften Widerstands 29, der Dioden D1 bis D3 und des Stromquellentransistors Q18 sowie der Zenerdiode CR1 und der Diode D5 eingestellt. Mit Hilfe dieser Mittel wird die Spannung (am Ausgangsanschluß 18) auf eine gewünschte Spannung eingestellt, die normalerweise geringfügig unter der Halbpunktspannung zwischen dem positiven Potential der positiven Anschlußklemme 46 und Masse liegt. Dies wird dadurch erreicht, daß der Widerstand 27 etwa gleich dem halben Wert des Widerstands 29 gewählt wird, daß der Strom im Konstantstromquellentransistor Q18 gesteuert wird und schließlich durch die Wirkung der Zenerdiode CR1.

Die Leerlaufspannung (V18) am Ausgangsanschluß 18 des Verstärkers kann man wie folgt berechnen. Zu diesem Zweck kann man den Verbindungspunkt, an den der Kollektor des Transistors 020 angeschlossen ist, als einen Stromkno-

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tenpunkt 31 betrachten. Die Summe der Ströme in Richtung dieses Stromknotenpunkts und von dem Stromknotenpunkt weg sind Null. Der Strom, der vom Kollektor des Transistors Q20 weggezogen wird, der Strom, der über den Widerstand 27 vom Ausgangsanschluß 18 des Verstärkers dem Stromknotenpunkt zugeführt wird, und der Strom, der auf den Stromknotenpunkt vom Emitter des KonstantStromquellentransistors Q18 zufließt, können durch die folgende Gleichung miteinander verknüpft werden:

¹C * ¹C ^{+ X}f
^c20 ^C18 ^x

Dabei gilt:

I = Kollektorstrom im Bezugstransistor Q20, ^c20

I = Kollektorstrom im Quellentransistor Q18 und ^C18

I~ = Strom im Rückkopplungswiderstand 27.

Eine Erhöhung des Stroms im Rückkopplungswiderstand hat eine Erhöhung der Leerlaufspannung zur Folge. Da dieser Strom vom Kollektor des Transistors Q20 geliefert wird, hat eine Erhöhung des Kollektorstroms im Transistor Q20 die gleiche Wirkung auf die Leerlaufspannung (V18).

Der Strom im Kollektor des Transistors Q20 bildet den Strom in der in Reihe geschalteten Diode D1 nach, der unter der Einwirkung der Speisegleichspannung B+ abzüglich von drei Diodenabfällen (Eingangsübergangszonen von 07, D1, D2) durch den Widerstand 29 von 7,5 k Q fließt. Wenn die Zenerdiode CR1 nicht in Betrieb ist, gilt:

I = B₊ - 3 Vd

7,5 kO

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Wenn die Zenerdiode CR1 in Betrieb ist, wird der Strom in der in Reihe geschalteten Diode D1 zusätzlich von dem Vorhandensein dieser Diode CR1 beeinflußt, deren Katode an die Anzapfung des Widerstands 29 angeschlossen ist. In bezug auf die untere Anschlußklemme des Widerstands 29 zur Masse hin ist die Anzapfung auf 3,6 k 0 eingestellt. In bezug auf die obere Anschlußklemme des Widerstands 29 in Richtung auf die positive Speisespannungsklemme B+ ist die Anzapfung auf 3,^ kfl eingestellt. Es gilt:

V₇ - V_n

¹C " ^(2a)

^c20 3» ο kXl

Der Strom im Transistor Q18 wird durch die Spannung am Widerstand 30 und durch die Größe dieses Widerstands bestimmt. Der Spannungsabfall am Widerstand 30 ist gleich dem Abfall an der Diode D3, die in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist, und an der Eingangsübergangszone des Transistors Q17 abzüglich des Spannungsabfalls an der Eingangsübergangszone des Transistors Q18. Da die Diode D3 mit einem kleinen Strom in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist, beträgt dort der Spannungsabfall nur etwa 0,5 V. Wenn man somit am Emitterwiderstand 30 einen Spannungsabfall von 0,5 V annimmt, ergibt sich der Strom im Transistor Q18 wie folgt:

I = °'³ ^V (3)

^C18 3,3 ka ^K*'

Der Strom im Rückkopplungswiderstand 27 ist eine Funktion der Spannung (V18) am Verstärkerausgang sowie der Spannung am Stromknotenpunkt 31. Ferner ist dieser Strom dem Widerstandswert des Rückkopplungswiderstands 27 umgekehrt proportional. Die Spannung am Stromknotenpunkt 31 ergibt sich aus einer Folge von Eingangsübergangszonenabfällen "Vd" (Q11, Q9, Q10, Q12), und zwar beginnend am Masseanschluß des Potentiometers 23. Die Polarität der Spannungsabfälle an den Eingangsübergangszonen ist für

