DE2831065A1

DE2831065A1 - Automatische pegelregelschaltung

Info

Publication number: DE2831065A1
Application number: DE19782831065
Authority: DE
Inventors: Hiroyasu Yamaguchi
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1977-07-15
Filing date: 1978-07-14
Publication date: 1979-01-18
Also published as: DE2831065C2; GB2001221A; US4234853A; GB2001221B; JPS5422512U

Description

AUTOMATISCHE PEGELREGELSCHALTUNG

Beschreibung

Die Erfindung betrifft eine automatische Pegelregelschaltung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruches 1. Eine solche Schaltung wird z. B. in einer Aufzeichnungsschaltung eines Tonbandgerätes verwendet.

Wenn Verzerrungen vermieden werden sollen, die durch Abschneiden eines Eingangssignals mit plötzlichem übermäßig hohem Pegel entstehen, wie es bei der Aufzeichnungsschaltung eines Tonbandgerätes zu beobachten ist, wird in einer derartigen Schaltung im allgemeinen eine automatische Pegelregelschaltung (ALC-Schaltung) vorgesehen. Ein Tonbandaufzeichnungsgerät mit ALC-Schaltung wird so bemessen, daß die Verstärkung der Aufzeichnungsschaltung bei einem Eingangssignal mit niedrigem Pegel groß wird und bei einem Eingangssignal mit hohem Pegel klein. Die Verwendung der ALC-Schaltung ermöglicht es, die Sättigung eines Magnetbandes als Folge eines unerwarteten übermäßigen Eingangssignals automatisch zu verhindern. Darüberhinaus ergibt sich durch die Verwendung der ALC-Schaltung der Vorteil, daß das Signal-Rausch-Verhältnis

809883/1061

(S/N-Verhältnis) verbessert wird, da auf die Sättigung des Magnetbandes keine Rücksicht genommen werden muß.

Die bekannte ALC-Schaltung, bei der der Signalpegel durch eine Gleichrichterdiodenschaltung erfaßt wird, um die Signaldämpfung zu steuern, weist die folgenden Mangel auf:

1. Die Spannungs-Strom-Kennlinie bezüglich Basis und Emitter des Amplitudensteuertransistors zur Steuerung der Signaldämpfung und die Spannungs-Strom-Kennlinie der Gleichrichterdiode in Vorwärtsrichtung hängen wesentlich von der Temperatur ab. Damit ändert sich die Arbeitscharakteristik der ALC-Schaltung wesentlich mit der Temperatur.

2. Der Arbeitspunkt der ALC-Schaltang wird abhängig von der Basis-Emitter-Spannung (Schwellspannung) des Amplitudensteuertransistors eingestellt. Damit ist die Erfassung eines kleinen Eingangssignals, dessen Spannungspegel unterhalb der Schwellspannung liegt, nahezu unmöglich. Die Schwellspannung des Amplitudensteuertransistors und der Vorwärtsspannungsabfall an der Gleichrichterdiode zum Anlegen einer Steuergleichspannung an den Amplitudensteuertransistor ändern den Arbeitspunkt der ALC-Schaltung. Dies bedeutet, daß eine Änderung der Basis-Emitter-Spannung des Amplitudensteuertransistors oder des Vorwärtsspannungsabfalls an der Gleichrichterdiode den Ausgangssignalpegel der

809883/1061

ALC-Schaltung ändern.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine automatische Pegelregelschaltung verfügbar zu machen, bei der die Arbeitscharakteristik frei von Temperaturänderungen und einer Änderung der Basis-Emitter-Spannung eines Ai.iplitudensteuertransistors ist und bei der der Arbeitspunkt über einen weiten Bereich des Pegels gleichmäßig eingestellt werden kann.

Die Aufgabe ist durch die im Patentanspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind den Unteransprüehen zu entnehmen.

Demnach enthält die automatische Pegelregel-schaltung eine verstärkungsgesteuerte Schaltung, die bei Empfang eines Eingangssignals, dessen Pegel automatisch geregelt werden soll, ein automatisch pegelgeregeltes Ausgangssignal erzeugt und ein variables Impedanzelement umfaßt, dessen innere Impedanz durch einen Steuerstrom so gesteuert wird, daß die Verstärkung der verstärkungsgesteuerten Schaltung abhängig vom Pegel des Eingangssignals variiert; ferner ist eine Steuerstromquelle vorgesehen, um einen Steuerstrom zu liefern, der eine Gleichstromkomponente mit einem dem Ausgangssignalpegel der verstärkungsgesteuerten Schaltung entsprechenden Pegel enthält, dessen Größe temperaturunabhängig ist.

809883/1061

Die so aufgebaute Pegelregel-schaltung verwendet zur Verstärkungssteuerung einen temperaturkompensierten Steuerstrom, so daß die Steuerkennlinie der automatischen Pegelregelschaltung unbeeinflußt von der Temperatur ist. Durch Verwendung eines Stromes für die Verstärkungssteuerung kann die Steuerkennlinie unabhängig von der Spannungskennlinie am Eingangsanschluß des variablen Impedanzelementes für das Steuersignal (Steuerstrom) werden. Damit ist eine Einstellung des Arbeitspunktes über einen großen Pegelbcreich möglich. Ferner wird die Schaltung für eine IC-Fertigung geeignet, d. h. sie kann als integrierte Schaltung ausgebildet werden.

Die Erfindung wird durch Ausführungsbeispiele anhand von 24 Figuren näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockdiagramm des grundsätzlichen Aufbaues einer automatischen Pegelsteuerschaltung gemäß der Erfindung;

Fig. 2 die Schaltung von Fig. 1 mehr im Detail;

Fig. 3 eine Kennlinie, die die h-Parameter eines

üblichen bipolaren Transistors darstellt;

Fig. 4,5 Schaltungen von Abänderungen des Stromgleich- und 9

richters nach Fig. 2;

809883/1061

Fig. 6-8 Schaltungen von Abänderungen der Stromsenke

Fig. 2;

Fig. 10 ein weiteres Schaltungsdiagramm der Prinzipschaltung nach Fig. 1;

Fig. 11-16 Abänderungen d^r in der Schaltung nach Fig. 2

verwendeten verstärkungsgesteuerten Schaltung;

Fig. 17-20 Abänderungen der in der Schaltung nach Fig. 10

verwendeten verstärkungsgesteuerten Schaltung; und

Fig. 21-24 Schaltungen der Konstantstrornquellen 26 der Fig. 2, 6 und 10 bzw. der Vorstromquellen 28 der Fig. 12, 18 bis 20.

Bei der Darstellung bevorzugter Ausführungsformen in-den Fig. 1 bis 24 sind entsprechenden Teilen unterschiedlicher Ausführungsformeh die gleichen oder äquivalente Bezugszei^hen gegeben .

809883/1061

Fig. 1 zeigt in Blockform eine Grundausführung der automatischen Pegelregelschaltung (abgekürzt als ALC-Schaltung) entsprechend der Erfindung. Wie gezeigt wird ein Eingangssignal e., beispielsweise ein Sprachsignal, von einer Eingangssignalquelle 10 an ein stromgesteuertes Dämpfungsglied 12 gelegt. Das Dämpfungsverhältnis do.s Därapfungsgliedes 12 wird durch einen Steuerstrom I., gesteuert. ELn Signal e.. vom Ausgang des Dämpfungsgliedes 12 wird von einem Verstärker 14 verstärkt und ergibt das Ausgangssignal e . Das Dämpfungsglied 12 und der Verstärker 14 ergeben zusammen ein verstärkungsgesteuerte Schaltung JJ^. Das Signal e wird als automatisch pegelgeregeltes Ausgangssignal an eine externe Schaltung gelegt, z. B. an eine Aufnahmeschaltung eines Tonbandgerätes und gleichzeitig ειη einen Stromgleichrichter 18. Der Gleichrichter 18 richtet das Signal e gleich und bildet es in einen Strom I₁ ab, der eine Gleichstromkomponente (DC) enthält, deren Größe der des Signals e_n entspricht. Der Gleichrichter 18 wirkt als Stromquelle mit hoher innerer Impedanz. Der Strom I. wird einer Stromsenke 20 zugeführt. Die Senke 20 hat ebenfalls eine hohe innere Impedanz. Ein fester Gleichstrom I_?, de.! unabhängig ist von Strom I₁ , wird von der Senke. 20 aufgenommen und die Differenz zwischen den Strömen I₁ und I„ wird der Steuerstrom I_. Der Gleichrichter 18 und die Senke 20 bilden zusammen eine Steuerstromquelle 22.

