JPS6051806B2

JPS6051806B2 - 可聴周波増幅器

Info

Publication number: JPS6051806B2
Application number: JP52077951A
Authority: JP
Inventors: ロバ−ト・ジヨン・マクフアデイエン
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1976-07-02
Filing date: 1977-07-01
Publication date: 1985-11-15
Also published as: DE2729722C2; CA1111520A; IT1084328B; DE2729722A1; GB1561279A; US4050029A; JPS5313334A; HK42280A

Description

【発明の詳細な説明】この発明は無調整の電源から電圧が供給される集積回路
の無線受信機に使うのに適したトランジスタ化可聴周波
増幅器に関する。

可聴周波増幅器の電力増幅器が、電源に対して並列に接
続された、普通の大きな面積を持つ１対のプッシュプル
・形出力トランジスタを有する。この発明では、電圧基
準にツェナ・ダイオードを使つて、電源電圧の変化を感
知し、ツェナ・ダイオードに流れる電流の変化に応答し
て、プッシュプル形出力トランジスタの休止（すなわち
アイドリング）電流を慎重に変えることにより、電源電
圧に対する分路電圧調整作用が行なわれる。休止電流を
増加した結果、プッシュプル形出力段がＢ級動作からＡ
級動作に変わり、電源電圧の分路調整を行なう。ツェナ
・ダイオードは電源電圧全部並びにプッシュプル形出力
増幅器の中心電圧の両方を安定化する様に構成され、そ
れ自体はトランジスタと共に集積化することが好ましい
。固体受信機に対する電源は簡単でコストの安い形式に
向う傾向がある。

典型的な形式は、電圧降下抵抗を介して作用する半波整
流器であつて、整流器の出力端子に１個の大きな戸波コ
ンデンサを有する。１つの部分から成る沖波器のハム成
分が大きすぎる場合、２番目のＲＣ部分を設けることが
出来る。

電圧を１００ボルト位の値から１２ボルトに下げる為に
使われる直列抵抗によつて、普通の製造上の変動並びに
周囲条件の下で、出力電圧に大きすぎる変動が生ずる場
合、コストは一層高いが、変圧器電源又は電圧調整器を
必要とすることがある。電圧調整の必要性は、供給電圧
を増加する装置の許容公差によつて定まるのが普通であ
る。装置に低電圧で値の大きいコンデンサを使う場合、
過電圧による故障を防ぐ為にコンデンサの電圧定格を上
げるか、或いは電圧調整用を持たせるかで、コスト上の
検討が行なわれる。集積回路（ＩＣ）の方法によつても
、許容し得る電源に上限がある。ＩＣ方法は１４ボルト
、１６ボルト、２０ボルト、２５ボルト形等の方法と呼
ばれる場合が多い。この電圧が高ければ高い程、コスト
も高くなり、その為、回路の性能に見合つて、この方法
を低い電圧範囲へ下げる傾向がある。集積回路の開発に
より、チップ面積を増やすと云う中位のコスト増だけに
よつて、能動素子を加えることが実際に出来る様になつ
た。電圧基準装置としてのツェナ・ダイオードも大きな
面積を持つトランジスタも集積化することが出来るので
、１つの内部調整器を付け加えることが、現在では上に
述べた他の手段の代りになつている。この発明では、こ
れが前述の最初の説明に記載した様にして達成される。
この発明の内容、その他の特徴並びに利点は、以下図面
について説明する所から、最もよく理解されよう。第１
図には、大部分が集積化された無線受信機の可聴周波増
幅器及び電源の部分が示されている。