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den Transistor Q11 positiv, für den Transistor Q9 positiv, für den Transistor Q10 negativ und für den Transistor Q12 wieder positiv. Es verbleiben somit als Resultat zwei posi tive Abfälle an den Eingangsübergangszonen und somit ein Wert von etwa 1,2V. Bei nicht wirksamer Zenerdiode erhält man somit für den Rückkopplungsstrom I_f:

V_1ft - 1,2 V

Setzt man die Gleichung (4) in die Gleichung (1) ein, erhält man:

I_f - I_c - I_c (5)

^{r C}2O ^C18

B+ - 3 Vd 0.5 V ₍₆)

7,5 kQ 3,3 kQ

Wenn man die Gleichung (4) gleich der Gleichung (6) setzt und die Gleichungen für V₁₈ auflöst, erhält man:

V₁₈ - ¹'^{2 V} ₌ »+- ^{3 Vd} _ °'^{5 V} 3,9 kQ 7,5 kQ 3,3 kQ

Bei nicht wirksamer Zenerdiode ergibt sich für V_1Q: V₁₈ - 3,9 HQ^ _7fj _kQ 3,3kQj⁺¹'^2V Bei wirksamer Zenerdiode erhält man für V_1Q:

^V18-	π"	ι 41	(v_z	V	" ^R27 ¹C₁₈ ⁺ '	(8a)
	3	9 1	(6,	V _	0 7V)-⁰»⁵¹	1 P V
^V18 =	6,	6 1 35		ν —		*I f C-* V**
		1,2 V
cQ		*^ (~> Q kffl +**
<Q ν

Der bevorzugte Wert für V₁₈ liegt geringfügig unter der halben Gleichspannung, da die Emittersättigungscharakteristik des unteren Gegentakttransistors Q3 mit der Kollek-

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torsättigungscharakteristik der Transistoren Q2 und Q8 nicht symmetrisch ist. Beim Betrieb unterhalb des Zenerpunktes arbeiten die Gegentaktausgangsstufen im B-Betrieb. Wenn die Zenerdiode wirksam ist, wechseln die Gegentaktausgangsstufen in Abhängigkeit von der Strommenge, die dem normalen Leerlaufstrom hinzugefügt wird, vom B-Betrieb zum Α-Betrieb. Dieser Wechsel vermindert die Leistungseffizienz des Verstärkers, führt aber zu einer merkbaren Verbesserung der Wiedergabegüte und zu einer beträchtlichen Herabsetzung der Überlappungs- oder Überschneidungsverzerrung.

Zusätzlich zu einer genauen Steuerung der Zentrierung des Gegentaktausgangsverstärkers sorgt der Schaltungsaufbau nach der Fig. 2 auch für eine beträchtliche Brummstörungsunterdrückung und eine merkbare Erhöhung der Gleichstromstabilität. Die beiden zuletzt erwähnten Maßnahmen werden in besonders wirtschaftlicher Weise erzielt. Wie es aus der Fig. 2 hervorgeht, ist der Kollektor des Transistors Q20 am Stromknotenpunkt 31 mit einem Außenanschluß 35 verbunden, an dem ein Kondensator 34 angeschlossen ist. Dieser Kondensator hat einen hohen Wert (47 bis 200/UF) bei einer niedrigen Spannung (2,5 V). Dieser Wert liefert bei 60 Hz eine niedrige Impedanz und sorgt für eine gute Brummstörungsunterdrückung. Das zusätzliche Vorhandensein der Zenerdiode verbessert weiter den der Anordnung innewohnenden Brummabstand, da die Zenerdiode nicht nur die Speisegleichspannung B+ regelt, sondern auch zur Regelung des Mittenstromes im Transistor Q20 dient. Das zuletzt erwähnte Merkmal dämpft die Brummkomponente im Kollektor des Transistors Q20 und stellt eine Zusatzmaßnahme zur Brummstörungsverminderung durch den Kondensator 34 dar. Auf diese Weise wird die Eigenbrummunterdrückung des Verstärkers bei niedrigeren Schallpegeln um so viel wie 15 dB verbessert. Der zenerdiodengeregelte Verstärker zeigt beispielsweise bei einem 50-mW-Signal mit einem Kondensator 42 von 200/uF und einem Kondensator 34 von 47/UF eine

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Verbesserung des Signal/Brumm-Verhältnisses von 16 dB im Vergleich zu demselben Verstärker ohne die Zenerdiode.