809883/1061

In Fig. 2 ist ein Schaltbild für die Ausführung nach Fig. 1 gezeigt. Gemäß der Figur wird das Signal e. an die Eingangski emme Ä der verstärkungsgesteuerten Schaltung 16., angelegt. Das an die Klemme A gelegte Eingangssignal e. wird über einen Kondensator C₁,der Gleichstrom abblockt, und einen Dämpfungswiderstand R1 an den Verstärker 14 geführt. Das vom Verstärker 14 kommende Signal e„ wird über die Ausgangsklemme B an eine externe Schaltung und zusätzlich an die Eingangsklemme C des Stromgleichrichters Jj8. geführt. Das an der Klemme C anliegende Signal e_Q gelangt über den Widerstand R2 an den Emitter eines PNP-Transistors Q1. Wenn das DC-Arbeitspotential an der Klemme B sich von dem an der Klemme C unterscheidet, wird zwischen die Klemmen B und C ein DC-Sperrkondensator eingesetzt. An den Emitter des Transistors Q1 ist der invertierende Eingang eines invertierenden Verstärkers 24 angeschlossen und der Ausgang des Verstärkers 24 ist mit der Basis des Transistors Q1 verbunden. Der Kollektor des Transistors Q1 ist mit der Ausgangsklemme D des Gleichrichters 18.. verbunden.

—— j

Der in dem Gleichrichter 18.. durch den Widerstand R2 fließende Strom i. ist gegeben durch i = (e_Q - e₂)/R2, wobei e₂ das Signal am invertierenden Eingang des Verstärkers 24 ist. Unter der Annahme, daß der Stromverstärkungsfaktor hfe des Transistors Q1 genügend groß ist, fließt der Strom i^ als Strom I. aus der Klemme D, solange das Signal e_Q ein höheres Poten-

809883/1061

2831Q65

tial hat als das Signal e₀. Umgekehrt ist, wenn das Potential des Signals e„ niedriger ist als das des Signals e», die Basis-Emitterstrecke des Transistors Q1 invers vorgespannt, so daß der Transistor Q1 abgeschaltet ist und der Strom I₁ praktisch Null wird. Da die Basis-Emitterstrecke des Transistors Q1 in die Rückkopplungsschleife des Verstärkers 24 eingeschaltet ist, wird eine durch Temperaturänderungen hervorgerufene Änderung der Potentialdifferenz zwischen Basis und Emitter des Transistors Q1 (Schv/ellspannung) infolge der Rückkopplungswirkung unterdrückt. Daher ändert sich der Strom I. nicht abhängig von der Temperatur, wenn die Verstärkung des Verstärkers 24 viel größer als 1 ist. Obwohl der Temperaturkoeffizient des Widerstandes R2 nicht Null ist, ist es möglich, eine Temperaturkompensation des Stromes I. zu erreichen, wenn die Temperaturabhängigkeit des Stromes I„ so ausgebildet wird, daß sie den Temperaturkoeffizienten des Widerstandes R2 aufhebt. Da der Strom I₁ vom Kollektor des Transistors Q1 kommt, ist die innere Impedanz des Gleichrichters 18 von der Klemme D her gesehen

¹ I

extrem hoch. Der Gleichrichter Ie₁ ist eine Stromquelle mit Halbwellengleichrichtung, die einen Strom I₁ abhängig vom Signal e» liefert.

Wenn ein AC-Potential am nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 24 Null-Potential hat, kann der invertierende Eingang des Verstärkers 24 als ein scheinbarer Massepunkt an-

809883/1061

gesehen werden. Dementsprechend ist das Signal e~ praktisch Null während der Halbwelle, in der der Transistor Qi in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist und so ist der Strom _i gegeben durch e-/R2.

Der der Klemme D entnommene Strom I. wird in die Eingangsklemme E der Senke ^2O. und die Steuerstromeingangsklemme F der Schaltung 16.. eingespeist. In der Senke 2O₁ wird an die

ι ι

Klemme E der Kollektor eines NPN-Transistors mit Mehrfachemitter Q2 angeschlossen, dessen Emitter über einen Widerstand R3 an Masse angeschlossen sind. Zwischen die Basis des Transistors Q2 und den Masseanschluß ist ein als Diode geschalteter NPN-Transistor Q3 gelegt. Zwischen die Basis des Transistors Q2 und eine positive Spannungsquelle +Vcc ist als Vorstromversorgung eine Konstantstromquelle 26 geschaltet. Der Transistor Q2 ist vorgespannt durch den VorwärtsSpannungsabfall (Schwellspannung) an der Basis-Emitterstrecke des Transistors Q3 und die Größe des Stromes I- oder des Kollektorstromes des Transistors Q2 kann mit Hilfe des Widerstandes R3 leicht eingestellt werden. Zwischen dem Strom I„ und dem Widerstand R3 gilt folgende Beziehung,

NI kT / 26

—— W Ti _____

q ^tn I₂

wobei k die Boltzmann¹sehe Konstante, T die absolute Temperatur, q die Elementarladung, N das Flächenverhältnis der Emitter von

80988 3/106 1

Q2 und Q3 und I„_fi der Strom der Konstantstromquelle 26 sind. Demzufolge ist es möglich, eine Gesamttemperaturkompensation des Stromes I_?, der auch eine mit dem Temperaturkoeffizienten des Widerstandes R3 variable Driftkomponente enthält, herbeizuführen, wenn die !Constantstromquelle 26 einen negativen Temperaturkoeffizienten hat. Ferner kann die Auslegung so gewählt werden, daß sich die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q2 nicht mit den Veränderungen der Speisespannung +Vcc ändert, da die Vorströme der Transistoren Q2 und Q3 von der Konstantstromquelle 26 kommen. Das bedeutet, daß sich der Strom I₂ nicht ändert, selbst wenn sich die Spannung der Stromversorgung +Vcc ändert.

Der durch die Klemme F fließende Steuerstrom I-. ist gleich der Differenz, die entsteht, wenn man den Strom I~ vom Strom subtrahiert. Wie oben beschrieben sind die Ströme I₁ und I_ bzw. die Differenz zwischen I₁ und I₂ temperaturkompensiert, so daß der Strom I-. sich nicht abhängig von der Temperatur ändert. Wenn die Temperaturkoeffizienten der Ströme I₁ und I„ praktisch gleich sind, kann der Temperaturkoeffizient des Stromes I-, der gegeben ist durch I₁ "I₂' P^raktisch zu Null gemacht werden. Der auf diese Weise temperaturkompensierte Strom I, wird über eine Diode D1 einem Anschluß eines Speicherkondensators C2 zugeführt, dessen anderer Anschluß an Masse liegt. Die Diode D1 wird dazu verwendet, den Strom I.. dem Kondensator C2 nur

809883/1061

dann zuzuführen, wenn I₁ ^> r„. Das Vorsehen der Diode D1 verhindert also, daß Ladungen des Kondensators C2 von der Senke 2O₁ abgebaut werden, wenn I₁^I₇/ und erlaubt ein Fließen des Stromes I- nur dann, wenn L^L. Das bedeutet, daß die ALC-Schaltung so ausgelegt ist, daß die ALC-Funktion nicht eintritt für Eingangssignale e. mit einem Pegel innerhalb eines Bereiches, der einem Strom I₁ entspricht, für den gilt I₁^I₂*

Die in dem Kondensator C2 durch den Strom I_ gespeicherten Ladungen werden an dieBasis eines PNP-Transistors Q4 angelegt. Der Kollektor des Transistors Q4 ist an die Stromquelle +Vcc und sein Emitter ist an die Basis eines NPN-Transistors Q5 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q5. ist an die Emitter der als variable Impedanzelemente wirkenden Transistoren Q6 und Q7 angeschlossen und der Emitter des Transistors Q5 ist an Masse gelegt. Der Zweck für die Darlington-Verbindung der Transistoren Q4 und Q5 ist die Vergrößerung des Eingangswiderstandes der Transistoren Q4 und Q5 durch Vergrößerung des Stromverstärkungsi'aktors hfe der Transistoren Q4 und Q5. Daher können die Transistoren Q4 und Q5 durch einen einzelnen Transistor ersetzt werden, wenn ein Transistor mit einem extrom hohen hfe zur Verfügung gestellt werden kann oder wenn der Strom I- mit genügender Größe und der Kondensator C2 mit großer Kapazität vorgesehen werden können. Wenn die Zeitkonstante aus dem Exngangswiderstand des Transistorpaares Q4 und Q5

80 9883/1061

und der Kapazität C2 zu klein ist, arbeitet die ALC-Schaltung instabil.

