DE2831065A1 - Automatische pegelregelschaltung - Google Patents
Automatische pegelregelschaltungInfo
- Publication number
- DE2831065A1 DE2831065A1 DE19782831065 DE2831065A DE2831065A1 DE 2831065 A1 DE2831065 A1 DE 2831065A1 DE 19782831065 DE19782831065 DE 19782831065 DE 2831065 A DE2831065 A DE 2831065A DE 2831065 A1 DE2831065 A1 DE 2831065A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- current
- circuit
- transistor
- level
- gain
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 230000007423 decrease Effects 0.000 claims description 23
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 claims description 9
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 claims description 2
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 2
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 claims 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 37
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 25
- 230000008859 change Effects 0.000 description 24
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 10
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 10
- 238000003860 storage Methods 0.000 description 5
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 4
- 238000013461 design Methods 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 4
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 3
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 3
- 101100165799 Arabidopsis thaliana CYP86A2 gene Proteins 0.000 description 2
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000005520 cutting process Methods 0.000 description 1
- 238000009795 derivation Methods 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 230000005611 electricity Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3005—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in amplifiers suitable for low-frequencies, e.g. audio amplifiers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Signal Processing Not Specific To The Method Of Recording And Reproducing (AREA)
Description
AUTOMATISCHE PEGELREGELSCHALTUNG
Die Erfindung betrifft eine automatische Pegelregelschaltung
gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruches 1. Eine solche
Schaltung wird z. B. in einer Aufzeichnungsschaltung eines
Tonbandgerätes verwendet.
Wenn Verzerrungen vermieden werden sollen, die durch Abschneiden eines Eingangssignals mit plötzlichem übermäßig
hohem Pegel entstehen, wie es bei der Aufzeichnungsschaltung
eines Tonbandgerätes zu beobachten ist, wird in einer derartigen Schaltung im allgemeinen eine automatische Pegelregelschaltung
(ALC-Schaltung) vorgesehen. Ein Tonbandaufzeichnungsgerät
mit ALC-Schaltung wird so bemessen, daß die Verstärkung der Aufzeichnungsschaltung bei einem Eingangssignal
mit niedrigem Pegel groß wird und bei einem Eingangssignal mit hohem Pegel klein. Die Verwendung der ALC-Schaltung ermöglicht
es, die Sättigung eines Magnetbandes als Folge eines unerwarteten übermäßigen Eingangssignals automatisch zu verhindern.
Darüberhinaus ergibt sich durch die Verwendung der ALC-Schaltung der Vorteil, daß das Signal-Rausch-Verhältnis
809883/1061
(S/N-Verhältnis) verbessert wird, da auf die Sättigung des
Magnetbandes keine Rücksicht genommen werden muß.
Die bekannte ALC-Schaltung, bei der der Signalpegel durch
eine Gleichrichterdiodenschaltung erfaßt wird, um die Signaldämpfung
zu steuern, weist die folgenden Mangel auf:
1. Die Spannungs-Strom-Kennlinie bezüglich Basis und Emitter
des Amplitudensteuertransistors zur Steuerung der Signaldämpfung und die Spannungs-Strom-Kennlinie der Gleichrichterdiode
in Vorwärtsrichtung hängen wesentlich von der Temperatur ab. Damit ändert sich die Arbeitscharakteristik
der ALC-Schaltung wesentlich mit der Temperatur.
2. Der Arbeitspunkt der ALC-Schaltang wird abhängig von der
Basis-Emitter-Spannung (Schwellspannung) des Amplitudensteuertransistors eingestellt. Damit ist die Erfassung
eines kleinen Eingangssignals, dessen Spannungspegel unterhalb
der Schwellspannung liegt, nahezu unmöglich. Die Schwellspannung des Amplitudensteuertransistors und der
Vorwärtsspannungsabfall an der Gleichrichterdiode zum Anlegen einer Steuergleichspannung an den Amplitudensteuertransistor
ändern den Arbeitspunkt der ALC-Schaltung. Dies bedeutet, daß eine Änderung der Basis-Emitter-Spannung des
Amplitudensteuertransistors oder des Vorwärtsspannungsabfalls an der Gleichrichterdiode den Ausgangssignalpegel der
809883/1061
ALC-Schaltung ändern.
Aufgabe der Erfindung ist es, eine automatische Pegelregelschaltung
verfügbar zu machen, bei der die Arbeitscharakteristik frei von Temperaturänderungen und einer Änderung der Basis-Emitter-Spannung
eines Ai.iplitudensteuertransistors ist und
bei der der Arbeitspunkt über einen weiten Bereich des Pegels gleichmäßig eingestellt werden kann.
Die Aufgabe ist durch die im Patentanspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung
sind den Unteransprüehen zu entnehmen.
Demnach enthält die automatische Pegelregel-schaltung eine
verstärkungsgesteuerte Schaltung, die bei Empfang eines Eingangssignals, dessen Pegel automatisch geregelt werden soll,
ein automatisch pegelgeregeltes Ausgangssignal erzeugt und ein variables Impedanzelement umfaßt, dessen innere Impedanz
durch einen Steuerstrom so gesteuert wird, daß die Verstärkung der verstärkungsgesteuerten Schaltung abhängig vom Pegel
des Eingangssignals variiert; ferner ist eine Steuerstromquelle vorgesehen, um einen Steuerstrom zu liefern, der eine Gleichstromkomponente
mit einem dem Ausgangssignalpegel der verstärkungsgesteuerten Schaltung entsprechenden Pegel enthält, dessen
Größe temperaturunabhängig ist.
809883/1061
Die so aufgebaute Pegelregel-schaltung verwendet zur Verstärkungssteuerung
einen temperaturkompensierten Steuerstrom, so daß die Steuerkennlinie der automatischen Pegelregelschaltung
unbeeinflußt von der Temperatur ist. Durch Verwendung eines Stromes für die Verstärkungssteuerung kann
die Steuerkennlinie unabhängig von der Spannungskennlinie am Eingangsanschluß des variablen Impedanzelementes für das
Steuersignal (Steuerstrom) werden. Damit ist eine Einstellung des Arbeitspunktes über einen großen Pegelbcreich möglich.
Ferner wird die Schaltung für eine IC-Fertigung geeignet, d. h. sie kann als integrierte Schaltung ausgebildet werden.
Die Erfindung wird durch Ausführungsbeispiele anhand von 24 Figuren näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockdiagramm des grundsätzlichen Aufbaues einer automatischen Pegelsteuerschaltung
gemäß der Erfindung;
Fig. 2 die Schaltung von Fig. 1 mehr im Detail;
Fig. 3 eine Kennlinie, die die h-Parameter eines
üblichen bipolaren Transistors darstellt;
Fig. 4,5 Schaltungen von Abänderungen des Stromgleich- und 9
richters nach Fig. 2;
809883/1061
Fig. 6-8 Schaltungen von Abänderungen der Stromsenke
Fig. 2;
Fig. 10 ein weiteres Schaltungsdiagramm der Prinzipschaltung nach Fig. 1;
Fig. 11-16 Abänderungen d^r in der Schaltung nach Fig. 2
verwendeten verstärkungsgesteuerten Schaltung;
Fig. 17-20 Abänderungen der in der Schaltung nach Fig. 10
verwendeten verstärkungsgesteuerten Schaltung; und
Fig. 21-24 Schaltungen der Konstantstrornquellen 26 der Fig. 2, 6 und 10 bzw. der Vorstromquellen 28
der Fig. 12, 18 bis 20.
Bei der Darstellung bevorzugter Ausführungsformen in-den Fig. 1
bis 24 sind entsprechenden Teilen unterschiedlicher Ausführungsformeh
die gleichen oder äquivalente Bezugszei^hen gegeben .
809883/1061
Fig. 1 zeigt in Blockform eine Grundausführung der automatischen Pegelregelschaltung (abgekürzt als ALC-Schaltung)
entsprechend der Erfindung. Wie gezeigt wird ein Eingangssignal e., beispielsweise ein Sprachsignal, von einer Eingangssignalquelle
10 an ein stromgesteuertes Dämpfungsglied 12 gelegt. Das Dämpfungsverhältnis do.s Därapfungsgliedes
12 wird durch einen Steuerstrom I., gesteuert. ELn Signal e..
vom Ausgang des Dämpfungsgliedes 12 wird von einem Verstärker 14 verstärkt und ergibt das Ausgangssignal e . Das Dämpfungsglied
12 und der Verstärker 14 ergeben zusammen ein verstärkungsgesteuerte
Schaltung JJ^. Das Signal e wird als automatisch
pegelgeregeltes Ausgangssignal an eine externe Schaltung gelegt, z. B. an eine Aufnahmeschaltung eines Tonbandgerätes
und gleichzeitig ειη einen Stromgleichrichter 18. Der Gleichrichter
18 richtet das Signal e gleich und bildet es in einen Strom I1 ab, der eine Gleichstromkomponente (DC) enthält, deren
Größe der des Signals en entspricht. Der Gleichrichter 18
wirkt als Stromquelle mit hoher innerer Impedanz. Der Strom I. wird einer Stromsenke 20 zugeführt. Die Senke 20 hat ebenfalls
eine hohe innere Impedanz. Ein fester Gleichstrom I?, de.!
unabhängig ist von Strom I1 , wird von der Senke. 20 aufgenommen
und die Differenz zwischen den Strömen I1 und I„ wird der
Steuerstrom I_. Der Gleichrichter 18 und die Senke 20 bilden zusammen eine Steuerstromquelle 22.
809883/1061
In Fig. 2 ist ein Schaltbild für die Ausführung nach Fig. 1
gezeigt. Gemäß der Figur wird das Signal e. an die Eingangski emme Ä der verstärkungsgesteuerten Schaltung 16., angelegt.