電源は、線路電圧降下用抵抗、半波整流器及びｐ波コン
デンサから成る形式であるが、それと共にこの電源の出
力電圧を調整するのに利用される可聰周波増幅器が示さ
れている。可聰周波増幅器の主な構成要素は、可聴周波
信号源１０から中位のレベルの可聴周波信号が印加され
るＮＰＮトランジスタＱ１を用いたエミッタ・ホロワ形
駆動段と、通常はＢ級で動作し、その内の一方Ｑ３がＱ
１によつて直接的に駆動され且つ他方Ｑ２がＮＰＮ及び
ＰＮＰ形の縦続接続の第１及び第２のトランジスタＱ５
，Ｑ６を介して駆動されるＮＰＮトランジスタＱ２，Ｑ
３を用いたプッシュプル形電力増幅器と、トランジスタ
Ｑ７，Ｑ８で構成された定電流源と、プッシュプル形増
幅器に対する可聴周波負荷となる交流結合のスピーカ１
１と、半波整流器Ｄ４及び素子４１乃至４６で構成され
ていて、直流バイアス電圧を供給する電源とである。

源１０からの可聴周波信号がＮＰＮ駆動トランジスタＱ
１のベースに結合され、これがプッシュプル出力段の両
方のＮＰＮトランジスタＱ２，Ｑ３を駆動する。

トランジスタＱ１はエミッタ・ホロワ形式であつて、コ
レクタがバイアス電源の正の端子４６に接続され、エミ
ッタが下側のプッシュプル出力トランジスタＱ３のベー
スに直接的に接続されて、それに対して非反転駆動信号
を供給する。Ｑ１のエミッタが負荷抵抗１３を介して電
源の共通端子（大地）に接続される。上側のプッシュプ
ル出力トランジスタＱ２がＱ５及びＱ６を用いた２つの
中間段を介して、エミッタ・ホロワＱ１によつて駆動さ
れる。

ＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタがタップつき抵抗１
４を介してＮＰＮトランジスタＱ５のベースに結合され
る。トランジスタＱ５はエミッタ共通形式であり、通常
はＢ級動作にバイアスされていて、そのコレクタに反転
出力信号を発生する。この信号がＰＮＰトランジスタＱ
６のベースに結合される。直列接続の抵抗１５，１６が
Ｑ６の入力及び出力接合と並列になつている。Ｑ６のエ
ミッタがトランジスタＱ８のコレクタ（そこから定電流
を取出す）に結合されると共に、Ｑ２のベースに結合さ
れる。ＰＮＰトランジスタＱ６はエミッタ●ホロワ形式
であるとみなしてよく、そのベースに印加された反転入
力信号をエミッタを介してＱ２のベースに結合する。プ
ッシュプル形出力段が、Ｂ＋と大地との間に結合された
１対のＮＰＮ電力トランジスタＱ２，Ｑ３で構成され、
その中点にスピーカ負荷が結合される。

入力バイアス条件により、分路調整作用が行なわれる電
圧範囲で出力段のＡ級動作を行なわせる。Ｑ２のコレク
タがバイアス電源の正の端子４６に接続される。Ｑ３の
エミッタがバイアス電源の大地端子４５に接続される。
Ｑ２のエミッタをＱ３のコレクタに接続した点が、プッ
シュプル形増幅器の負荷に対する端子１８になる。増幅
器の負荷はスピーカ１１であり、その一方の端子が大地
に接続され、他方の端子がコンデンサ１７を介して増幅
器の出力端子１８に結合される。最後に、信号の直線性
並びに安定性を持たせる為に、増幅器の出力端子１８か
ら抵抗２１を介して駆動トランジスタＱ１のベースに対
し、可聴周波信号の負饋還接続が行なわれている。増幅
器の入力バイアス状態が、定電流源Ｑ７，Ｑ８、前述の
種々の回路接続並びにこれから説明する或る構成上の特
徴によつて設定される。