Basis und Kollektor." des Transistors Q6 sind an den Eingang des Verstärkers 14 angeschlossen. Zwischen den Basisanschlüssen der Transistoren Q6 und Q7 ist ein Widerstand R4 vorgesehen. Die Basis des Transistors Q7 ist an eine positive Vorspannungsquelle Vb angeschlossen. An die Basis und den Kollektor des Transistors Q6 ist der erste Kollektor eines PNP-Transistors Q8 mit Mehrfachkollektor angeschlossen. An den Kollektor des Transistors Q7 sind der zweite Kollektor und die Basis des Transistors Q8 angeschlossen. Der Emitter des Transistors Q8 ist an die Spannungsquelle +Vcc angeschlossen. Der Transistor Q8 kann ein Lateraltyp sein und arbeitet ^als Stromspiegel. Die Kollektorströme der Transistoren Q6 und Q7 werden praktisch gleich, so daß die Impedanzen (hib) zwischen den Basisanschlüssen und den Emittern der Transistoren Q6 und Q7 praktisch gleich sind. Aus dieser Tatsache kann abgeleitet werden, daß die Bais-Basis-Impedanz jedes der Transistoren Q6 und Q7 gleich 1/2 hib ist.

Gehen wir nun davon aus. daß R1 als die Impedanz der Serienschaltung aus dem Kondensator C1 und dem Widerstand R1 angenommen werden kann, die interne Impedanz der Stromquelle Vb vernachlässigbar ist, die Eingangsimpedanz des Verstärkers 14

809883/1061

sehr viel größer ist als 1/2 nib, R4» 1/2 hib ist und der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 14 gleich A ist. Die Übertragungsfunktion G₁ (=e /e.) des Dämpfungsgliedes 12 bestehend aus der Impedanz R1 und 1/2 hib läßt sich näherungsweise ausdrücken durch

^h ib

G ~ ²

'ATT1 R1 + 1. ., (1)

"2

In Gleichung (1) ändert sich die Impedanz 1/2 hib, wenn sich die Emitterströme der Transistoren Q6 und Q7, d. h. der Kollektorstrom I. des Transistors Q5 ändern. Im stationären Zustand ist der Zustand I. praktisch proportional zu dem Grom I., und der Strom I_ ist, wie vorher festgestellt, wenn I₁ ^r Iy proportional zu dem Signal e„ und das Signal e_fi ist proportional zu dem Signal e- . Die Übertragungsfunktion G die das Dämpfungsverhältnis des Dämpfungsgliedes 12 angibt, wird klein, wenn das Signal e.. groß wird.

Die Größe des Stromes I_. hat eine obere Grenze. Wie vorher beschrieben wurde gilt, I~ = I₁ - I„ und der Strom I„ ist auf einen festen Wert festgelegt. Deshalb kann angenommen werden, daß die obere Grenze des Stromes I_ gleich ist der oberen Grenze des Stromes I₁. Wie ebenfalls oben beschrieben

80988 3/1061

wurde, kann die obere Grenze des Stromes I. festgelegt werden durch die obere Grenze des Signals e_Q und den Widerstandswert des Widerstandes R2. Das bedeutet, daß die obere Grenze des Pegels des Signales e» bzw. des Pegels der Signalbegrenzung durch die obere Grenze des Stromes I-festgelegt rfird. Zum gleichen Zeitpunkt hat der h-Parameter hib jedes der Tranistoren Q6 und Q7 seinen minimalen Wert. Wie aus der Gleichung (1) zu sehen ist, hat die übertragungsfunktion G_Arrrr1 ihren Minimalwert, wenn das Signal e„ den Signalbegrenzungspegel erreicht. Die ALC-Schaltung kann also so ausgelegt werden, daß, wenn das Eingangssignal e. ansteigt, das Ausgangssignal e„ sich dem Signalbegrenzungspegel annähert, ihn aber nicht überschreitet.

Zu beachten ist hier, daß die Basis-Emitter-Charakteristik jedes der Transistoren Q4 und Q5 unabhängig von der Übertragungsfunktion G_Amm-i ist. Im wesentlichen ist die übertragungsfunktion G_ATT1 nur vom Steuerstrom I., abhängig. Da der Gleichrichter JT8.. als die Quelle des Stromes I-. und die Senke 2O₁ extrem hohe interne Impedanzen haben, ist die Größe des an den Transistor Q4 gelieferten Stromes I, im stationären Zustand unveränderlich, wenn die Schwellspannungen der Transistoren Q4 und Q5 sich ändern.

Da der Strom I_ durch die Transistoren Q4 und Q5 beträchtlich

809883/106 1

verstärkt wird, wird die Größe des Stromes I₃ in diesem Ausmaß reduziert. So kann angenommen werden, daß in der Nähe des Ausgangspunktes der ALC-Funktion die Größe der Ströme I₁ und I_ annähernd gleich ist. Deshalb ist der Strom Ι« gegeben durch den Ausdruck I„ ^ e_n/R2. Das Ausgangssignal e_n ist nämlich frei von den Schwellspannungen und h-Parametern der Transistoren Q4 und Q8 und dem Vorwärtsspannungsabfall der Diode D1.

Fig. 3 zeigt eine grafische Darstellung der h-Parameter eines gewöhnlichen bipolaren Transistors. Wie aus Fig. 3 zu ersehen ist, sind die relativen Änderungen der h-Parameter über einen weiten Bereich der relativen Änderung des Emitterstromes (oder Kollektorstromes) des Transistors gleichförmig. Der Parameter hib bedeutet hier die Impedanz zwischen dem Emitter und der Basis für die Basisschaltung, der Parameter hie die Impedanz zwischen der Basis und dem Emitter für die Emitterschaltung und der Parameter hfe den Stromverstärkungsfaktor für die Emitterschaltung. Wie aus der Gleichung (1> und Fig. 3 zu ersehen ist, kann die Einstellung des Arbeitspunktes des Dämpfungsgliedes 12, d. h. die Arbeitsbedingung der ALC-Schaltung für die Einstellung einer gewünschten übertragungsfunktion ^E*m_Ti über einen weiten Bereich des Signalpegels gleichmäßig erfolgen.

809883/1061

Die Fig. 4 und 5 zeigen Abwandlungen des Stromgleichrichters 18. In diesen Abwandlungen ist nicht, wie in Fig. 2 gezeigt, der Verstärker 24 zum Zweck der Vorspannung der Basis des Transistors Q1 vorgesehen. Der Gleichrichter Jj^₂ in Fig. 4 zeigt den Fall, daß das Basispotential des PNP-Transistors Q1 fest ist. Im Gleichrichter J_8„ ist eine Ze nerdiode ZD mit positiven Temperaturkoeffizienten benutzt und die Stromversorgung +Vcc ist übsr einen Widerstand R5 an den Verbindungspunkt zwischen der Diode ZD und dem Transistor Q1 angeschlossen. Es ist vorteilhaft,für die Ze nerdiode einen solchen Typ zu wählen, dessen positiver Temperaturkoeffizient in der Lage ist, den negativen Temperaturkoeffizienten des Spannungsabfalls über der Emitter-Basisstrecke des Transistors Q1 zu neutralisieren.

Der Gleichrichter JjL₃ in Fig. 5 benutzt als Transistor Q1 einen Feldeffekttransistor des p-Kanal-Verarmungs-Typs mit selbsttätiger Vorspannung.

Das Gate dieses Transistors Q1 wird durch den Spannungsabfall über einen Widerstand R2b vorgespannt. Es sei nun angenommen, daß der Widerstand eines Gatewiderstands R6 des Transistors Q1 viel größer ist als der eines Widerstandes R2a, und daß die Zeitkonstante aus dem Widerstand R6 und dem Nebenschlußkondensator C3 genügend groß gewählt wird. In einem solchen Fall ist der Drainstrom des Transistors Q1, d. h. der Strom Iw während der Zeit, in der der Transistor Q1 leitend ist, gegeben durch I₁ ^ (e_Q - e₂)/(R2a + R2b). Die Übertragungskonduktanz

8098 83/106 1

gm des Transistors Q1 sei als genügend groß angenommen. Da das Gate des Transistors Q1 wechselstrommäßig betrachtet über den Kondensator C3 an Masse liegt, ist während der Transistor Q1 leitend ist, das Signal e„ am Source des Transistors Q1 fast Null. Das Potential des Signals e„ sinkt und Source-Gate des Transistors Q1 wird vorgespannt durch eine Spannung, die größer oder gleich der Abschnürspannung ist. Zu diesem Zeitpunkt wird der Transistor Q1 abgeschaltet und der Strom I. wird Null.