Das an die Klemme A gelegte Eingangssignal e. wird über einen Kondensator C1,der Gleichstrom abblockt, und einen Dämpfungswiderstand
R1 an den Verstärker 14 geführt. Das vom Verstärker 14 kommende Signal e„ wird über die Ausgangsklemme B an eine
externe Schaltung und zusätzlich an die Eingangsklemme C des Stromgleichrichters Jj8. geführt. Das an der Klemme C anliegende
Signal eQ gelangt über den Widerstand R2 an den Emitter
eines PNP-Transistors Q1. Wenn das DC-Arbeitspotential an der
Klemme B sich von dem an der Klemme C unterscheidet, wird zwischen die Klemmen B und C ein DC-Sperrkondensator eingesetzt.
An den Emitter des Transistors Q1 ist der invertierende
Eingang eines invertierenden Verstärkers 24 angeschlossen und der Ausgang des Verstärkers 24 ist mit der Basis des Transistors
Q1 verbunden. Der Kollektor des Transistors Q1 ist mit der Ausgangsklemme D des Gleichrichters 18.. verbunden.
—— j
Der in dem Gleichrichter 18.. durch den Widerstand R2 fließende
Strom i. ist gegeben durch i = (eQ - e2)/R2, wobei e2 das
Signal am invertierenden Eingang des Verstärkers 24 ist. Unter der Annahme, daß der Stromverstärkungsfaktor hfe des
Transistors Q1 genügend groß ist, fließt der Strom i^ als Strom
I. aus der Klemme D, solange das Signal eQ ein höheres Poten-
809883/1061
2831Q65
tial hat als das Signal e0. Umgekehrt ist, wenn das Potential
des Signals e„ niedriger ist als das des Signals e»,
die Basis-Emitterstrecke des Transistors Q1 invers vorgespannt, so daß der Transistor Q1 abgeschaltet ist und der Strom I1
praktisch Null wird. Da die Basis-Emitterstrecke des Transistors Q1 in die Rückkopplungsschleife des Verstärkers 24 eingeschaltet
ist, wird eine durch Temperaturänderungen hervorgerufene Änderung der Potentialdifferenz zwischen Basis und Emitter des
Transistors Q1 (Schv/ellspannung) infolge der Rückkopplungswirkung unterdrückt. Daher ändert sich der Strom I. nicht abhängig
von der Temperatur, wenn die Verstärkung des Verstärkers 24 viel größer als 1 ist. Obwohl der Temperaturkoeffizient des
Widerstandes R2 nicht Null ist, ist es möglich, eine Temperaturkompensation des Stromes I. zu erreichen, wenn die Temperaturabhängigkeit
des Stromes I„ so ausgebildet wird, daß sie den Temperaturkoeffizienten des Widerstandes R2 aufhebt. Da der
Strom I1 vom Kollektor des Transistors Q1 kommt, ist die innere
Impedanz des Gleichrichters 18 von der Klemme D her gesehen
1 I
extrem hoch. Der Gleichrichter Ie1 ist eine Stromquelle mit
Halbwellengleichrichtung, die einen Strom I1 abhängig vom
Signal e» liefert.
Wenn ein AC-Potential am nicht invertierenden Eingang des
Verstärkers 24 Null-Potential hat, kann der invertierende
Eingang des Verstärkers 24 als ein scheinbarer Massepunkt an-
809883/1061
gesehen werden. Dementsprechend ist das Signal e~ praktisch
Null während der Halbwelle, in der der Transistor Qi in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist und so ist der Strom _i
gegeben durch e-/R2.
Der der Klemme D entnommene Strom I. wird in die Eingangsklemme E der Senke ^2O. und die Steuerstromeingangsklemme F
der Schaltung 16.. eingespeist. In der Senke 2O1 wird an die
ι ι
Klemme E der Kollektor eines NPN-Transistors mit Mehrfachemitter Q2 angeschlossen, dessen Emitter über einen Widerstand R3 an
Masse angeschlossen sind. Zwischen die Basis des Transistors Q2 und den Masseanschluß ist ein als Diode geschalteter NPN-Transistor
Q3 gelegt. Zwischen die Basis des Transistors Q2 und eine positive Spannungsquelle +Vcc ist als Vorstromversorgung
eine Konstantstromquelle 26 geschaltet. Der Transistor Q2 ist vorgespannt durch den VorwärtsSpannungsabfall (Schwellspannung)
an der Basis-Emitterstrecke des Transistors Q3 und die Größe des Stromes I- oder des Kollektorstromes des Transistors
Q2 kann mit Hilfe des Widerstandes R3 leicht eingestellt werden. Zwischen dem Strom I„ und dem Widerstand R3 gilt folgende Beziehung,
NI
kT / 26
—— W Ti _____
q tn I2
wobei k die Boltzmann1sehe Konstante, T die absolute Temperatur,
q die Elementarladung, N das Flächenverhältnis der Emitter von
80988 3/106 1
Q2 und Q3 und I„fi der Strom der Konstantstromquelle 26 sind.
Demzufolge ist es möglich, eine Gesamttemperaturkompensation des Stromes I?, der auch eine mit dem Temperaturkoeffizienten
des Widerstandes R3 variable Driftkomponente enthält, herbeizuführen,
wenn die !Constantstromquelle 26 einen negativen
Temperaturkoeffizienten hat. Ferner kann die Auslegung so gewählt werden, daß sich die Spannung zwischen der Basis und dem
Emitter des Transistors Q2 nicht mit den Veränderungen der Speisespannung +Vcc ändert, da die Vorströme der Transistoren
Q2 und Q3 von der Konstantstromquelle 26 kommen. Das bedeutet, daß sich der Strom I2 nicht ändert, selbst wenn sich die
Spannung der Stromversorgung +Vcc ändert.
Der durch die Klemme F fließende Steuerstrom I-. ist gleich
der Differenz, die entsteht, wenn man den Strom I~ vom Strom
subtrahiert. Wie oben beschrieben sind die Ströme I1 und I_
bzw. die Differenz zwischen I1 und I2 temperaturkompensiert,
so daß der Strom I-. sich nicht abhängig von der Temperatur
ändert. Wenn die Temperaturkoeffizienten der Ströme I1 und I„
praktisch gleich sind, kann der Temperaturkoeffizient des Stromes I-, der gegeben ist durch I1 "I2' Praktisch zu Null gemacht
werden. Der auf diese Weise temperaturkompensierte Strom I, wird über eine Diode D1 einem Anschluß eines Speicherkondensators
C2 zugeführt, dessen anderer Anschluß an Masse liegt. Die Diode D1 wird dazu verwendet, den Strom I.. dem Kondensator C2 nur
809883/1061
dann zuzuführen, wenn I1 ^>
r„. Das Vorsehen der Diode D1 verhindert also, daß Ladungen des Kondensators C2 von der
Senke 2O1 abgebaut werden, wenn I1^I7/ und erlaubt ein
Fließen des Stromes I- nur dann, wenn L^L. Das bedeutet,
daß die ALC-Schaltung so ausgelegt ist, daß die ALC-Funktion
nicht eintritt für Eingangssignale e. mit einem Pegel innerhalb
eines Bereiches, der einem Strom I1 entspricht, für den
gilt I1^I2*
Die in dem Kondensator C2 durch den Strom I_ gespeicherten
Ladungen werden an dieBasis eines PNP-Transistors Q4 angelegt. Der Kollektor des Transistors Q4 ist an die Stromquelle +Vcc
und sein Emitter ist an die Basis eines NPN-Transistors Q5 angeschlossen.
Der Kollektor des Transistors Q5. ist an die Emitter der als variable Impedanzelemente wirkenden Transistoren Q6
und Q7 angeschlossen und der Emitter des Transistors Q5 ist an Masse gelegt. Der Zweck für die Darlington-Verbindung der
Transistoren Q4 und Q5 ist die Vergrößerung des Eingangswiderstandes
der Transistoren Q4 und Q5 durch Vergrößerung des Stromverstärkungsi'aktors hfe der Transistoren Q4 und Q5. Daher
können die Transistoren Q4 und Q5 durch einen einzelnen Transistor ersetzt werden, wenn ein Transistor mit einem
extrom hohen hfe zur Verfügung gestellt werden kann oder wenn
der Strom I- mit genügender Größe und der Kondensator C2 mit großer Kapazität vorgesehen werden können. Wenn die Zeitkonstante
aus dem Exngangswiderstand des Transistorpaares Q4 und Q5
80 9883/1061
und der Kapazität C2 zu klein ist, arbeitet die ALC-Schaltung
instabil.
Basis und Kollektor." des Transistors Q6 sind an den Eingang des Verstärkers 14 angeschlossen. Zwischen den Basisanschlüssen
der Transistoren Q6 und Q7 ist ein Widerstand R4 vorgesehen. Die Basis des Transistors Q7 ist an eine positive Vorspannungsquelle
Vb angeschlossen. An die Basis und den Kollektor des Transistors Q6 ist der erste Kollektor eines PNP-Transistors
Q8 mit Mehrfachkollektor angeschlossen. An den Kollektor des Transistors Q7 sind der zweite Kollektor und
die Basis des Transistors Q8 angeschlossen. Der Emitter des Transistors Q8 ist an die Spannungsquelle +Vcc angeschlossen.
Der Transistor Q8 kann ein Lateraltyp sein und arbeitet als
Stromspiegel. Die Kollektorströme der Transistoren Q6 und Q7 werden praktisch gleich, so daß die Impedanzen (hib) zwischen
den Basisanschlüssen und den Emittern der Transistoren Q6 und Q7 praktisch gleich sind. Aus dieser Tatsache kann abgeleitet
werden, daß die Bais-Basis-Impedanz jedes der Transistoren Q6 und Q7 gleich 1/2 hib ist.