定電流源は内部の電流基準と、被制御電流源とを有する
。この電流基準はダイオード接続のＰＮＰトランジスタ
Ｑ７を持つ。このトランジスタは、エミッタが抵抗１９
（４３オーム）を介してバイアス源の正の端子に接続さ
れ、ベース並びにコレクタが一緒になつてタップつき抵
抗２９（７．５キロオーム）を介して大地に接続される
。被制御電流ノ源はＰＮＰトランジスタＱ８で構成され
、そのエミッタが抵抗２０を介してバイアス源の正の端
子に結合され、ベースがＱ７のコレクタ・ベース接続部
に結合され、定電流を取出すコレクタは、抵抗１５、Ｑ
６のエミッタ及びＱ２のベースの共通接７続点に接続さ
れる。Ｑ７及びＱ８の形状は、Ｑ８が電流基準Ｑ７の電
流の略一定の倍数の電流を維持する様に、慎重に制御さ
れる。これ迄説明した増幅器は、集積回路形式で、歪み
を小さくし、安定性を高くし、かなりの電力出つ力を発
生する。

信号の増幅の点について云うと、この増幅器は届−ＦＭ
検波器から予備増幅された信号で動作するのに適当な利
得を持ち、家庭用の普通のスピーカを駆動するのに適切
な可聴周波電力を発生する。図示のＢ＋電源で動作させ
た時、無歪電力出力は１５０乃至２５０ミリワットの範
囲てある。無線受信機の電源は簡単でコストを最小限に
抑えた設計であり、その出力電圧がこれから説明する様
にして、可聴周波出力段Ｑ２，Ｑ３によつて分離調整さ
れる。

無線受信機に対する電源は、普通の交流６０サイクル、
１１０ボルトを典型的には１３．５ボルト、４２ミリア
ンペアの調整直流出力電圧に変換する様に設計されてい
る。この電源は、交流入力端子４４及び整流器Ｄ４の陽
極の間に接続された電圧降下抵抗４１を含む。ダイオー
ドＤ４の陰極が直流電源の出力端子４６に接続される。
他方の交流入力端子４５が受信機の大地に接続される。
電圧降下抵抗４１及び整流器Ｄ４が、入力波形の１つお
きの半サイクルで構成された低い電圧を発生する。脈動
する一方向性出力が、正の直流出力端子４６と大地との
間に接続された大きな（１００マイクロフアラド（μｆ
）より大きい）コンデンサ４２によつて淵波される。コ
ンデンサ４３を使うのは、無線周波数の妨害を少なくす
る為である。可聴周波出力段Ｑ２，Ｑ３が直流電源の出
力端子を分路し、こうして直流出力電圧の分路調整が出
来る様になつている。電源回路の他の部分、特に電圧調
整作用を行なうのに使われる他の素子として、ツェナ・
ダイオードＣＲｌ、ダイオードＤ５及びトランジスタＱ
２ｌがある。

直流電源の電圧の偏差を感知する為に使われるツェナ・
ダイオードは、陰極が抵抗２９のタップに結合され、陽
極がダイオードＤ５の陽極に接続されている。ダイオー
ドＤ５の陰極は．接地されている。ダイオードＤ５がト
ランジスタ２１の入力接合を分路し、それと同じ極性に
接続されている。トランジスタＱ２ｌのコレクタが抵抗
１４のタップに結合され、後で判るが、この抵抗に対し
で電流を供給する。この電流が両方の出ｊ力トランジス
タＱ２，Ｑ３の休止電流を制御する。抵抗２９が直流電
源を分路し、ツェナ・ダイオードに接続されたタップは
、直流電源が正しい設定値にある時、ツェナ電圧になる
様に又はそれより若干高くなる様に定められる。
１直流出力電圧を感知し、出力トランジスタＱ２
，Ｑ３の導電を増減することにより、直流電圧の調整が
行なわれる。所望の直流バイアス電圧を越えた時、ツェ
ナ・ダイオードＣＲｌが一層著しく導電し、この増加し
た電流をダイオードＤ５を介して大地に流す。入力接合
がＤ５と並列になつていて、その入力接合電圧がこのダ
イオードと等しくなる様にしたトランジスタＱ２ｌが、
ダイオードの電流に比例する電流を通す。この比例関係
が、２つの装置の相対的な接合面積によつて定められる
。Ｄ５に対するＱ２ｌの面積比を厳密に制御することが
出来るので、これらは調整過程に於けるツェナ電圧基準
の精度を維持する。典型的にフは１対１の比でダイオー
ドＤ５に流れるツェナ電流を反映する。Ｑ２ｌに流れる
電流が、抵抗１４のタップから、Ｑ１のエミッタ及びＱ
３のベースに結合された抵抗１４の端子に流れ込む。こ
の電流の流れの直接的な効果として、抵抗の内、この・
電流が流れる部分４７に電圧降下が起る。抵抗１４の反
対側の端がＱ５のベース・エミッタ接合を介して大地に
結合されているから、この端は、抵抗１４のタップより
先の部分４７に小さな電圧変化が起る時、一定の電位に
とＳ゛まる傾向がある。ｌこの為、Ｑ１のエミッタ及び
Ｑ３のベースに、増加した電圧が現われる。Ｑ１並びに
その入力回路に対する影響は無視し得るが、Ｑ３の休止
電流は、入力接合電圧が上昇すれば、それによつて強い
影響を受ける。この為、抵抗１４の両端の電圧降下を別
にすればその入力接合が並列になつているＱ５及びＱ３
の間の電流の関係が変化し、Ｑ３のコレクタ電流はこの
電圧変化に対して指数関数で増加する。Ｑ３のコレクタ
電流が増加すると、上側のトランジスタＱ２のエミッタ
に対して一層多くの電流が要求される。定電流源Ｑ７，
Ｑ８がＱ２に対して要求されるベース電流を供給し、Ｑ
５の電流を僅かに減らす。Ｑ２の休止電流はＱ３と略同
じ分だけ増加する。こうしてプッシュプル形出力段Ｑ２
，Ｑ３が分路調整作用をする。