Der Feldeffekttransistor hat allgemein eine Gatevorspannung, die einen besonderen Arbeitspunkt einshellt, bei dem der Temperaturkoeffizient des Drainstromes Null ist. Dementsprechend ist der Strom I₁ temperaturkompensiert, wenn der Widerstandswert des Widerstandes R2b so gewählt wird, daß der Temperaturkoeffizient des Drainstromes I₁ des Transistors Q₁ für den Wert des Stromes I₁ Null ist.

Die Fig. 6 bis 8 zeigen Schaltbilder von Abwandlungen der Senke 20. Die Senke ^0„ in Fig. 6 benützt eine Stromspiegelschaltung für den VorspannungsStromkreis des NPN-Transistors Q2. Wenn die Transistoren Q2 und Q3 gleiche Charakteristika haben und die Emitterwiderstände R3a und R3b gleiche Widerstandswerte haben, ist der Strom I« praktisch gleich dem Vorstrom, der aus der Konstantstromquelle 26 fließt. Wenn die Konstantstromquelle

809883/1061

26 einen konstanten Strom liefert, kann die Größe des Stromes I~ variiert werden durch Änderung des Widerstandswertes des Widerstandes R3a relativ zu dem des Widerstandes R3b. Bei der Senke _2C)₂ ist der Strom I₂ temperaturkompensiert, wenn die Konstantstromquelle 26 temperaturkompensiert ist. Infolge der Konstantstromeigenschaft der Konstantstromquelle 26 ist der Strom I , der von der Senke ^O_? aufgenommen wird, unabhängig von SpannungsSchwankungen der Stromversorgung +Vcc.

Die Senke 2CU in Fig. 7 bewirkt eine Temperaturkompensation des Stromes I~, jedoch ändert sich die Größe des Stromes I2 abhängig von der Spannungsänderung der Stromversorgung -t-Vcc. Die Änderung des Stromes I_? entsprechend der negativen Temperaturkoeffizienten der Basis-Emitter-Spannungen des NPN-Transistors Q2 und des PNP-Transistors Q9 wird durch einem negativen Temperaturkoeffizienten des seriegeschalteten Vorspannungsdiodenpaares D2 aufgehoben. Das Anodenpotential der Diode D2, die über einen Widerstand R7 an die Stromversorgung +Vcc angeschlossen ist, ändert sich in Übereinstimmung mit der Spannung der Stromversorgung +Vcc. Die Änderung des Anodenpotentials dieser Diode D2 wird mittels eines Emitterfolgers, bestehend aus dem Transistor Q9 und einem W.i derstand R8, auf die Basis des Transistors Q2 übertragen. Da die Spannungsverstärkung eines Emitterfolgers näherungsweise 1 ist, wird ange-

809883/1061

nommen, daß die Änderung des Anodenpotentials in ihrer Originalgröße an der Basis des Transistors Q2 erscheint.

Allgemein wird der innere Widerstand r., der einer Änderung des Vorwärtsstromes einer einzelnen Diode zugeordnet ist, ausgedrückt durch r. ^AV /AI₁-,, wobei/iv eine winzige Än-

1 r r £

derung des Vorwärtsspannungsfalles an der Diode bedeutet und AI„ eine Änderung des Vorwärtsstromes, wenn sich die Spannung um AV ändert. In Fig. 7 teilt sich eine Spannungsänderung der Stromversorgung +Vcc auf auf den Widerstand R7 und den inneren Widerstand 2r. des Diodenpaares D2 und hat eine Änderung des Anodenpotentials zur Folge. Dementsprechend sinkt der Strom I_, wenn die Spannung der Stromversorgung +Vcc sinkt. In dem Fall, wo der Emitterfolger, der den Transistor Q9 einschließt, weggelassen wird und.eine einzelne Diode anstelle des Diodenpaares D2 verwendet wird (entsprechend dem Beispiel von Fig. 2), wird die der Spannungsänderung der Stromversorgung entsprechende Änderung des Anodenpotentials auf etwa die Hälfte reduziert. Die Diode D2 kann durch einen Thermistor mit einem geeigneten negativen Temperaturkoeffizienten ersetzt werden. In diesem Fall kann der innere V.iderstand des Thermistors größer sein als der interne Widerstand r. der Diode, so daß der Emitterfolger, der den Transistor Q9 einschließt, weggelassen werden kann.

Die Senke 2O_, wie sie in Fig. 7 gezeigt ist, wird für folgende

809883/1061

2831Q65

Zwecke benutzt. Angenommen die ALC-Schaltung wird in einem batteriebetriebenen Tonbandgerät benutzt und der Signalbegrenzungspegel der ALC-Schaltung ist auf einen einer neuen Batterie entsprechenden Pegel eingestellt. Unter dieser Annahme hat ein Signalbegrenzungspegel,der frei von der Batteriespannung ist, folgenden Nachteil. Eine Verschlechterung der Batterie oder ein Absinken der Spannung der Stromversorgung +Vcc haben eine Verringerung der maximalen verzerrungsfreien Ausgangsspannung der Aufnahmeschaltung zur Folge. Das Ergebnis ist, daß die ALC-Schaltung beginnt,die Aufnahmeschaltung zu begrenzen, ehe ein übermäßiger Pegel eines Tonsignals begrenzt wird und dadurch das aufgenommene Tonsignal verzerrt. Dieser Nachteil wird dadurch vermieden, daß der Signalbegrenzungspegel der ALC-Schaltung abhängig von der Stromversorgung +Vcc geändert wird. Wird die Schaltung in Fig. 2 so ausgelegt, daß der Steuerstrom I-, ansteigt, wenn die Spannung der Stromversorgung +Vcc abfällt, dann sinkt die Verstärkung der Schaltung mit gesteuerter Verstärkung 16, wenn die Spannung der Stromquelle +Vcc absinkt. Da, wie beschrieben, I₃ = I.. - I~ , kann die Größe des Stromes I₃ geändert werden durch den Strom I oder durch den Strom I₃. In dem Fall, daß die Senke 2O₃ eingesetzt wird, steigt der Strom I_, wenn die Spannung der Stromversorgung +Vcc reduziert wird und damit wird der Signalbegrenzungspegel herabgesetzt. Das bedeutet, daß mit einer Herabsetzung der iud.ximalen unverzerrten Ausgangsspannung die obere Grenze des an die

809883/1061

Aufnahmeschaltung angelegten Sprachsignalpegels reduziert wird. Da^durch kann ein durch den Rückgang der Batteriespannung bedingtes Abschneiden in der Aufnahmeschaltung automatisch vermieden werden.

Sie Senke 20. in Fig. 8 ist ein anderes Ausführungsbeispiel, deren Funktion ähnlich der der Senke 2C)₃ ist. Der Arbeitspunkt eines N-Kanalfeldeffekttransistors vom Verarmung ε-

Depletiontyp Q2 wird durch den Widerstand R3 auf einen besonderen Punkt eingestellt, an dem der Temperaturkoeffizient des Drainstromes oder des Stromes I₉ Null wird. An das Gate des Transistors Q2 wird eine Spannung angelegt, die aus einem Spannungsteiler entnommen wird, der die Widerstände R9 und R10 enthält und durch den die Spannung der Stromquelle +Vcc geteilt wird. Wenn nun die Spannung der SpannungsquelIe +Vcc sinkt, sinkt auch das Gatepotential des Transistors Q2 und ebenso der Strom I_. Wie daraus zu ersehen ist, kann auch durch Verwendung der Senke ^p. der aus dem Spannungsrückgang der Stromquelle +Vcc herrührende Abschneideeffekt automatisch verhindert werden. Für den Transistor Q2 kann

Anreicherungs- bzw. auch ein Feldeffekttransistor voith Enhancement-Typ verwendet

werden.