Gehen wir nun davon aus. daß R1 als die Impedanz der Serienschaltung
aus dem Kondensator C1 und dem Widerstand R1 angenommen werden kann, die interne Impedanz der Stromquelle Vb
vernachlässigbar ist, die Eingangsimpedanz des Verstärkers 14
809883/1061
sehr viel größer ist als 1/2 nib, R4» 1/2 hib ist und
der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 14 gleich A ist. Die Übertragungsfunktion G1 (=e /e.) des Dämpfungsgliedes
12 bestehend aus der Impedanz R1 und 1/2 hib läßt sich näherungsweise ausdrücken durch
^h ib
G ~ 2
'ATT1 R1 + 1. ., (1)
"2
In Gleichung (1) ändert sich die Impedanz 1/2 hib, wenn sich die Emitterströme der Transistoren Q6 und Q7, d. h. der
Kollektorstrom I. des Transistors Q5 ändern. Im stationären Zustand ist der Zustand I. praktisch proportional zu dem
Grom I., und der Strom I_ ist, wie vorher festgestellt, wenn
I1 ^r Iy proportional zu dem Signal e„ und das Signal efi ist
proportional zu dem Signal e- . Die Übertragungsfunktion G
die das Dämpfungsverhältnis des Dämpfungsgliedes 12 angibt, wird klein, wenn das Signal e.. groß wird.
Die Größe des Stromes I_. hat eine obere Grenze. Wie vorher
beschrieben wurde gilt, I~ = I1 - I„ und der Strom I„ ist
auf einen festen Wert festgelegt. Deshalb kann angenommen werden, daß die obere Grenze des Stromes I_ gleich ist der
oberen Grenze des Stromes I1. Wie ebenfalls oben beschrieben
80988 3/1061
wurde, kann die obere Grenze des Stromes I. festgelegt
werden durch die obere Grenze des Signals eQ und den Widerstandswert
des Widerstandes R2. Das bedeutet, daß die obere Grenze des Pegels des Signales e» bzw. des Pegels
der Signalbegrenzung durch die obere Grenze des Stromes I-festgelegt rfird. Zum gleichen Zeitpunkt hat der h-Parameter
hib jedes der Tranistoren Q6 und Q7 seinen minimalen Wert.
Wie aus der Gleichung (1) zu sehen ist, hat die übertragungsfunktion
GArrrr1 ihren Minimalwert, wenn das Signal e„ den
Signalbegrenzungspegel erreicht. Die ALC-Schaltung kann also so ausgelegt werden, daß, wenn das Eingangssignal e. ansteigt,
das Ausgangssignal e„ sich dem Signalbegrenzungspegel annähert,
ihn aber nicht überschreitet.
Zu beachten ist hier, daß die Basis-Emitter-Charakteristik jedes der Transistoren Q4 und Q5 unabhängig von der Übertragungsfunktion
GAmm-i ist. Im wesentlichen ist die übertragungsfunktion
GATT1 nur vom Steuerstrom I., abhängig. Da der Gleichrichter JT8..
als die Quelle des Stromes I-. und die Senke 2O1 extrem hohe
interne Impedanzen haben, ist die Größe des an den Transistor Q4 gelieferten Stromes I, im stationären Zustand unveränderlich,
wenn die Schwellspannungen der Transistoren Q4 und Q5 sich ändern.
Da der Strom I_ durch die Transistoren Q4 und Q5 beträchtlich
809883/106 1
verstärkt wird, wird die Größe des Stromes I3 in diesem
Ausmaß reduziert. So kann angenommen werden, daß in der Nähe des Ausgangspunktes der ALC-Funktion die Größe der
Ströme I1 und I_ annähernd gleich ist. Deshalb ist der
Strom Ι« gegeben durch den Ausdruck I„ ^ en/R2. Das Ausgangssignal
en ist nämlich frei von den Schwellspannungen
und h-Parametern der Transistoren Q4 und Q8 und dem Vorwärtsspannungsabfall der Diode D1.
Fig. 3 zeigt eine grafische Darstellung der h-Parameter eines gewöhnlichen bipolaren Transistors. Wie aus Fig. 3
zu ersehen ist, sind die relativen Änderungen der h-Parameter über einen weiten Bereich der relativen Änderung des Emitterstromes
(oder Kollektorstromes) des Transistors gleichförmig. Der Parameter hib bedeutet hier die Impedanz zwischen dem
Emitter und der Basis für die Basisschaltung, der Parameter hie die Impedanz zwischen der Basis und dem Emitter für die
Emitterschaltung und der Parameter hfe den Stromverstärkungsfaktor für die Emitterschaltung. Wie aus der Gleichung (1>
und Fig. 3 zu ersehen ist, kann die Einstellung des Arbeitspunktes des Dämpfungsgliedes 12, d. h. die Arbeitsbedingung
der ALC-Schaltung für die Einstellung einer gewünschten übertragungsfunktion
E*mTi über einen weiten Bereich des Signalpegels
gleichmäßig erfolgen.
809883/1061
Die Fig. 4 und 5 zeigen Abwandlungen des Stromgleichrichters 18. In diesen Abwandlungen ist nicht, wie in Fig. 2 gezeigt,
der Verstärker 24 zum Zweck der Vorspannung der Basis des Transistors Q1 vorgesehen. Der Gleichrichter Jj^2 in Fig. 4
zeigt den Fall, daß das Basispotential des PNP-Transistors Q1
fest ist. Im Gleichrichter J_8„ ist eine Ze nerdiode ZD mit
positiven Temperaturkoeffizienten benutzt und die Stromversorgung +Vcc ist übsr einen Widerstand R5 an den Verbindungspunkt zwischen der Diode ZD und dem Transistor Q1 angeschlossen.
Es ist vorteilhaft,für die Ze nerdiode einen solchen Typ zu
wählen, dessen positiver Temperaturkoeffizient in der Lage
ist, den negativen Temperaturkoeffizienten des Spannungsabfalls
über der Emitter-Basisstrecke des Transistors Q1 zu neutralisieren.
Der Gleichrichter JjL3 in Fig. 5 benutzt als Transistor Q1
einen Feldeffekttransistor des p-Kanal-Verarmungs-Typs mit
selbsttätiger Vorspannung.
Das Gate dieses Transistors Q1 wird durch den Spannungsabfall über einen Widerstand R2b vorgespannt. Es sei nun angenommen,
daß der Widerstand eines Gatewiderstands R6 des Transistors Q1 viel größer ist als der eines Widerstandes R2a, und daß
die Zeitkonstante aus dem Widerstand R6 und dem Nebenschlußkondensator C3 genügend groß gewählt wird. In einem solchen
Fall ist der Drainstrom des Transistors Q1, d. h. der Strom Iw
während der Zeit, in der der Transistor Q1 leitend ist, gegeben durch I1 ^ (eQ - e2)/(R2a + R2b). Die Übertragungskonduktanz
8098 83/106 1
gm des Transistors Q1 sei als genügend groß angenommen.
Da das Gate des Transistors Q1 wechselstrommäßig betrachtet
über den Kondensator C3 an Masse liegt, ist während der Transistor Q1 leitend ist, das Signal e„ am Source des
Transistors Q1 fast Null. Das Potential des Signals e„ sinkt
und Source-Gate des Transistors Q1 wird vorgespannt durch
eine Spannung, die größer oder gleich der Abschnürspannung ist. Zu diesem Zeitpunkt wird der Transistor Q1 abgeschaltet
und der Strom I. wird Null.
Der Feldeffekttransistor hat allgemein eine Gatevorspannung,
die einen besonderen Arbeitspunkt einshellt, bei dem der Temperaturkoeffizient des Drainstromes Null ist. Dementsprechend
ist der Strom I1 temperaturkompensiert, wenn der Widerstandswert
des Widerstandes R2b so gewählt wird, daß der Temperaturkoeffizient des Drainstromes I1 des Transistors Q1 für den Wert des Stromes
I1 Null ist.
Die Fig. 6 bis 8 zeigen Schaltbilder von Abwandlungen der Senke 20. Die Senke ^0„ in Fig. 6 benützt eine Stromspiegelschaltung
für den VorspannungsStromkreis des NPN-Transistors Q2. Wenn
die Transistoren Q2 und Q3 gleiche Charakteristika haben und die Emitterwiderstände R3a und R3b gleiche Widerstandswerte
haben, ist der Strom I« praktisch gleich dem Vorstrom, der aus
der Konstantstromquelle 26 fließt. Wenn die Konstantstromquelle
809883/1061
26 einen konstanten Strom liefert, kann die Größe des Stromes I~ variiert werden durch Änderung des Widerstandswertes
des Widerstandes R3a relativ zu dem des Widerstandes R3b. Bei der Senke _2C)2 ist der Strom I2 temperaturkompensiert,
wenn die Konstantstromquelle 26 temperaturkompensiert ist.
Infolge der Konstantstromeigenschaft der Konstantstromquelle 26 ist der Strom I , der von der Senke ^O? aufgenommen wird,
unabhängig von SpannungsSchwankungen der Stromversorgung
+Vcc.
Die Senke 2CU in Fig. 7 bewirkt eine Temperaturkompensation des Stromes I~, jedoch ändert sich die Größe des Stromes I2
abhängig von der Spannungsänderung der Stromversorgung -t-Vcc.
Die Änderung des Stromes I? entsprechend der negativen Temperaturkoeffizienten
der Basis-Emitter-Spannungen des NPN-Transistors Q2 und des PNP-Transistors Q9 wird durch einem
negativen Temperaturkoeffizienten des seriegeschalteten Vorspannungsdiodenpaares
D2 aufgehoben. Das Anodenpotential der Diode D2, die über einen Widerstand R7 an die Stromversorgung
+Vcc angeschlossen ist, ändert sich in Übereinstimmung mit der Spannung der Stromversorgung +Vcc. Die Änderung des Anodenpotentials
dieser Diode D2 wird mittels eines Emitterfolgers, bestehend aus dem Transistor Q9 und einem W.i derstand R8, auf
die Basis des Transistors Q2 übertragen. Da die Spannungsverstärkung eines Emitterfolgers näherungsweise 1 ist, wird ange-
809883/1061
nommen, daß die Änderung des Anodenpotentials in ihrer Originalgröße an der Basis des Transistors Q2 erscheint.