Wenn man die Spannungsregelung möglichst gut machen will, sollte, wie bereits erläutert, die dynamische Impedanz des Reglers auf ihren niedrigsten Wert von 3 O eingestellt werden. Wenn aber die Gesamtanordnung in einer einzigen integrierten Schaltung zusammengefaßt ist, kann eine dynamische Impedanz, die näher bei 30 Q liegt, von Vorzug sein. Die Herabsetzung der dynamischen Impedanz vermindert die Welligkeit in der Speisegleichspannung B+ und verbessert die Brummunterdrückung des Verstärkers. Weiterhin wird der Schwankungsbereich der geregelten Gleichspannung B₊ eingeengt. Es tritt allerdings der Nachteil auf, daß die Welligkeits- oder Brummströme größer sind. Innerhalb der integrierten Schaltung treten daher größere Temperaturgradienten auf. Diese erhöhten Temperatürgradienten können die Brummkopplung zum Detektor erhöhen und das Signal/Brummverhältnis bei niedrigeren Schallpegeln verschlechtern.

Der erläuterte Regler erzeugt eine Speisegleichspannung B+, die man durch iteratives Lösen der folgenden Gleichungen gewinnen kann:

RV

29'

- ^V

= Si in " ^q

_/*Ή\ ,B₊-V₂- 2V_D . "⁽37^; ^ rT; W

^PA ¹C₅

Pnpn

Die nicht in dem Schaltbild enthaltenen Parameter bedeuten:
V₂ s Zenerspannung der Zenerdiode CR1 V_D = VorwärtsSpannungsabfall an den Dioden D1, D2, D5

= Multiplikationsfaktor der Transistoren Q7 und Q8 aufgrund ihrer Flächen und Emitterwiderstände

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P. = Flächenverhältnis zwischen den Transistoren Q5 und Q3

Ig= Derjenige Anteil des Gesamtspeisestromes, der von

Tonfrequenzausgang absorbiert werden nuß. Es handelt sich somit um die Differenz zwischen dem von der Gleichspannungsquelle B+ gelieferten Strom und dem von der integrierten Schaltung benötigten Strom.

Eine Analyse aufgrund der obigen Gleichungen ergibt, daß die Gleichspannung B+ in einen Bereich von 12 bis 14,5 V fällt. Dieses Ergebnis stimmt mit experimentell gewonnenen Daten überein. Beim Zenerdiodenbetrieb wird der Speisestrom typischerweise auf 42 mA eingestellt. Ein Teil dieses Stromes von etwa 15 mA wird für die Schaltungselemente der Schaltung benötigt. Der Rest von 27 mA wird vom Tonfrequenzsignalausgang absorbiert und mit Ig₊ bezeichnet. Der Ig^-Ruhewert kann sich zwischen 20 mA und 35 mA ändern, und zwar in Abhängigkeit von der Stromanforderung der übrigen Teile der integrierten Schaltung.

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Claims

Patentansprüche \λ] Tonfrequenzverstärker mit Anschlußklemmen, von denen die eine eine gemeinsame und die andere eine nicht gemeinsame Anschlußklemme ist und denen von einer Speisespannungsquelle, die einen merkbaren Innenwiderstand aufweist und eine Spannungsregelung erfordert, eine Speisespannung zugeführt wird, gekennzeichnet durch (A) eine Gegentakt-Tonfrequenzausgangsstufe mit einem ersten und einem zweiten Ausgangstransistör (Q2 und Q3) eines ersten Leitfähigkeitstyps, wobei der erste und der zweite Ausgangstransistor jeweils in Basiseingangsschaltung geschaltet sind und der Kollektor des ersten Transistors (Q2) mit der nicht gemeinsamen Anschlußklemme, der Emitter des ersten Transistors (02) mit dem Kollektor des zweiten Transistors (Q3) und der Emitter des zweiten Transistors mit der gemeinsamen Anschlußklemme verbunden ist und wobei die beiden Ausgangstransistoren eine zur Nebenschlußregelung der Speisespannungsquelle hinreichende Stromkapazität aufweisen und der Verbindungspunkt zwischen den beiden Ausgangstransistoren der Tonfrequenzausgangsanschluß (18) ist, (B) eine Treiberstufe für die Gegentakt-Ausgangsstufe mit

1. einem dritten Transistor (Q1) des ersten Leitfähigkeitstyps zum Ansteuern beider Ausgangstransistoren (Q2, Q3), wobei der dritte Transistor (Q1) in Basiseingangsschaltung als Emitterfolger geschaltet ist und der Emitter des dritten Transistors gleichspannungsmäßig mit der Basis des zweiten Ausgangstransistors (Q3) verbunden ist, und mit