Im Gleichrichter VQ^ in Fig.9 ist der erzeugte Strom I im wesentlichen umgekehrte proportional der Spannung der Stromquelle +Vcc. Der PNP-Transistor Q1 ist über den Widerstand R11 an seiner Basis an Masse angeschlossen. Die Basis des

809883/1061

Transistors Q1 ist an die Kathode einer Temperaturkompensationsdiode D3 angeschlossen, deren Anode über den Widerstand R12 an die Stromquelle +Vcc angeschlossen ist. Die Spannungsänderung der Stromquelle +Vcc wird durch die Widerstände R11 und R12 geteilt und an die Basis des Transistors Q1 angelegt. Wenn die Spannung der Stromquelle +Vcc absinkt, sinkt auch das Basispotential des Transistors Q1. Demzufolge steigt der Strom I₁. Wie oben beschrieben gilt I_ = I₁ - I« , so daß der Strom I_ ansteigt und die Verstärkung der verstärkungsgesteuerten Schaltung J_6_ absinkt, d. h. der Signalbegrenzungspegel der ALC-Schaltung sinkt.

Fig. 10 zeigt ein anderes Beispiel der Schaltung nach Fig. 1. Ein größerer Unterschied zwischen den ALC-Schaltungen der Fig. 2 und 10 liegt darin, daß die Richtung der Ströme I₁ und I_ umgekehrt ist. Das führt zu einem Schaltungsaufbau nach Fig. 10, der sich etwas von dem der Fig. 2 unterscheidet. Im Gleichrichter _1_8_[- ist der Transistor Q1 ein NPN-Typ und wenn das Potential des Signals e„ niedriger ist als das Potential des Signals e„, wird der Strom I₁ vom Transistor Q₁ aufgenommen. In der Senke ^O₁- sind die Transistoren Q2 und Q3 vom Typ PNP,und zwischen der Basis des Transistors Q2 und dem Massepotential ist eine Konstantstromquelle 26 eingeschaltet. Der Emitter des Transistors Q3 ist an die Stromquelle +Vcc angeschlossen und die Emitter des Transistors Q2 sind über den Widerstand R3 mit der Stromquelle +Vcc verbunden. Weiterhin

809883/1061

ist der Transistor Q4 in der verstärkungsgesteuerten Schaltung 1.6 _o vom Typ PNP und sein Emitter ist an die positive Vorspannungsquelle Vb angeschlossen. Sein Kollektor ist an die Basis des Transistors Q5 angeschlossen. Die Transistoren Q4 und Q5 sind in einer invertierten Darlingtonschaltung angeordnet. Der Speicherkondensator C2 liegt zwischen Basis und Emitter des Transistors Q4. Die Basis des Transistors Q4 ist über die Diode D1 mit der Klemme F verbunden. Die Diode D1 wird gebraucht, um zu verhindern, daß in den Kondensator C2 ein Überschußstrom fließt, welcher ein Teil des von der Senke _2Oj- gelieferten Stromes I„ wäre, welcher, wenn I₁ <I„,nicht als Strom I₁ von dem Gleichrichter J_8~ aufgenommen wurde.

Die Fig. 11 bis 16 zeigen Abwandlungen der verstärkungsgesteuerten Schaltung _1_6_, die in der in Fig. 2 gezeigten ALC-Schaltung verwendet werden können. In der Schaltung J_6_₃ ist zur Verhinderung des Rückflusses der im Speicherkondensator C2 gespeicherten Ladungen anstelle der Diode D1 ein NPN-Transistor Q1O verwendet. Wenn der Strom I., im Falle Ι-ι3>· in den Anschluß F fließt, wird er durch den Transistor Q1O annähernd um den Faktor hfe verstärkt und fließt dann in den Kondensator C2. Andererseits wird, wenn I.<I., die Emitter-Basisstrecke des Transistors Q1O umgekehrt vorgespannt und damit abgeschaltet, so daß die in dem Kondensator C2 gespeicher-

809 883/1061

te Ladung nicht über die Klemme F abfließen kann. Wenn ein Transistor Q1O anstelle einer Diode D1 verwendet wird, wird der an den Kondensator C2 abzugebende Strom I₉ im Falle I₁^I verstärkt, so daß die Aufladegeschwindigkeit des Kondensators C2 erhöht wird. Wenn, was nicht gezeigt ist, eine Diode parallel zu Basis und Emitter des Transistors Q1O geschal-Let wird, können dessen Verstärkungsfaktor und damit die Aufladezeit frei gewählt werden. Das bedeutet, daß die Ansprechzeit für die Funktion der ALC-Schaltung reduziert werden kann. Die Freigabezeit in der Funktion der ALC-Schaltung zeigt bei Verwendung der Diode D1 oder des Transistors Q1O keine besonderen Unterschiede.

In der Schaltung zur Verstärkungssteuerung V6_. nach Fig. 12 sind als Elemente mit variabler Impedanz in der Gegenkopplungsschleife des Verstärkers 14 die Transistoren Q6 und Q 7 verwendet. Das an den Anschluß A angelegte Eingangssignal e. wird über den Kondensator C1 an den nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 14 geführt. Der nicht invertierende Eingang ist über einen Widerstand R13 an die Vorspannungsquelle Vb angeschlossen. Der Ausgang des Verstärkers 14 liegt am Anschluß B und über einen Rückkopplungswiderttand R14 am invertierenden Eingang. Am gleichen Eingang liegen über einen Gleichstromsperrkondensator C4 und einen Widerstand Ri5,an dem die Maximalverstärkung eingestellt werden kann, die Emitter der Transistoren Q6 und Q7. Der Kollektor des Transistors Q6

809883/1061

ist an die Stromquelle +Vcc angeschlossen und der Kollektor des Transistors Q 7 liegt an Masse. An die Basis bzw. den Kollektor des Transistors Q7 sind der Emitter und der Kollektor des PNP-Transistors Q4 angeschlossen. Zwischen der Basis des Transistors Q4 und dem Massepotential liegt eine Vorstromquelle 28. Der Speicherkondensator C2 liegt zwischen der Basis des Transistors Q4 und der Stromquelle +Vcc. Zusätzlich ist die Basis des Transistors Q4 mit der Kathode der Diode D1 verbunden, deren Anode am Anschluß F .liegt.

In der Schaltung _1_6. ist die Impedanz am Emitterverbindungspunkt der Transistoren Q6 und Q7 gegeben durch den Ausdruck 1/2 hib, wenn für die Impedanz zwischen Basis und Emitter jedes der Transistoren Q6 und Q7 die Bezeichnung hib gewählt wird. Infolge des Kondensators C2 liegt ein AC-Potential an der Basis des Transistors Q4 auf Null-Potential. Deshalb kann,als Wechselstromschaltung betrachtet, die Basis des Transistors Q7 als an Masse liegend angesehen werden. Wenn die Verstärkung des Verstärkers 14 ohne Rückkopplung genügend groß ist, ist die Übertragungsfunktion G₉ (= e_n/e.)

Ά JL J. /L Uj..

der Schaltung J_6. gegeben durch

R14

R15

809883/1061

Daraus ist zu ersehen, daß die übertragungsfunktion G ~ durch Ändern von 1/2 nib durch den Strom I- beeinflußt werden kann. Normalerweise ist hib gegeben durch hib ¹^ 26 (mV)/I₄ (mA).

Die Schaltung V6_. arbeitet folgendermaßen. Wenn das Signal e. Null oder extrem klein ist, ist der Steuerstrom I- ebenfalls Null oder sehr klein. In diesem Betriebszustand fließt der größte Teil des Vorstroms, der aus der Stromquelle 28 kommt, in die Basis des Transistors Q4. Außerdem hat der Emitterstrom (oder Kollektorstrom) jedes der Transistoren Q6 und Q7 etwa den bei der Schaltungsauslegung vorgesehenen maximalen Wert. Aus Fig. 3 ist zu ersehen, daß der Wert von hib jedes der Transistoren Q6 und Q 7 den der Schaltungsauslegung zugrunde liegenden Minimalwert annimmt. Wie aus Gleichung (2) folgt, hat dabei die übertragungsfunktion G _T ~ ihren Maximalwert. Wenn der Pegel des Signals e_Q mit steigendem Signal e. ansteigt, steigt auch der Strom I . Der von der Stromquelle eingespeiste S+-rom ist auf einen konstanten Wert eingestellt. Daher steigt, wenn der Strom Ι~ ansteigt, der Basisstrom des Transistors Q4 relativ an. Als Folge davon wird die Größe hib jedes der Transistoren Q6 und Q7 groß und damit die übertragungsfunktion G_? klein. Wenn der Wert des Stromes I., den des Stromes von der Stromquelle 28 erreicht, wird der Basisstrom des Transistors Q4 beinahe zu Null und die Größe hib jedes der Transistoren Q6 und Q7 nimmt ihren Maximalwert an. In diesem

809383/1061

Betriebszustand hat die übertragungsfunktion G „ den bei der Schaltungsauslegung vorgesehenen maximalen Wert und das Ausgangssignal e» entspricht dem Signalbegrenzungspegel.