Allgemein wird der innere Widerstand r., der einer Änderung
des Vorwärtsstromes einer einzelnen Diode zugeordnet ist, ausgedrückt durch r. ^AV /AI1-,, wobei/iv eine winzige Än-
1 r r £
derung des Vorwärtsspannungsfalles an der Diode bedeutet
und AI„ eine Änderung des Vorwärtsstromes, wenn sich die
Spannung um AV ändert. In Fig. 7 teilt sich eine Spannungsänderung der Stromversorgung +Vcc auf auf den Widerstand R7
und den inneren Widerstand 2r. des Diodenpaares D2 und hat eine Änderung des Anodenpotentials zur Folge. Dementsprechend
sinkt der Strom I_, wenn die Spannung der Stromversorgung
+Vcc sinkt. In dem Fall, wo der Emitterfolger, der den Transistor Q9 einschließt, weggelassen wird und.eine einzelne
Diode anstelle des Diodenpaares D2 verwendet wird (entsprechend
dem Beispiel von Fig. 2), wird die der Spannungsänderung der Stromversorgung entsprechende Änderung des Anodenpotentials
auf etwa die Hälfte reduziert. Die Diode D2 kann durch einen Thermistor mit einem geeigneten negativen Temperaturkoeffizienten
ersetzt werden. In diesem Fall kann der innere V.iderstand des Thermistors größer sein als der interne Widerstand r. der
Diode, so daß der Emitterfolger, der den Transistor Q9 einschließt,
weggelassen werden kann.
Die Senke 2O_, wie sie in Fig. 7 gezeigt ist, wird für folgende
809883/1061
2831Q65
Zwecke benutzt. Angenommen die ALC-Schaltung wird in einem
batteriebetriebenen Tonbandgerät benutzt und der Signalbegrenzungspegel der ALC-Schaltung ist auf einen einer neuen
Batterie entsprechenden Pegel eingestellt. Unter dieser Annahme hat ein Signalbegrenzungspegel,der frei von der Batteriespannung
ist, folgenden Nachteil. Eine Verschlechterung der Batterie oder ein Absinken der Spannung der Stromversorgung
+Vcc haben eine Verringerung der maximalen verzerrungsfreien Ausgangsspannung der Aufnahmeschaltung zur Folge. Das Ergebnis
ist, daß die ALC-Schaltung beginnt,die Aufnahmeschaltung
zu begrenzen, ehe ein übermäßiger Pegel eines Tonsignals begrenzt wird und dadurch das aufgenommene Tonsignal verzerrt.
Dieser Nachteil wird dadurch vermieden, daß der Signalbegrenzungspegel der ALC-Schaltung abhängig von der Stromversorgung
+Vcc geändert wird. Wird die Schaltung in Fig. 2 so ausgelegt, daß der Steuerstrom I-, ansteigt, wenn die
Spannung der Stromversorgung +Vcc abfällt, dann sinkt die Verstärkung der Schaltung mit gesteuerter Verstärkung 16,
wenn die Spannung der Stromquelle +Vcc absinkt. Da, wie beschrieben, I3 = I.. - I~ , kann die Größe des Stromes I3 geändert
werden durch den Strom I oder durch den Strom I3.
In dem Fall, daß die Senke 2O3 eingesetzt wird, steigt der
Strom I_, wenn die Spannung der Stromversorgung +Vcc reduziert wird und damit wird der Signalbegrenzungspegel herabgesetzt.
Das bedeutet, daß mit einer Herabsetzung der iud.ximalen
unverzerrten Ausgangsspannung die obere Grenze des an die
809883/1061
Aufnahmeschaltung angelegten Sprachsignalpegels reduziert
wird. Da^durch kann ein durch den Rückgang der Batteriespannung bedingtes Abschneiden in der Aufnahmeschaltung
automatisch vermieden werden.
Sie Senke 20. in Fig. 8 ist ein anderes Ausführungsbeispiel,
deren Funktion ähnlich der der Senke 2C)3 ist. Der
Arbeitspunkt eines N-Kanalfeldeffekttransistors vom Verarmung ε-
Depletiontyp Q2 wird durch den Widerstand R3 auf einen besonderen Punkt eingestellt, an dem der Temperaturkoeffizient
des Drainstromes oder des Stromes I9 Null wird. An das Gate
des Transistors Q2 wird eine Spannung angelegt, die aus einem Spannungsteiler entnommen wird, der die Widerstände R9 und
R10 enthält und durch den die Spannung der Stromquelle +Vcc geteilt wird. Wenn nun die Spannung der SpannungsquelIe
+Vcc sinkt, sinkt auch das Gatepotential des Transistors Q2
und ebenso der Strom I_. Wie daraus zu ersehen ist, kann auch durch Verwendung der Senke ^p. der aus dem Spannungsrückgang der Stromquelle +Vcc herrührende Abschneideeffekt
automatisch verhindert werden. Für den Transistor Q2 kann
Anreicherungs- bzw. auch ein Feldeffekttransistor voith Enhancement-Typ verwendet
werden.
Im Gleichrichter VQ^ in Fig.9 ist der erzeugte Strom I im wesentlichen
umgekehrte proportional der Spannung der Stromquelle +Vcc. Der PNP-Transistor Q1 ist über den Widerstand
R11 an seiner Basis an Masse angeschlossen. Die Basis des
809883/1061
Transistors Q1 ist an die Kathode einer Temperaturkompensationsdiode
D3 angeschlossen, deren Anode über den Widerstand R12 an die Stromquelle +Vcc angeschlossen ist. Die Spannungsänderung der Stromquelle +Vcc wird durch die Widerstände R11
und R12 geteilt und an die Basis des Transistors Q1 angelegt.
Wenn die Spannung der Stromquelle +Vcc absinkt, sinkt auch das Basispotential des Transistors Q1. Demzufolge steigt
der Strom I1. Wie oben beschrieben gilt I_ = I1 - I« , so daß
der Strom I_ ansteigt und die Verstärkung der verstärkungsgesteuerten
Schaltung J_6_ absinkt, d. h. der Signalbegrenzungspegel der ALC-Schaltung sinkt.
Fig. 10 zeigt ein anderes Beispiel der Schaltung nach Fig. 1. Ein größerer Unterschied zwischen den ALC-Schaltungen der
Fig. 2 und 10 liegt darin, daß die Richtung der Ströme I1 und
I_ umgekehrt ist. Das führt zu einem Schaltungsaufbau nach Fig. 10, der sich etwas von dem der Fig. 2 unterscheidet. Im
Gleichrichter _1_8_[- ist der Transistor Q1 ein NPN-Typ und wenn
das Potential des Signals e„ niedriger ist als das Potential
des Signals e„, wird der Strom I1 vom Transistor Q1 aufgenommen.
In der Senke ^O1- sind die Transistoren Q2 und Q3 vom
Typ PNP,und zwischen der Basis des Transistors Q2 und dem Massepotential
ist eine Konstantstromquelle 26 eingeschaltet. Der Emitter des Transistors Q3 ist an die Stromquelle +Vcc angeschlossen
und die Emitter des Transistors Q2 sind über den Widerstand R3 mit der Stromquelle +Vcc verbunden. Weiterhin
809883/1061
ist der Transistor Q4 in der verstärkungsgesteuerten Schaltung 1.6 o vom Typ PNP und sein Emitter ist an die
positive Vorspannungsquelle Vb angeschlossen. Sein Kollektor
ist an die Basis des Transistors Q5 angeschlossen. Die Transistoren Q4 und Q5 sind in einer invertierten Darlingtonschaltung
angeordnet. Der Speicherkondensator C2 liegt zwischen Basis und Emitter des Transistors Q4. Die Basis des
Transistors Q4 ist über die Diode D1 mit der Klemme F verbunden. Die Diode D1 wird gebraucht, um zu verhindern, daß
in den Kondensator C2 ein Überschußstrom fließt, welcher
ein Teil des von der Senke _2Oj- gelieferten Stromes I„ wäre,
welcher, wenn I1 <I„,nicht als Strom I1 von dem Gleichrichter
J_8~ aufgenommen wurde.
Die Fig. 11 bis 16 zeigen Abwandlungen der verstärkungsgesteuerten
Schaltung _1_6_, die in der in Fig. 2 gezeigten ALC-Schaltung verwendet werden können. In der Schaltung J_6_3
ist zur Verhinderung des Rückflusses der im Speicherkondensator C2 gespeicherten Ladungen anstelle der Diode D1 ein
NPN-Transistor Q1O verwendet. Wenn der Strom I., im Falle Ι-ι3>·
in den Anschluß F fließt, wird er durch den Transistor Q1O
annähernd um den Faktor hfe verstärkt und fließt dann in den Kondensator C2. Andererseits wird, wenn I.<I., die Emitter-Basisstrecke
des Transistors Q1O umgekehrt vorgespannt und damit abgeschaltet, so daß die in dem Kondensator C2 gespeicher-
809 883/1061
te Ladung nicht über die Klemme F abfließen kann. Wenn ein Transistor Q1O anstelle einer Diode D1 verwendet wird, wird
der an den Kondensator C2 abzugebende Strom I9 im Falle I1^I
verstärkt, so daß die Aufladegeschwindigkeit des Kondensators C2 erhöht wird. Wenn, was nicht gezeigt ist, eine Diode parallel
zu Basis und Emitter des Transistors Q1O geschal-Let wird, können
dessen Verstärkungsfaktor und damit die Aufladezeit frei gewählt werden. Das bedeutet, daß die Ansprechzeit für die
Funktion der ALC-Schaltung reduziert werden kann. Die Freigabezeit
in der Funktion der ALC-Schaltung zeigt bei Verwendung der Diode D1 oder des Transistors Q1O keine besonderen Unterschiede.