2. einer phaseninvertierenden Zwischentreiberstufe zur Ankopplung der Basis des ersten Ausgangstransistors (02) an den Emitter des dritten Transistors (Q1) enthaltend einen vierten Transistor (05) vom ersten Lei-

ORIGINAL INSPECTED

tungstyp, dessen Basis gleichspannungsmäßig an den Emitter des dritten Transistors (Q1) über einen ersten Widerstand (14) angekoppelt ist und dessen Emitter mit der gemeinsamen Anschlußklemme verbunden ist, so daß die Eingangsübergangszonen des vierten und des zweiten Transistors einander parallelgeschaltet sind, um ihr Stromverhältnis zu stabilisieren, und
(C) eine Ausgangsspannungsregeleinrichtung mit

1. einer Spannungsreferenzschaltung (Q7, CR1, D5, 29) zum Abfühlen einer Abweichung des Speisespannungspotentials von einem gewünschten Wert und

2. einem Mittel (Q21) zum Erzeugen eines Fehlerstroms aufgrund der Abweichung und zum Anlegen des Fehlerstroms an den ersten Widerstand (14), um eine Änderung in der Basis-Emitter-Spannung des zweiten Transistors (Q3) aufgrund der geänderten Speisespannung zu veranlassen,

wobei die Änderung der Basis-Emitter-Spannung das genannte Stromverhältnis und den Leerlaufstrom des zweiten Ausgangstransistors (Q3) ändert und in Anbetracht der Zwischenverbindung zum Emitter des ersten Ausgangstransistors (Q2) eine entsprechende Veränderung im Leerlaufstrom des ersten Ausgangstransistors veranlaßt wird und wobei diese Leerlauf stromänderungen in den beiden Ausgangstransistoren in einem solchen Sinne erfolgen, daß für die Speisespannung eine Nebenschlußregelung vorgesehen ist.

7 0 ί· R A 1 / 1 2 (Π

2. Tonfrequenzverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Konstantstromquelle (Q8) vorgesehen ist, deren Eingang an die nicht gemeinsame Anschlußklemme und deren Ausgang mit der Basis des ersten Ausgangstransistors (Q2) verbunden ist, um dessen Leerlaufstrom zu steuern, und daß die Zwischentreiberstufe einen fünften Transistor (Q6) eines zweiten Leitfähigkeitstyps enthält, dessen Kollektor mit dem Tonfrequenzausgangsanschluß (18), dessen Basis mit dem Kollektor des vierten Transistors (Q5) und dessen Emitter mit dem Ausgang der Konstantstromquelle (Q8) verbunden ist.

3. Tonfrequenzverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß sich Mittel zum Stabilisieren der Leerlaufgleichspannung am Tonfrequenzausgangsanschluß (18) auszeichnen durch:

a. einen zweiten Widerstand (21; 27), der mit seinem einen Ende an einen Punkt angeschlossen ist, der in bezug auf Masse im wesentlichen ein festes Potential aufweist und der mit seinem anderen Ende an den Tonfrequenzausgangsanschluß (18) angeschlossen ist, und

b. Einrichtungen zum Steuern des Potentials am Tonfrequenzausgangsanschluß (18) mit einer gesteuerten Stromquelle (Q17, Q18, Q19, Q20), die so eingestellt ist, daß sie dem zweiten Widerstand einen hinreichenden Strom entzieht, um die Leerlaufausgangsspannung etwa auf dem halben Wert der Speisespannung zu halten.

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4. Tonfrequenzverstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsreferenzschaltung der Ausgangsspannungsregeleinrichtung eine Zenerdiode (CR1) und ein damit in Reihe geschaltetes Impedanzelement (D5) enthält, wobei die Zenerdiode und das Impedanzelement so geschaltet sind, daß sie die Speisespannung abfühlen und einen von der Speisespannung abhängigen Strom erzeugen, falls die Zenerspannung überschritten wird, und daß die den Fehlerstrom erzeugenden Mittel einen sechsten Transistor (Q21) enthalten, dessen Eingangsübergangszone dem in Reihe geschalteten Impedanzelement (D5) parallelgeschaltet ist und dessen Kollektor mit dem ersten Widerstand (14) verbunden ist, um diesem Strom zuzuführen.

5. Tonfrequenzverstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das in Reihe geschaltete Impedanzelement eine Diode (D5) ist, die in derselben Richtung wie die Eingangsübergangszone des sechsten Transistors (Q21) geschaltet ist, und daß die Basis-Emitter-Flächen des sechsten Transistors in einer vorbestimmten Beziehung zu den Übergangszonen der Diode stehen.

6. Tonfrequenzverstärker nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die genannten Transistoren und Dioden einschließlich der Zenerdiode in ein gemeinsames monolithisches Substrat integriert sind.

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