Die Schaltung mit gesteuerter Verstärkung 16^ in Fig. 13 benützt den Kollektorwiderstand r des Transistors Q5 als Element mit variabler Impedanz. Die Kennlinie eines Bipolartransistors, die den Zusammenhang zwischen Kollektor-Emitter-Spannung und Kollektorstrom darstellt mit dem Basisstrom als Parameter, zeigt im allgemeinen, daß der Kollektorstrom in einem Bereich, wo die Kollektor-Emitter-Spannung extrem klein ist, keine Sättigungseigenschaft hat. In diesem nicht gesättigten Bereich ändert sich der Kollektorwiderstand r von einem relativ niedrigen Wert bis zu einem fast unendlichen Wert abhängig vom Basisstrom. Die übertragungsfunktion der Schaltung Jj^₁. kann durch Ersetzen des Ausdrucks 1/2 hib in der Gleichung (1) durch r dargestellt werden.

Die Schaltung mit gesteuerter Verstärkung 16_C in Fig. 14

benutzt die Größe hie jedes der Transistoren Q6 und Q7 als Element mit variabler Impedanz und verarbeitet ein symmetrisches Eingangssignal. Die erste Eingangsklemme Aa ist mit der ersten Klemme einer Signalquelle 10 verbunden; die zweite Eingangsklemme Ab mit der zweiten Signalklemme. Die Klemme Aa ist über eine Reihenschaltung aus dem Kondensator da und dem Widerstand Ria mit dem nicht invertierenden Eingang des Ver-

809883/1061

stärkers 14 verbunden. Die Klemme Ab ist über eine Reihenschaltung aus dem Kondensator Cib und dem Widerstand R1b mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers 14 zusammengeschaltet. Die Verbindungspunkte des Kondensators da und des Widerstandes Ria sowie des Kondensators Cib und des Widerstandes Rib sind über Widerstände Ri3a bzw. Ri3b mit der Vorspannungquelle Vb verbunden. Wie durch Gleichung (1) kann die übertragungsfunktion G,^, (= e„/e.) der Schaltung ^Hjn angenähert dargestellt werden durch

_r <^ 2hie ...

ATT3 Ria + R1b + 2hie ^{A x}

Wenn entweder die Klemme Aa oder Ab an Masue gelegt wird, kann die Schaltung VS₁- als eine Schaltung für die Verarbeitung unsymmetrischer Eingangssignale angesehen werden. Weiterhin können unabhängige Eingangssignale an die Klemmen Aa und Ab angeschlossen werden. In diesem Falle mischt die Schaltung 16-die verschiedenen Signale an der. Klemmen Aa und Ab.

Die Schaltung mit gesteuerter Verstärkung 16_ in Fig. 15 enthält eine aus den Transistoren Q4 und Q5 bestehende invertierte Darlington-Schaltung. Kollektor und Emitter des NPN-Transistors Q4 sind mit der Basis bzw. dem Kollektor des PNP-Transistors Q5 verbunden. Der Transistor Q5 liegt mit seinem Kollektor an Mas&e und mit seinem Emitter an den Emittern der Transistoren Q6 und Q7

809883/1061
COPY

" ³³ " 2-831Q65

Die Wirkungsweise der Schaltung j[6__ ist grundsätzlich analog
der der Schaltung 16.. der Fig. 2.

Die Schaltung mit gesteuerter Verstärkung 16_Q in Fig. 16
enthält als Elemente mit variabler Impedanz die Größe hie
jedes der Transistoren Q6 und Q7 im Gegenkopplungszweig des
Verstärkers 14. Der Ausgang und der (nicht)invertierende
Eingang des Verstärkers 14 sind mit den Basisanschlüssen der Transistoren Q6 bzw. Q7 verbunden. Die Kollektoren der Transistoren Q6 und Q7 sind gemeinsam mit der Stromquelle +Vcc verbunden. Die Basisanschlüsse der Transistoren Q6 und Q7 sind über einen Widerstand R4 verbunden. Zwischen der Basis des
Transistors Q7 und dem Masseanschluß liegt eine Reihenschaltung, bestehend aus dem Widerstand R15 und dem Kondensator C4. Khnlich wie in Gleichung (2) ist die Übertragungsfunktion G _{r Λ}
(= e_Q/e.) der Schaltung _2j6„ gegeben durch

~ 2hie//R4
^GATT4 ^{Ί +} ~~ΪΪΪ5

In der Schaltung J_6„ hat eine Vergrößerung des Stromes I-,
eine Vergrößerung der Emitterströme der Transistoren Q6 und
Q7 zur Folge. Aufgrund dieser Vergrößerung verkleinert sich
der Ausdruck 2hie in der Gleichung (4) und damit die Übertragungsfunktion G_ATT4· Obwohl eine Abnahme des Stromes I₄ ein Ansteigen

809883/1061
&OPY

der übertragungsfunktion G „_- zur Folge hat,begrenzt der vorgesehene Widerstand R4 die obere Grenze von G₄ auf annähernd R4/R15.

Die Fig. 17 bis 20 zeigen Abwandlungen der Schaltung mit gesteuerter Verstärkung 1_6^, wie sie in der ALC-Schaltung nach Fig. 10 benützt werden. Das Element mit variabler Impedanz in der Fig. 17A, Schaltung I^., besteht aus einer Kombination der h-Parameter hib, der in Reihe geschalteten Transistoren Q6 und Q7. Basis und Kollektor des NPN-Transistors Q6 sind mit der Vorspannungsquelle Vb bzw. der Stromquelle +Vcc verbunden. Die Emitter der Transistoren Q6 und Q7 liegen über einen Kondensator C5 am Eingang des Verstärkers 14. Basis und Kollektor des Transistors Q7 sind mit dem Emitter bzw. dem Kollektor des PNP-Transistors Q4 verbunden. Der Kollektor des Transistors Q7 liegt an Masse. Zwischen die Basis des Transistors Q4 und die Stromquelle +Vcc ist ein Speicherkondensator C2 geschaltet. Die Basis des Transistors Q4 und der Anschluss F sind mit der Anode bzw. Kathode der Diode D1 verbunden. Unter der Annahme, daß die Impedanz des Kondensators C5 genügend klein im Vergleich zu den h-Parametern hib d°r Transistoren Q6 und Q7 ist, führt ein ähnlicher Weg wie bei Gleichung (1) zu der übertragungsfunktion G₁. (= e_n/e.), die durch die Gleichung (5) gegeben ist.

809883/10 61

i^hib . hib

_. _,_ 1. .. ^A 2R1 + hib Rl + =hib

In der Schaltung J_6„ verkleinert eine Vergrößerung des Stromes I_ den Parameter hib in der Gleichung (5) und damit wird auch die übertragungsfunktion G _Τφ[- verkleinert. Die grundsätzliche Wirkungsweise der ALC-Schaltung, die die

Schaltung 16_n benützt, ist analog der der ALC-Schaltung, —y

die die Schaltung 16„ nach Fig. 10 verwendet.

Die Fig. 17B zeigt eine Schaltung mit gesteuerter Verstärkung l£q_A/ der der Kondensator C5 fehlt. Die durch das Bezugszeichen 16_n._ bezeichnete Modifikation in Fig. 17B verwendet —yA

eine ein Paar NPN-Transistoren Q15 und Q16 enthaltende Stromspiegelschaltung zum Ausgleichen der Kollektorströme der beiden NPN-Transistoren Q13 und 014. Die Basis des PNP-Transistors Q7 ist mit dem Emitter des Transistors Q14 zusammengeschaltet. Die Gleichheit der Basis-Emitter-Spannungsfälle der Transistoren Q7 und Q14 führt dazu, daß das Emitterpotential des Transistors Q7 praktisch gleich dem Basispotential des Transistors Q14 ist. Anders ausgedrückt ist das Weglassen des Gleichstromsperrkondensators C5 deshalb zulässig, weil das Emitterpotential des Transistors Q7 und das Potential des Eingangs des Verstärkers 14 beide annähernd Vb sind.