In der Schaltung zur Verstärkungssteuerung V6_. nach Fig. 12
sind als Elemente mit variabler Impedanz in der Gegenkopplungsschleife
des Verstärkers 14 die Transistoren Q6 und Q 7 verwendet. Das an den Anschluß A angelegte Eingangssignal e. wird
über den Kondensator C1 an den nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 14 geführt. Der nicht invertierende Eingang
ist über einen Widerstand R13 an die Vorspannungsquelle Vb angeschlossen. Der Ausgang des Verstärkers 14 liegt am Anschluß
B und über einen Rückkopplungswiderttand R14 am invertierenden
Eingang. Am gleichen Eingang liegen über einen Gleichstromsperrkondensator C4 und einen Widerstand Ri5,an
dem die Maximalverstärkung eingestellt werden kann, die Emitter
der Transistoren Q6 und Q7. Der Kollektor des Transistors Q6
809883/1061
ist an die Stromquelle +Vcc angeschlossen und der Kollektor des Transistors Q 7 liegt an Masse. An die Basis bzw. den
Kollektor des Transistors Q7 sind der Emitter und der Kollektor des PNP-Transistors Q4 angeschlossen. Zwischen der Basis des
Transistors Q4 und dem Massepotential liegt eine Vorstromquelle 28. Der Speicherkondensator C2 liegt zwischen der Basis des
Transistors Q4 und der Stromquelle +Vcc. Zusätzlich ist die Basis des Transistors Q4 mit der Kathode der Diode D1 verbunden,
deren Anode am Anschluß F .liegt.
In der Schaltung _1_6. ist die Impedanz am Emitterverbindungspunkt
der Transistoren Q6 und Q7 gegeben durch den Ausdruck 1/2 hib, wenn für die Impedanz zwischen Basis und Emitter
jedes der Transistoren Q6 und Q7 die Bezeichnung hib gewählt
wird. Infolge des Kondensators C2 liegt ein AC-Potential an der Basis des Transistors Q4 auf Null-Potential. Deshalb
kann,als Wechselstromschaltung betrachtet, die Basis des Transistors Q7 als an Masse liegend angesehen werden. Wenn
die Verstärkung des Verstärkers 14 ohne Rückkopplung genügend groß ist, ist die Übertragungsfunktion G9 (= en/e.)
Ά JL J. /L Uj..
der Schaltung J_6. gegeben durch
R14
R15
809883/1061
Daraus ist zu ersehen, daß die übertragungsfunktion G ~
durch Ändern von 1/2 nib durch den Strom I- beeinflußt werden kann. Normalerweise ist hib gegeben durch
hib 1^ 26 (mV)/I4 (mA).
Die Schaltung V6_. arbeitet folgendermaßen. Wenn das Signal
e. Null oder extrem klein ist, ist der Steuerstrom I- ebenfalls Null oder sehr klein. In diesem Betriebszustand fließt
der größte Teil des Vorstroms, der aus der Stromquelle 28 kommt, in die Basis des Transistors Q4. Außerdem hat der Emitterstrom
(oder Kollektorstrom) jedes der Transistoren Q6 und Q7 etwa den bei der Schaltungsauslegung vorgesehenen maximalen Wert.
Aus Fig. 3 ist zu ersehen, daß der Wert von hib jedes der Transistoren Q6 und Q 7 den der Schaltungsauslegung zugrunde
liegenden Minimalwert annimmt. Wie aus Gleichung (2) folgt, hat dabei die übertragungsfunktion G T ~ ihren Maximalwert.
Wenn der Pegel des Signals eQ mit steigendem Signal e. ansteigt,
steigt auch der Strom I . Der von der Stromquelle eingespeiste S+-rom ist auf einen konstanten Wert eingestellt.
Daher steigt, wenn der Strom Ι~ ansteigt, der Basisstrom des
Transistors Q4 relativ an. Als Folge davon wird die Größe hib jedes der Transistoren Q6 und Q7 groß und damit die übertragungsfunktion
G? klein. Wenn der Wert des Stromes I., den des
Stromes von der Stromquelle 28 erreicht, wird der Basisstrom des Transistors Q4 beinahe zu Null und die Größe hib jedes der
Transistoren Q6 und Q7 nimmt ihren Maximalwert an. In diesem
809383/1061
Betriebszustand hat die übertragungsfunktion G „ den bei
der Schaltungsauslegung vorgesehenen maximalen Wert und das Ausgangssignal e» entspricht dem Signalbegrenzungspegel.
Die Schaltung mit gesteuerter Verstärkung 16^ in Fig. 13
benützt den Kollektorwiderstand r des Transistors Q5 als Element mit variabler Impedanz. Die Kennlinie eines Bipolartransistors,
die den Zusammenhang zwischen Kollektor-Emitter-Spannung
und Kollektorstrom darstellt mit dem Basisstrom als Parameter, zeigt im allgemeinen, daß der Kollektorstrom
in einem Bereich, wo die Kollektor-Emitter-Spannung extrem klein ist, keine Sättigungseigenschaft hat. In diesem nicht
gesättigten Bereich ändert sich der Kollektorwiderstand r von einem relativ niedrigen Wert bis zu einem fast unendlichen
Wert abhängig vom Basisstrom. Die übertragungsfunktion der
Schaltung Jj^1. kann durch Ersetzen des Ausdrucks 1/2 hib in
der Gleichung (1) durch r dargestellt werden.
Die Schaltung mit gesteuerter Verstärkung 16C in Fig. 14
benutzt die Größe hie jedes der Transistoren Q6 und Q7 als
Element mit variabler Impedanz und verarbeitet ein symmetrisches Eingangssignal. Die erste Eingangsklemme Aa ist mit
der ersten Klemme einer Signalquelle 10 verbunden; die zweite
Eingangsklemme Ab mit der zweiten Signalklemme. Die Klemme Aa ist über eine Reihenschaltung aus dem Kondensator da und dem
Widerstand Ria mit dem nicht invertierenden Eingang des Ver-
809883/1061
stärkers 14 verbunden. Die Klemme Ab ist über eine Reihenschaltung
aus dem Kondensator Cib und dem Widerstand R1b mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers 14 zusammengeschaltet.
Die Verbindungspunkte des Kondensators da und des Widerstandes Ria sowie des Kondensators Cib und des Widerstandes
Rib sind über Widerstände Ri3a bzw. Ri3b mit der Vorspannungquelle
Vb verbunden. Wie durch Gleichung (1) kann die übertragungsfunktion G,^, (= e„/e.) der Schaltung ^Hjn angenähert
dargestellt werden durch
r <^ 2hie ...
ATT3 Ria + R1b + 2hie A x
Wenn entweder die Klemme Aa oder Ab an Masue gelegt wird,
kann die Schaltung VS1- als eine Schaltung für die Verarbeitung
unsymmetrischer Eingangssignale angesehen werden. Weiterhin können unabhängige Eingangssignale an die Klemmen Aa und Ab
angeschlossen werden. In diesem Falle mischt die Schaltung 16-die
verschiedenen Signale an der. Klemmen Aa und Ab.
Die Schaltung mit gesteuerter Verstärkung 16_ in Fig. 15 enthält
eine aus den Transistoren Q4 und Q5 bestehende invertierte Darlington-Schaltung. Kollektor und Emitter des NPN-Transistors
Q4 sind mit der Basis bzw. dem Kollektor des PNP-Transistors Q5
verbunden. Der Transistor Q5 liegt mit seinem Kollektor an Mas&e
und mit seinem Emitter an den Emittern der Transistoren Q6 und Q7
809883/1061
COPY
COPY
" 33 " 2-831Q65
Die Wirkungsweise der Schaltung j[6__ ist grundsätzlich analog
der der Schaltung 16.. der Fig. 2.
der der Schaltung 16.. der Fig. 2.
Die Schaltung mit gesteuerter Verstärkung 16Q in Fig. 16
enthält als Elemente mit variabler Impedanz die Größe hie
jedes der Transistoren Q6 und Q7 im Gegenkopplungszweig des
Verstärkers 14. Der Ausgang und der (nicht)invertierende
Eingang des Verstärkers 14 sind mit den Basisanschlüssen der Transistoren Q6 bzw. Q7 verbunden. Die Kollektoren der Transistoren Q6 und Q7 sind gemeinsam mit der Stromquelle +Vcc verbunden. Die Basisanschlüsse der Transistoren Q6 und Q7 sind über einen Widerstand R4 verbunden. Zwischen der Basis des
Transistors Q7 und dem Masseanschluß liegt eine Reihenschaltung, bestehend aus dem Widerstand R15 und dem Kondensator C4. Khnlich wie in Gleichung (2) ist die Übertragungsfunktion G r Λ
(= eQ/e.) der Schaltung _2j6„ gegeben durch
enthält als Elemente mit variabler Impedanz die Größe hie
jedes der Transistoren Q6 und Q7 im Gegenkopplungszweig des
Verstärkers 14. Der Ausgang und der (nicht)invertierende
Eingang des Verstärkers 14 sind mit den Basisanschlüssen der Transistoren Q6 bzw. Q7 verbunden. Die Kollektoren der Transistoren Q6 und Q7 sind gemeinsam mit der Stromquelle +Vcc verbunden. Die Basisanschlüsse der Transistoren Q6 und Q7 sind über einen Widerstand R4 verbunden. Zwischen der Basis des
Transistors Q7 und dem Masseanschluß liegt eine Reihenschaltung, bestehend aus dem Widerstand R15 und dem Kondensator C4. Khnlich wie in Gleichung (2) ist die Übertragungsfunktion G r Λ
(= eQ/e.) der Schaltung _2j6„ gegeben durch
~ 2hie//R4
GATT4 Ί + ~~ΪΪΪ5
GATT4 Ί + ~~ΪΪΪ5
In der Schaltung J_6„ hat eine Vergrößerung des Stromes I-,
eine Vergrößerung der Emitterströme der Transistoren Q6 und
Q7 zur Folge. Aufgrund dieser Vergrößerung verkleinert sich
der Ausdruck 2hie in der Gleichung (4) und damit die Übertragungsfunktion GATT4· Obwohl eine Abnahme des Stromes I4 ein Ansteigen
eine Vergrößerung der Emitterströme der Transistoren Q6 und
Q7 zur Folge. Aufgrund dieser Vergrößerung verkleinert sich
der Ausdruck 2hie in der Gleichung (4) und damit die Übertragungsfunktion GATT4· Obwohl eine Abnahme des Stromes I4 ein Ansteigen
809883/1061
&OPY
&OPY
der übertragungsfunktion G „_- zur Folge hat,begrenzt
der vorgesehene Widerstand R4 die obere Grenze von G4
auf annähernd R4/R15.