電源電圧の上昇が感知されると、ツェナ電流が増加し、
それを利用して出力段の休止電流を増加する。電源電圧
が下がると、これと反対の効果がある。増加の場合を考
えると、休止電流が増加したことにより、直流電源から
要求される合計電流が増加し、１．２キロオームの直列
抵抗の電圧降下が増加する。第３図は設計の設定状態に
於ける調整作用を例示している。第３図の縦軸は直流電
源から回路に流れるバイアス電流（ＩＢ＋）をミリアン
ペア（ＭＡ）の単位で示し、横軸は直流電源から供給さ
れるバイアス電圧（Ｂ＋）をボルト（■）の単位で示す
。この調整作用がなくて、適当な変化が起つたと仮定す
ると、Ｂ＋は、破線で示すように、酒波コンデンサに対
する所望の最高電圧である約１４ボルトまで、約１００
ｊオームの内部抵抗に対する値に増加し、使われるＩＣ
方法に対する所望の最高値である２０ボルトまで増加す
る。調整器が作用すると、同様な変化があると仮定した
場合、実効的な勾配は、部分４７のタップを１００オー
ムに設定（そして残りを１．９キｌ口オームに）した場
合、３０オームになる。普通の状態ては、これによつて
出力電圧はツェナ・ダイオードの制御範囲内で１ボルト
未満の変化に保たれる。抵抗１４の全部を使つた場合、
実効的な勾配は３オームに下がるが、これは通常の状態
では、ツェナ・ダイオードの制御領域全体にわたり、電
圧変化を１１１０ボルトに抑える。普通は３０オームの
設定が適切である。次に第２図にこの発明の別の実施例
を示す。

この増幅器は良好な位相応答及び安定性を有す−る。可
聴周波出力接続点１８と駆動器Ｑ１のベース入力との間
に接続した抵抗２１を含む第１の饋還通路を設けること
により、振幅歪み及び不安定性が制御される。この饋還
接続は負饋還の位相であり、波形中の振幅の非対称性を
実質的に小さくする。測定された歪みは数パーセントに
減少する。第１図の回路形式では、プッシュプル形出力
段の設定休止電流を、集積回路処理の際に注意深く制御
することが出来る主要な因子に関係づけることが出来る
。これらの因子は、定電流源Ｑ８の電流設定値、トラン
ジスタＱ３，Ｑ５の電流比及びトランジスタＱ６のベー
タである。これらの因子が能動回路装置の面積に関係す
る。普通の処理では、寸法によるが、これらの面積は１
％又はそれ未満の精度まて制御することが出来る。定電
流源を構成するＰＮＰトランジスタＱ８がトランジスタ
Ｑ７を電流基準として、安定な設定電流を供給する。