8098 83/1061

Wird für das Verhältnis der Emitterflächen der Transistorgruppe Q13 und Q14 zu der der Gruppe Q6 und Q7 der Faktor K gesetzt, dann wird der Kollektorstrom des Transistors Q5 K-fach vergrößert und fließt dann in den Kollektorkreis der Transistorgruppe Q6 und Q7. Eine Vergrößerung des Stromes I.. in der Schaltung 16_O führt zu einer Vergrößerung des Kollektorstromes KI. der Transistorkombination Q6 und Q7. Damit wird der Parameter hib der Transistoren Q6 und Q7 verkleinert. Wie aus dem obigen hervorgeht, arbeitet die Schaltung .IjSn₂, wie die Schaltung 16_Q.

Die Schaltung mit gesteuerter Verstärkung 16..^, die in Fig.

——— ι υ

gezeigt ist, benützt als Element mit variabler Impedanz die h-Parameter hie der Transistoren Q6 und Q7. Wie dargestellt ist die Basis des NPN-Transistors Q6 über einen Kondensator C1 mit der Klemme A verbunden. Die Basis des NPN-Transistors Q7 ist mit der Eingangsklemme des Verstärkers 14 zusammengeschaltet. Zwischen den Basisanschlüssen der Transistoren Q6 und Q7 liegt ein Widerstand R4. Die Transistoren Q6 und Ql haben einen gemeinsamen Anschluß ihrer Kollektoren an die Stromquelle +Vcc und einen weiteren gemeinsamen Anschluß ihrer Emitter an den Kollektor des NPN-Transistors Q5. Der Emitter des Transistors Q5 ist an Masse gelegt und sein Basisanschluß ist mit dem Emitter des NPN-Transistors Q4 verbunden. Kollektor und Basis des Transistors Q4 sind mit der Stromquelle +Vcc bzw. der Anode der Diode D1 verbunden. Zwischen die Basis des Transistors

809883/1061

und die Stromquelle +Vcc ist eine Stromquelle 28 geschaltet. Der Kondensator C2 ist zwischen die Basis des Transistors Q4 und den Masseanschluß gelegt. Der Eingang des Verstärkers 14 ist über den Widerstand R13 mit der Vorspannungsquelle Vb verbunden.

Unter der Annahme, daß in der Schaltung J^_1n die Eingangsimpedanz des Verstärkers 14 ausreichend groß ist,verglichen mit dem Widerstand R13 und R4 » 2hie,führt ein ähnlicher Gedankengang wie bei Gleichung (1) zu der folgenden Annäherung für die Übertragungsfunktion G _fi (e„/e.) für die diskutierte Schaltung 16._

—— ι υ

G ~ ^R13

ÄTT6 2hie + R13 (6)

In der Schaltung 16._n sinkt der Basisstrom des Transistors

—Λ U

Q4, wenn der Strom I_ vergrößert wird, mit dem Ergebnis, daß die Größe 2hie in Gleichung (6) ansteigt und damit die Übertragungsfunktion G_ΛΓΓΠΊ(- absinkt.

Anstelle des Widerstandes R13 kann die Eingangsimpedanz des Verstärkers 14 verwendet werden.

809883/1Q61

Die Schaltung mit gesteuerter Verstärkung JL^₁₁ i-ⁿ Fig. 19 benützt als Element mit variabler Impedanz die h-Parameter hib der in den Gegenkopplungszweig des Verstärkers 14 eingeschalteten Transistoren Q6 und Q7. Der Ausgang und der invertierende Anschluß des Verstärkers 14 sind über einen Widerstand R14 verbunden, über einen Kondensator C6 ist der invertierende Eingang des Verstärkers !4 mit Basis und Kollektor des NPN-Transistors Q6 verbunden. Der Emitter des Transistors Q6 liegt zusammen mit dem Emitter des NPN-Transistors Q 7 am Kollektor des NPN-Transistors Q5. Die Basisanschlüsse der beiden Transistoren Q6 und Q7 sind über einen Widerstand R4 verbunden. Die Basis des Transistors Q7 ist an die Vorspannungsquelle Vb angeschlossen. Die Kollektoren der Transistoren Q6 und Q7 sind an den ersten bzw. zweiten Kollektor eines PNP-Transistors mit Mehrfachkollektor Q8 verbunden. Die Basis des Transistors Q8 liegt an dem zweiten Kollektor.

Unter der Annahme, daß die Impedanz des Kondensators C6 wesentlich kleiner ist als 2hib und R4 » 2hib, läßt sich die Ableitung der Gleichung (2) für die Herleitung der übertragungsfunktion der Schaltung 1O₁₁ anwenden. Die erhaltene Übertragungs-

—ι ι

funktion ist die gleiche wie Gleichung (2).

Im Falle von Fig. 20 werden die h-Parameter hie der in den Gegenkopplungskreis des Verstärkers 14 eingeschalteten Transisto-

809883/1061

ren OS und Q7 als Element mit variabler Impedanz in der Schaltung mit gesteuerter Verstärkung JJi. „ verwendet. In dieser Schaltung ist die Klemme A über den Kondensator C1 mit der Basis des NPN-Transistors Q7 verbunden. Die Basis des Transistors Q6 liegt über den Kondensator C6 am invertierenden Eingang des Verstärkers 14. Die Kollektoren der Transistoren Q6 und Q7 sind gemeinsam an die Stromquelle +Vcc angeschlossen. Ihre Emitter sind mit dem Kollektor des NPN-Transistors Q5 verbunden. Die Basisanschlüsse der beiden Transistoren Q6 und Q7 sind über einen Widerstand R4 verbunden.

Bei der Schaltung -JJj_-1 „ in Fig. 20 sei angenommen, daß die innere Impedanz der Signalquelle 10 vernachlässigbar ist, die Impedanz der Kondensatoren C1 und C6 ausreichend klein ist im Vergleich zu 2hie, und ebenfalls R4» 2hie. Unter dieser Annahme wird der Gedankengang von Gleichung (2) bei der Schaltung 16., _o angewandt, um die folgende Näherung der Übertragungsfunktion G _TT7 (=e_Q/e..) zu erhalten:

■ ATT7 2hie ^v '

In der Schaltung JJa₁ _ nimmt der Basisstrom des Transistors Q4 ab, wenn der Strom I₃ ansteigt, so daß der Wert 2hie in der Gleichung (7) zunimmt und die übertragungsfunktion G _„₇ umge-

809883/1061

kehrt klein gemacht wird.

Die in den Fig. 21 bis 24 dargestellten Schaltungen können in den Fig. 2, 6 und 10 als Konstantstromquellen 26 oder in den Fig. 12 und 18 bis 20 als Vorstromquellen 28 eingesetzt werden. Gemäß den Fig. 21 bis 24 fließen vorgegebene Vorströme, die mit Pfeilen X bezeichnet sind. Die Temperaturkoeffizienten der von den Stromquellen gelieferten Vorströme kann zu Null gemacht werden, wie dies anhand der Fig. 2, 5 und 8 beschrieben worden ist. Außerdem kann der Temperaturkoeffizient entweder positiv oder negativ gewählt werden.

Wird die Schaltung so bemessen daß sich die Größe der von den Stromquellen 28 gemäß den Fig. 12, 18 bis 20 gelieferten Vorströme abhängig von der Spannung der Stromquelle +Vcc ändert, dann ist die erhaltene Funktion ähnlich der bei Verwendung der Schaltungen gemäß den Fig. 7 bis 9. Als Folge einer Abnahme der Spannung der Stromquelle +Vcc nimmt der von der Stromquelle 28 gelieferte Vorstrom ab, so daß auch der Basisstrom des Transistors Q4 abnimmt. Daraufhin nehmen hie bzw. hib der Transistoren Q6 und Q7 zu, während die Ubertragungsfunktionen G_ATT2, G_ATT6 und G_ATT? umgekehrt abnehmen. Das heißt, der Signalbegrenzungspegel der ALC-Schaltung verringert sich bei einem Spannungsabfall der Stromquelle +Vcc. Eine der einfachsten Möglichkeiten zum Herabsetzen des Vorstroms abhängig von dem Spannungsabfall besteht darin, z. B.

809883/1061

anstelle der Stromquelle 28 in Fig. 18 lediglich einen Widerstand zu verwenden.