Die Fig. 17 bis 20 zeigen Abwandlungen der Schaltung mit gesteuerter Verstärkung 1_6^, wie sie in der ALC-Schaltung
nach Fig. 10 benützt werden. Das Element mit variabler Impedanz in der Fig. 17A, Schaltung I^., besteht aus einer
Kombination der h-Parameter hib, der in Reihe geschalteten Transistoren Q6 und Q7. Basis und Kollektor des NPN-Transistors
Q6 sind mit der Vorspannungsquelle Vb bzw. der Stromquelle +Vcc verbunden. Die Emitter der Transistoren Q6 und Q7 liegen
über einen Kondensator C5 am Eingang des Verstärkers 14. Basis und Kollektor des Transistors Q7 sind mit dem Emitter
bzw. dem Kollektor des PNP-Transistors Q4 verbunden. Der Kollektor des Transistors Q7 liegt an Masse. Zwischen die
Basis des Transistors Q4 und die Stromquelle +Vcc ist ein Speicherkondensator C2 geschaltet. Die Basis des Transistors
Q4 und der Anschluss F sind mit der Anode bzw. Kathode der Diode D1 verbunden. Unter der Annahme, daß die Impedanz
des Kondensators C5 genügend klein im Vergleich zu den h-Parametern
hib d°r Transistoren Q6 und Q7 ist, führt ein ähnlicher
Weg wie bei Gleichung (1) zu der übertragungsfunktion G1. (= en/e.), die durch die Gleichung (5) gegeben ist.
809883/10 61
ihib . hib
_. _,_ 1. .. A 2R1 + hib
Rl + =hib
In der Schaltung J_6„ verkleinert eine Vergrößerung des
Stromes I_ den Parameter hib in der Gleichung (5) und damit wird auch die übertragungsfunktion G Τφ[- verkleinert.
Die grundsätzliche Wirkungsweise der ALC-Schaltung, die die
Schaltung 16n benützt, ist analog der der ALC-Schaltung,
—y
die die Schaltung 16„ nach Fig. 10 verwendet.
Die Fig. 17B zeigt eine Schaltung mit gesteuerter Verstärkung
l£qA/ der der Kondensator C5 fehlt. Die durch das Bezugszeichen 16n._ bezeichnete Modifikation in Fig. 17B verwendet
—yA
eine ein Paar NPN-Transistoren Q15 und Q16 enthaltende Stromspiegelschaltung
zum Ausgleichen der Kollektorströme der beiden NPN-Transistoren Q13 und 014. Die Basis des PNP-Transistors
Q7 ist mit dem Emitter des Transistors Q14 zusammengeschaltet.
Die Gleichheit der Basis-Emitter-Spannungsfälle der Transistoren Q7 und Q14 führt dazu, daß das Emitterpotential des Transistors
Q7 praktisch gleich dem Basispotential des Transistors Q14 ist.
Anders ausgedrückt ist das Weglassen des Gleichstromsperrkondensators
C5 deshalb zulässig, weil das Emitterpotential des Transistors Q7 und das Potential des Eingangs des Verstärkers 14
beide annähernd Vb sind.
8098 83/1061
Wird für das Verhältnis der Emitterflächen der Transistorgruppe
Q13 und Q14 zu der der Gruppe Q6 und Q7 der Faktor K
gesetzt, dann wird der Kollektorstrom des Transistors Q5 K-fach vergrößert und fließt dann in den Kollektorkreis der
Transistorgruppe Q6 und Q7. Eine Vergrößerung des Stromes I..
in der Schaltung 16O führt zu einer Vergrößerung des Kollektorstromes
KI. der Transistorkombination Q6 und Q7. Damit wird der Parameter hib der Transistoren Q6 und Q7 verkleinert. Wie
aus dem obigen hervorgeht, arbeitet die Schaltung .IjSn2, wie
die Schaltung 16Q.
Die Schaltung mit gesteuerter Verstärkung 16..^, die in Fig.
——— ι υ
gezeigt ist, benützt als Element mit variabler Impedanz die
h-Parameter hie der Transistoren Q6 und Q7. Wie dargestellt ist die Basis des NPN-Transistors Q6 über einen Kondensator
C1 mit der Klemme A verbunden. Die Basis des NPN-Transistors Q7 ist mit der Eingangsklemme des Verstärkers 14 zusammengeschaltet.
Zwischen den Basisanschlüssen der Transistoren Q6 und Q7 liegt ein Widerstand R4. Die Transistoren Q6 und Ql haben
einen gemeinsamen Anschluß ihrer Kollektoren an die Stromquelle +Vcc und einen weiteren gemeinsamen Anschluß ihrer Emitter an
den Kollektor des NPN-Transistors Q5. Der Emitter des Transistors Q5 ist an Masse gelegt und sein Basisanschluß ist mit dem
Emitter des NPN-Transistors Q4 verbunden. Kollektor und Basis des Transistors Q4 sind mit der Stromquelle +Vcc bzw. der Anode
der Diode D1 verbunden. Zwischen die Basis des Transistors
809883/1061
und die Stromquelle +Vcc ist eine Stromquelle 28 geschaltet. Der Kondensator C2 ist zwischen die Basis des Transistors
Q4 und den Masseanschluß gelegt. Der Eingang des Verstärkers 14 ist über den Widerstand R13 mit der Vorspannungsquelle Vb
verbunden.
Unter der Annahme, daß in der Schaltung J^1n die Eingangsimpedanz des Verstärkers 14 ausreichend groß ist,verglichen
mit dem Widerstand R13 und R4 » 2hie,führt ein ähnlicher
Gedankengang wie bei Gleichung (1) zu der folgenden Annäherung für die Übertragungsfunktion G fi (e„/e.) für die diskutierte
Schaltung 16._
—— ι υ
G ~ R13
ÄTT6 2hie + R13 (6)
In der Schaltung 16.n sinkt der Basisstrom des Transistors
—Λ U
Q4, wenn der Strom I_ vergrößert wird, mit dem Ergebnis, daß
die Größe 2hie in Gleichung (6) ansteigt und damit die Übertragungsfunktion
GΛΓΓΠΊ(- absinkt.
Anstelle des Widerstandes R13 kann die Eingangsimpedanz des
Verstärkers 14 verwendet werden.
809883/1Q61
Die Schaltung mit gesteuerter Verstärkung JL^11 i-n Fig. 19
benützt als Element mit variabler Impedanz die h-Parameter hib der in den Gegenkopplungszweig des Verstärkers 14 eingeschalteten
Transistoren Q6 und Q7. Der Ausgang und der invertierende Anschluß des Verstärkers 14 sind über einen Widerstand R14
verbunden, über einen Kondensator C6 ist der invertierende
Eingang des Verstärkers !4 mit Basis und Kollektor des NPN-Transistors Q6 verbunden. Der Emitter des Transistors Q6 liegt
zusammen mit dem Emitter des NPN-Transistors Q 7 am Kollektor des NPN-Transistors Q5. Die Basisanschlüsse der beiden
Transistoren Q6 und Q7 sind über einen Widerstand R4 verbunden. Die Basis des Transistors Q7 ist an die Vorspannungsquelle Vb
angeschlossen. Die Kollektoren der Transistoren Q6 und Q7 sind an den ersten bzw. zweiten Kollektor eines PNP-Transistors
mit Mehrfachkollektor Q8 verbunden. Die Basis des Transistors Q8 liegt an dem zweiten Kollektor.
Unter der Annahme, daß die Impedanz des Kondensators C6 wesentlich
kleiner ist als 2hib und R4 » 2hib, läßt sich die Ableitung der Gleichung (2) für die Herleitung der übertragungsfunktion
der Schaltung 1O11 anwenden. Die erhaltene Übertragungs-
—ι ι
funktion ist die gleiche wie Gleichung (2).
Im Falle von Fig. 20 werden die h-Parameter hie der in den Gegenkopplungskreis des Verstärkers 14 eingeschalteten Transisto-
809883/1061
ren OS und Q7 als Element mit variabler Impedanz in der
Schaltung mit gesteuerter Verstärkung JJi. „ verwendet.
In dieser Schaltung ist die Klemme A über den Kondensator
C1 mit der Basis des NPN-Transistors Q7 verbunden. Die Basis des Transistors Q6 liegt über den Kondensator C6 am invertierenden
Eingang des Verstärkers 14. Die Kollektoren der Transistoren Q6 und Q7 sind gemeinsam an die Stromquelle +Vcc
angeschlossen. Ihre Emitter sind mit dem Kollektor des NPN-Transistors
Q5 verbunden. Die Basisanschlüsse der beiden Transistoren Q6 und Q7 sind über einen Widerstand R4 verbunden.
Bei der Schaltung -JJj-1 „ in Fig. 20 sei angenommen, daß die
innere Impedanz der Signalquelle 10 vernachlässigbar ist, die Impedanz der Kondensatoren C1 und C6 ausreichend klein
ist im Vergleich zu 2hie, und ebenfalls R4» 2hie. Unter
dieser Annahme wird der Gedankengang von Gleichung (2) bei der Schaltung 16., o angewandt, um die folgende Näherung der
Übertragungsfunktion G TT7 (=eQ/e..) zu erhalten:
■ ATT7 2hie v '
In der Schaltung JJa1 _ nimmt der Basisstrom des Transistors Q4
ab, wenn der Strom I3 ansteigt, so daß der Wert 2hie in der
Gleichung (7) zunimmt und die übertragungsfunktion G _„7 umge-
809883/1061
kehrt klein gemacht wird.
Die in den Fig. 21 bis 24 dargestellten Schaltungen können in den Fig. 2, 6 und 10 als Konstantstromquellen 26 oder in
den Fig. 12 und 18 bis 20 als Vorstromquellen 28 eingesetzt
werden. Gemäß den Fig. 21 bis 24 fließen vorgegebene Vorströme, die mit Pfeilen X bezeichnet sind. Die Temperaturkoeffizienten
der von den Stromquellen gelieferten Vorströme kann zu Null gemacht werden, wie dies anhand der Fig. 2, 5
und 8 beschrieben worden ist. Außerdem kann der Temperaturkoeffizient entweder positiv oder negativ gewählt werden.
Wird die Schaltung so bemessen daß sich die Größe der von den Stromquellen 28 gemäß den Fig. 12, 18 bis 20 gelieferten
Vorströme abhängig von der Spannung der Stromquelle +Vcc ändert, dann ist die erhaltene Funktion ähnlich der bei Verwendung
der Schaltungen gemäß den Fig. 7 bis 9. Als Folge einer Abnahme der Spannung der Stromquelle +Vcc nimmt der von der
Stromquelle 28 gelieferte Vorstrom ab, so daß auch der Basisstrom des Transistors Q4 abnimmt. Daraufhin nehmen hie bzw.
hib der Transistoren Q6 und Q7 zu, während die Ubertragungsfunktionen
GATT2, GATT6 und GATT? umgekehrt abnehmen. Das
heißt, der Signalbegrenzungspegel der ALC-Schaltung verringert sich bei einem Spannungsabfall der Stromquelle +Vcc.
Eine der einfachsten Möglichkeiten zum Herabsetzen des Vorstroms abhängig von dem Spannungsabfall besteht darin, z. B.
809883/1061
anstelle der Stromquelle 28 in Fig. 18 lediglich einen Widerstand zu verwenden.
Falls bei dem Schaltungsaufbau nach Fig. 1 der Gleichrichter 18 den schwachen temperaturkompensierten Strom
I1 in der Größenordnung von nA bis μΑ stabil liefern kann,
kann die Senke 20 entfallen. In diesem Fall wird der Strom
1 für sich als Strom I_ in die verstärkungsgesteuerte Schaltung
16 eingespeist. Bei einem Entfall der Senke 20 wird der Strom I., der Schaltung Jj^ zugeführt, solange das Ausgangssignal
en nicht den Wert Null einnimmt. Demgemäß führt die
ALC-Schaltung häufig eine automatische Pegelregelung für jeden Wert des Eingangssignlas e. aus.
Bei der Verstarkungsgesteuerten Schaltung ^6_ gemäß Fig. 2 oder
10 ist die ALC-Arbeitsweise selbst dann möglich, wenn die die Stromrichtung regelnde Einrichtung bzw, die Diode Di,die
für eine spezielle Richtung des Stroms I-. sorgt, entfällt.
Die ALC-Schaltung gemäß der Erfindung ist anwendbar für die automatische Verstärkungssteuerung (AGC) einer Hochfrequenzschaltung
wie eines Funkabstimmkreises.
Die Erfindung ist außerdem bei einer verstarkungsgesteuerten
Schaltung mit einer solchen Funktion anwendbar, daß bei zu-
809883/1061
nehmendem Eingangssignal das Ausgangssignal abnimmt, also
z. B.' bei einer Dynamikdehnung. Eine solche Schaltung kann wie folgt realisiert werden. Es wird beispielsweise bei der
Schaltung nach Fig. 19 die Stromquelle 28 weggelassen. Die
Diode D1 wird in ihrer Polarität umgekehrt geschaltet. Eine
derartige '-erstärkungsgesteuerte Schaltung JL^11 wird anstelle
der Schaltung ±6* nach Fig. 2 verwendet und der Anschluß C
wird mit dem Anschluß A und nicht mit dem Anschluß B verbunden.
Bei der verstärkungsgesteuerten Schaltung j_6^ gemäß den Fig. 2,
10, 11, 12 und 14 bis 20 werden als variable Impedanzelemente Transistorpaare Q6 und Q7 verwendet. Das Transistorpaar bewirkt
eine gegenseitige Kompensation der Nichtlinearitäten von hie bzw. hib der Transistoren, um hierdurch die Entstehung von
harmonischen Verzerrungen möglichst gering zu halten.
Bei sämtlichen dargestellten ALC-Schaltungen können die
DC-Abblockkapazitäten C1, C4, C5 und C6 und die Vorspannungsquellen
Vb entfallen, wenn als Stromquelle der ALC-Schaltung eine positive und eine negative Stromquelle verwendet werden.
809883/1061
Claims (8)
- BLUMBACH . WESER · BERGEN · KRÄMER ZWfRNER · HIRSCH ♦ BREHMPATENTANWÄLTE IN MÜNCHEN UND WIESBADEN 2831065Patentconsult Radeckestrafle 43 8000 Mündisn 60 Telefon (089) 883603/883604 Telex 05-212313 Telegramme Pa'.entconsull Patentconsult Sonnenberger Straße 43 6200 Wiesbaden Telefon (C6121) 562943/561998 Telex 04-186237 Telegramme Paientconsul;Tokyo Shibaura Denki Kabushiki Kaisha 78/8748 Horikawa-cho, Saiwai-ku, Kav/asaki-shi,PATENTANSPRÜCHEf 1.)Automatische Pegelregelschaltung mit einer verstärkkungsgesteuerten Schaltung, die abhängig von einein Eingangssignal, dessen Pegel autorruitisch geregelt werden soll, ein automatisch pegelgeregeltes Ausgancrssign&l erzeugt und die verstärkungsgesteuerte Schaltung ein variables Impedanzeleroent enthält, dessen innere Impedanz so gesteuert wird, daß sich dessen Verstärkung abhängig vom Pegel des Eingangssignals ändert, ferner eine Einrichtung vorgesehen ist, um ein Signal zum Steuern der inneren Impedanz des variablen Impedanzelementes zu erzeugen,dadurch gekennzeichnet, daß das Signal zum Steuern der inneren Impedanz des variablen Impedanzelementes (QG, Q7) ein Steuerstrom (I-.) ist und die Einrichtung zur ErzeugungMünchen: R. Kramer Dipl.-Ing. · W. V/eser Dipl.-Phys. Dr. rer. nat. · P. Hir.ir.ii Dipl.-hg. . H. P. Brehni Dlpl.-Cherp. Dr. p"::·. nat Wiesbaden: P.G. Blumbach Dipl.-Ing. · P. Bergen Dipl.-Ing. Dr. jur. . S. Zwirner Dipl.-Ing. D1pl.-VV.-in3.809883/ 1 06 1ORIGINAL INSPECTED_ ρ —des Steuerstromes eine Steuerstromquelle(2^2) enthält, die einen temperaturkompensierten Steuerstrom liefert, welcher eine Gleichstromkomponente enthält, dessen Pegel dem Pegel des Eingangssignals (e.) entspricht, das der verstärkungsgesteuerten Schaltung (1j5) zugeführt wird.
- 2. Automatische Pegelregelschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkung der verstärkungsgesteuerten Schaltung (\§) kleiner wird, wenn der Pegel des Eingangssignals (e.) das automatisch pegelgeregelt werden soll, größer wird.
- 3. Automatische Pegelregelschaltung nach Anspruch 1,dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkung der verstärkungsgesteuerten/Schaltung (J_6) größer wird, wenn der Pegel des Eingangssignals (e.),das automatisch pegelgeregelt werden soll, größer wird.
- 4. Automatische Pegelregelschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerstromquelle (22) einen Stromgleichrichter (18) mit hoher innerer Impedanz enthält, um einen ersten Strom (I1) mit eir-ir Gleichstrom-809883/1061komponente einzuspeisen, die dem Pegel des Eingangssignals (e.) der verstärkungsgesteuerten Schaltung (16) entspricht, ferner eine Stromsenke (20) mit einer hohen inneren Impedanz zur Aufnahme eines zweiten Stromes (1«), wobei die Stromsenke an einen Schaltungste.il angeschlossen ist, über den der erste Strom fließt, urv einen Steuerstrom (I,) zu liefern, der der Differenz zwischen dem ersten und dem zweiten Strom entspricht.
- 5. Automatische Pegelregelschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerstromquelle (2_2) einen Stromgleichrichter (18) mit einer hohen inneren Impedanz enthält, cm einen ersten Strom (I1) aufzunehmen, der eine dem Pegel des Eingangssignals (e.) der verstärkungsgesteuerten Schaltung (V6) entsprechende Gleichstromkomponente umfaßt, ferner eine Senke (20) mit einer hohen inneren Impedanz enthält, um einen zweiten Strom (I?) einzuspeisen, wobei die Senke an einen Schaltungsteil angeschlossen ist, über den der erste Strom fließt, um den Steuerstrom (I3) als Differenz zwischen dem ersten und dem zweiten Strom zu erzeugen.