Falls bei dem Schaltungsaufbau nach Fig. 1 der Gleichrichter 18 den schwachen temperaturkompensierten Strom I₁ in der Größenordnung von nA bis μΑ stabil liefern kann, kann die Senke 20 entfallen. In diesem Fall wird der Strom

1 für sich als Strom I_ in die verstärkungsgesteuerte Schaltung 16 eingespeist. Bei einem Entfall der Senke 20 wird der Strom I., der Schaltung Jj^ zugeführt, solange das Ausgangssignal e_n nicht den Wert Null einnimmt. Demgemäß führt die ALC-Schaltung häufig eine automatische Pegelregelung für jeden Wert des Eingangssignlas e. aus.

Bei der Verstarkungsgesteuerten Schaltung ^6_ gemäß Fig. 2 oder 10 ist die ALC-Arbeitsweise selbst dann möglich, wenn die die Stromrichtung regelnde Einrichtung bzw, die Diode Di,die für eine spezielle Richtung des Stroms I-. sorgt, entfällt.

Die ALC-Schaltung gemäß der Erfindung ist anwendbar für die automatische Verstärkungssteuerung (AGC) einer Hochfrequenzschaltung wie eines Funkabstimmkreises.

Die Erfindung ist außerdem bei einer verstarkungsgesteuerten Schaltung mit einer solchen Funktion anwendbar, daß bei zu-

809883/1061

nehmendem Eingangssignal das Ausgangssignal abnimmt, also z. B.' bei einer Dynamikdehnung. Eine solche Schaltung kann wie folgt realisiert werden. Es wird beispielsweise bei der Schaltung nach Fig. 19 die Stromquelle 28 weggelassen. Die Diode D1 wird in ihrer Polarität umgekehrt geschaltet. Eine derartige '-erstärkungsgesteuerte Schaltung JL^₁₁ wird anstelle der Schaltung ±6* nach Fig. 2 verwendet und der Anschluß C wird mit dem Anschluß A und nicht mit dem Anschluß B verbunden.

Bei der verstärkungsgesteuerten Schaltung j_6^ gemäß den Fig. 2, 10, 11, 12 und 14 bis 20 werden als variable Impedanzelemente Transistorpaare Q6 und Q7 verwendet. Das Transistorpaar bewirkt eine gegenseitige Kompensation der Nichtlinearitäten von hie bzw. hib der Transistoren, um hierdurch die Entstehung von harmonischen Verzerrungen möglichst gering zu halten.

Bei sämtlichen dargestellten ALC-Schaltungen können die DC-Abblockkapazitäten C1, C4, C5 und C6 und die Vorspannungsquellen Vb entfallen, wenn als Stromquelle der ALC-Schaltung eine positive und eine negative Stromquelle verwendet werden.

809883/1061

Claims

BLUMBACH . WESER · BERGEN · KRÄMER ZWfRNER · HIRSCH ♦ BREHM

PATENTANWÄLTE IN MÜNCHEN UND WIESBADEN 2831065

Patentconsult Radeckestrafle 43 8000 Mündisn 60 Telefon (089) 883603/883604 Telex 05-212313 Telegramme Pa'.entconsull Patentconsult Sonnenberger Straße 43 6200 Wiesbaden Telefon (C6121) 562943/561998 Telex 04-186237 Telegramme Paientconsul;

Tokyo Shibaura Denki Kabushiki Kaisha 78/8748 Horikawa-cho, Saiwai-ku, Kav/asaki-shi,

PATENTANSPRÜCHE

f 1.)Automatische Pegelregelschaltung mit einer verstärkkungsgesteuerten Schaltung, die abhängig von einein Eingangssignal, dessen Pegel autorruitisch geregelt werden soll, ein automatisch pegelgeregeltes Ausgancrssign&l erzeugt und die verstärkungsgesteuerte Schaltung ein variables Impedanzeleroent enthält, dessen innere Impedanz so gesteuert wird, daß sich dessen Verstärkung abhängig vom Pegel des Eingangssignals ändert, ferner eine Einrichtung vorgesehen ist, um ein Signal zum Steuern der inneren Impedanz des variablen Impedanzelementes zu erzeugen,

dadurch gekennzeichnet, daß das Signal zum Steuern der inneren Impedanz des variablen Impedanzelementes (QG, Q7) ein Steuerstrom (I-.) ist und die Einrichtung zur Erzeugung

München: R. Kramer Dipl.-Ing. · W. V/eser Dipl.-Phys. Dr. rer. nat. · P. Hir.ir.ii Dipl.-hg. . H. P. Brehni Dlpl.-Cherp. Dr. p"::·. nat Wiesbaden: P.G. Blumbach Dipl.-Ing. · P. Bergen Dipl.-Ing. Dr. jur. . S. Zwirner Dipl.-Ing. D1pl.-VV.-in3.

809883/ 1 06 1

ORIGINAL INSPECTED

_ ρ —

des Steuerstromes eine Steuerstromquelle(2^2) enthält, die einen temperaturkompensierten Steuerstrom liefert, welcher eine Gleichstromkomponente enthält, dessen Pegel dem Pegel des Eingangssignals (e.) entspricht, das der verstärkungsgesteuerten Schaltung (1j5) zugeführt wird.
2. Automatische Pegelregelschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkung der verstärkungsgesteuerten Schaltung (\§) kleiner wird, wenn der Pegel des Eingangssignals (e.) das automatisch pegelgeregelt werden soll, größer wird.
3. Automatische Pegelregelschaltung nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkung der verstärkungsgesteuerten

/Schaltung (J_6) größer wird, wenn der Pegel des Eingangssignals (e.),das automatisch pegelgeregelt werden soll, größer wird.
4. Automatische Pegelregelschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerstromquelle (22) einen Stromgleichrichter (18) mit hoher innerer Impedanz enthält, um einen ersten Strom (I₁) mit eir-ir Gleichstrom-

809883/1061

komponente einzuspeisen, die dem Pegel des Eingangssignals (e.) der verstärkungsgesteuerten Schaltung (16) entspricht, ferner eine Stromsenke (20) mit einer hohen inneren Impedanz zur Aufnahme eines zweiten Stromes (1«), wobei die Stromsenke an einen Schaltungste.il angeschlossen ist, über den der erste Strom fließt, urv einen Steuerstrom (I,) zu liefern, der der Differenz zwischen dem ersten und dem zweiten Strom entspricht.
5. Automatische Pegelregelschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerstromquelle (2_2) einen Stromgleichrichter (18) mit einer hohen inneren Impedanz enthält, cm einen ersten Strom (I₁) aufzunehmen, der eine dem Pegel des Eingangssignals (e.) der verstärkungsgesteuerten Schaltung (V6) entsprechende Gleichstromkomponente umfaßt, ferner eine Senke (20) mit einer hohen inneren Impedanz enthält, um einen zweiten Strom (I_?) einzuspeisen, wobei die Senke an einen Schaltungsteil angeschlossen ist, über den der erste Strom fließt, um den Steuerstrom (I₃) als Differenz zwischen dem ersten und dem zweiten Strom zu erzeugen.
6. Automatische Pegelregelschaltung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromgleichrichter (18) und die Stromsenke (20) hinsichtlich der Temperaturkoeff'izion·

809883/1061

ten des ersten Stromes (I₁) und des zweiten Stromes (I„) so ausgebildet sind, daß die Größe des Steuerstroms (I-,) temperaturunabhängig ist.
7. Automatische Pegelregelschaltung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß eine Schaltung, in die der Steuerstrom (I_J fließt, eine die Stromrichtung regelnde Einrichtung enthält, die nur dann leitend ist, wenn die Größe des ersten Stroms (I₁) die Größe des zweiten Stroms (I₉) überschreitet, um dem variablen Impedanzelement (Q6, Q7) nur dann den Steuerstrom wirksam zuzuführen, wenn der Pegel des Ausgangssignals (e„) der verstärkungsgesteuerten Schaltung (16) eine vorgegebene Größe überschreitet.
8. Automatische Pegelregelschaltung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerstromquelle (22) eine den Steuerstrom ändernde Einrichtung (R7, D2, Q9) enthält, um abhängig von einer Abnahme der Speisespannung (+Vcc) den Steuerstrom (I₃) anzuheben, um die obere Grenze des Pegels des Ausgangssignals (e_Q), das durch die automatische Pegelregelschaltung gesteuert wird, herabzusetzen in Abhängigkeit von einer Verminderung der Speisespannung, die einer mit der automatischen Pegelregelschaltung verbundenen Schaltung zugeführt wird.

809883/1061