- 6. Automatische Pegelregelschaltung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromgleichrichter (18) und die Stromsenke (20) hinsichtlich der Temperaturkoeff'izion·809883/1061ten des ersten Stromes (I1) und des zweiten Stromes (I„) so ausgebildet sind, daß die Größe des Steuerstroms (I-,) temperaturunabhängig ist.
- 7. Automatische Pegelregelschaltung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß eine Schaltung, in die der Steuerstrom (I_J fließt, eine die Stromrichtung regelnde Einrichtung enthält, die nur dann leitend ist, wenn die Größe des ersten Stroms (I1) die Größe des zweiten Stroms (I9) überschreitet, um dem variablen Impedanzelement (Q6, Q7) nur dann den Steuerstrom wirksam zuzuführen, wenn der Pegel des Ausgangssignals (e„) der verstärkungsgesteuerten Schaltung (16) eine vorgegebene Größe überschreitet.
- 8. Automatische Pegelregelschaltung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerstromquelle (22) eine den Steuerstrom ändernde Einrichtung (R7, D2, Q9) enthält, um abhängig von einer Abnahme der Speisespannung (+Vcc) den Steuerstrom (I3) anzuheben, um die obere Grenze des Pegels des Ausgangssignals (eQ), das durch die automatische Pegelregelschaltung gesteuert wird, herabzusetzen in Abhängigkeit von einer Verminderung der Speisespannung, die einer mit der automatischen Pegelregelschaltung verbundenen Schaltung zugeführt wird.809883/1061
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1977094354U JPS5422512U (de) | 1977-07-15 | 1977-07-15 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2831065A1 true DE2831065A1 (de) | 1979-01-18 |
DE2831065C2 DE2831065C2 (de) | 1983-12-15 |
Family
ID=14107941
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE2831065A Expired DE2831065C2 (de) | 1977-07-15 | 1978-07-14 | Pegelregelschaltung |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4234853A (de) |
JP (1) | JPS5422512U (de) |
DE (1) | DE2831065C2 (de) |
GB (1) | GB2001221B (de) |
Families Citing this family (18)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4258397A (en) * | 1978-05-28 | 1981-03-24 | Victor Company Of Japan, Limited | Automatic recording level controlling circuit |
JPS5597723A (en) * | 1979-01-19 | 1980-07-25 | Hitoshi Ito | Impedance converting circuit |
US4271439A (en) * | 1979-04-24 | 1981-06-02 | Polaroid Corporation | Electronic gain and noise control for recording of analog information |
US4334185A (en) * | 1980-12-18 | 1982-06-08 | Motorola, Inc. | Circuit for automatic gain control with constant response time |
US4563655A (en) * | 1984-04-02 | 1986-01-07 | Hewlett-Packard Company | AGC Circuit |
FR2606953A1 (fr) * | 1986-11-18 | 1988-05-20 | Radiotechnique Compelec | Circuit d'amplification a gain variable et son application a un dispositif de controle automatique de gain |
IT1229777B (it) * | 1989-05-22 | 1991-09-11 | Sgs Thomson Microelectronics | Circuito per la limitazione della temperatura senza distorsione per amplificatori audio di potenza. |
DE4004135A1 (de) * | 1990-02-10 | 1991-08-14 | Thomson Brandt Gmbh | Frequenzgangkompensierte schaltung |
TW258797B (de) * | 1990-08-24 | 1995-10-01 | Sony Co Ltd | |
JPH0466826U (de) * | 1990-10-16 | 1992-06-12 | ||
US5432389A (en) * | 1993-01-04 | 1995-07-11 | Motorola, Inc. | Gain stage circuit with automatic level control |
US5652547A (en) * | 1995-06-20 | 1997-07-29 | Motorola, Inc. | Current comparator automatic output control |
CN1157848C (zh) * | 1999-08-10 | 2004-07-14 | 西门子公司 | 用于运行高频功放的方法和装置 |
US6687489B1 (en) * | 1999-11-15 | 2004-02-03 | Texas Instruments Incorporated | Implementing RF power measurements in a broadband communications device |
JP4998460B2 (ja) * | 2006-03-10 | 2012-08-15 | 富士通株式会社 | 低雑音増幅器 |
US8004354B1 (en) * | 2010-02-12 | 2011-08-23 | Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. | Automatic level control |
TWI405403B (zh) * | 2010-07-14 | 2013-08-11 | Anpec Electronics Corp | 電流控制電路、ab類運算放大器系統及電流控制方法 |
US8648661B1 (en) * | 2011-11-18 | 2014-02-11 | Anadigics, Inc. | Current limiting circuit |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE1952927B2 (de) * | 1968-10-30 | 1976-06-24 | International Standard Electric Corp., New York, N.Y. (V.St.A.) | Schaltungsanordnung zur regelung der daempfung einer leitung, insbesondere fernmeldeleitung |
Family Cites Families (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB997142A (en) * | 1963-05-15 | 1965-07-07 | Gen Electric Co Ltd | Improvements in or relating to electric signal translating circuits |
US3560995A (en) * | 1967-06-29 | 1971-02-02 | Us Navy | Voltage controlled monolithic automatic gain control attenuator device |
US3579112A (en) * | 1969-03-03 | 1971-05-18 | Rca Corp | Automatic gain control systems |
US3564438A (en) * | 1969-03-03 | 1971-02-16 | Rca Corp | Signal translating circuit having first and second pairs of semiconductor devices with matching conduction characteristics |
US3649847A (en) * | 1970-10-30 | 1972-03-14 | Rca Corp | Electrically controlled attenuation and phase shift circuitry |
JPS5620724B2 (de) * | 1972-07-27 | 1981-05-15 | ||
JPS5051646A (de) * | 1973-09-07 | 1975-05-08 | ||
US4053846A (en) * | 1975-06-24 | 1977-10-11 | Honeywell Inc. | Amplifier apparatus |
-
1977
- 1977-07-15 JP JP1977094354U patent/JPS5422512U/ja active Pending
-
1978
- 1978-07-11 US US05/923,629 patent/US4234853A/en not_active Expired - Lifetime
- 1978-07-14 DE DE2831065A patent/DE2831065C2/de not_active Expired
- 1978-07-17 GB GB7830118A patent/GB2001221B/en not_active Expired
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE1952927B2 (de) * | 1968-10-30 | 1976-06-24 | International Standard Electric Corp., New York, N.Y. (V.St.A.) | Schaltungsanordnung zur regelung der daempfung einer leitung, insbesondere fernmeldeleitung |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US4234853A (en) | 1980-11-18 |
JPS5422512U (de) | 1979-02-14 |
GB2001221B (en) | 1982-04-15 |
DE2831065C2 (de) | 1983-12-15 |
GB2001221A (en) | 1979-01-24 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE69003385T2 (de) | Logarithmischer verstärker. | |
DE2831065A1 (de) | Automatische pegelregelschaltung | |
DE2423478C3 (de) | Stromquellenschaltung | |
DE2603164C3 (de) | Differenzverstärker | |
DE2424812C3 (de) | Verstärker mit Überstromschutz | |
DE2920793C2 (de) | Linearer Gegentakt-B-Verstärker | |
DE2136061C3 (de) | Stromverstärkerschaltung | |
DE2501407B2 (de) | Verstaerker | |
DE2550636A1 (de) | Vorspannungskreis fuer einen feldeffekttransistor | |
DE69413489T2 (de) | Geregelter Spannungsquellengenerator der Bandgapbauart | |
DE1905993A1 (de) | Regeleinrichtung | |
DE2308835C3 (de) | Regelbarer Verstärker für elektrische Signale | |
DE2636198B2 (de) | Schaltungsanordnung zum Konstanthalten einer Spannung zwischen einer Eingangsund einer Ausgangsklemme | |
DE2623245B2 (de) | Halbleiterverstärker | |
DE2458880A1 (de) | Ueberstromschutzschaltung fuer die transistoren eines verstaerkers | |
DE2748575A1 (de) | Stromsteuerschaltung | |
DE2516319C3 (de) | Stromverstärker | |
DE2409340A1 (de) | Logarithmische verstaerkerschaltungsanordnung | |
DE3622615C1 (de) | Spannungsgesteuerter Verstaerker fuer erdsymmetrische,elektrische Signale | |
DE3850923T2 (de) | Operationsverstärkerstufen. | |
DE2546844C2 (de) | Verstärker mit Signalpegelregelung | |
DE2729722C2 (de) | ||
DE2360648C3 (de) | Verstärkelschaltung mit hoher Eingangsimpedanz | |
DE2349462B2 (de) | Stabilisationsschaltung fuer einen konstanten strom | |
DE2949779A1 (de) | Verstaerkersystem mit automatischer verstaerkungsregelung, beispielsweise fuer einen am-rundfunkempfaenger |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
OAP | Request for examination filed | ||
OD | Request for examination | ||
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8320 | Willingness to grant licences declared (paragraph 23) | ||
8327 | Change in the person/name/address of the patent owner |
Owner name: KABUSHIKI KAISHA TOSHIBA, KAWASAKI, KANAGAWA, JP |
|
8328 | Change in the person/name/address of the agent |
Free format text: BLUMBACH, P., DIPL.-ING., 6200 WIESBADEN WESER, W., DIPL.-PHYS. DR.RER.NAT. KRAMER, R., DIPL.-ING.,8000 MUENCHEN ZWIRNER, G., DIPL.-ING. DIPL.-WIRTSCH.-ING., 6200 WIESBADEN HOFFMANN, E., DIPL.-ING., PAT.-ANW., 8000 MUENCHEN |