トランジスタＱ７は横方向に沈積されたＰＮＰトランジ
スタであつて、ダイオード接続であり、エミッタは別個
であるが、コレクタとベースを一緒にしてある。Ｑ７の
接合は、能動領域の相対的な面積に比例して、被制御電
流源Ｑ８の接合の注意深い複製になつている。Ｑ８も横
方向に沈積されている。Ｑ７は２つの円板で形成される
が、Ｑ８は１８個の円板で形成される。この為、２つの
トランジスタの面積比は９対１になるが、実際の電流比
はそれより幾分小さく、大体８対１になる。両方の入力
接合が電気的に並列てある回路形式により、電流も強制
的に比例関係になる。

即ち、Ｑ８のエミッタは小さな値の抵抗２０（１０オー
ム）を介して正のバイアス源に接続されるが、Ｑ７のエ
ミッタは小さい値の抵抗１９（４３オーム）を介して同
じ源に接続され、この為エミッタは略同じ電圧に保たれ
る。両方のトランジスタのベースが結合されているから
、両方の入力接合のＶｅｂは等しくなる。この並列回路
接続により、Ｑ７に流れる電流が、Ｑ７及びＱ８の相対
的な面積に実質的に比例して、Ｑ８にも流れる。

主たる基準であるＱ７の電流はバイアス電圧と直列抵抗
２９とに関係する。抵抗２９の値によつてＱ７の基準電
流が定まる。一定のバイアス電圧であると仮定すれは、
定電流源Ｑ８の電流は主にＱ７の電流並びに２つの装置
の相対的な面積に関係する。これらの面積は数％まて制
御することが出来る。トランジスタＱ３，Ｑ５の間の電
流比は、夫々の装置の面積を同様に制御することにより
、一定の値に保つことが出来る。

トランジスタＱ３，Ｑ５はＮＰＮトランジスタてある。
（基板がＮＰＮ処理用に選はれていると仮定すると、そ
れらを横方向に作成しない。）回路形成により、Ｑ３，
Ｑ５の入力接合が並列になり、それらの■Ｅｂも実質的
に対応する。両方のトランジスタＱ３，Ｑ５のエミッタ
が接地され、それらのベースがタップつきの２０００オ
ームの抵抗１４によつて相互接続される。この抵抗はベ
ース電流に関しては小さく、２つの５トランジスタのベ
ース、従つて両方の入力接合が略同じ電圧を持つ様にす
ることが出来る。■Ｅｂが等しいので、Ｑ５とＱ３の電
流比は夫々の電極領域の相対的な面積の関数になる。典
型的には、トランジスタＱ５の面積はＱ３の面積の１１
５にし、Ｏ電流比を大体これと同じ値に保つ。電圧調整
過程でＱ２ｌから抵抗１４のタップに電流が流れると、
Ｑ３の電流がＱ５の電流に較べて急激に増加するのて、
電流比が変わる。プッシュプル形増幅器の設定休止電流
を定める別の要素が、トランジスタＱ６のベータである
。

トランジスタＱ６は横方向に作成されたＰＮＰトランジ
スタであつて、その動作電流レベルに較べて面積が小さ
く、その為トランジスタのベータ尖頭値からかなりはず
れた所で動作する。５ミリアンペアの動作点では、ベー
タが約３０の尖頭値から約４に調節される。

前述した電流レベルを仮定した場合、約０．５ミリアン
ペアでベータが下がり始めるトランジスタを用いるべき
である。この為、回路形式並びに回路パラメータは、ベ
ータが安定化する傾向を持つ電流領域でトランジスタを
動作させる様に選ぶ。

そうする時、ベータは、装置の面積を除けば、あらゆる
因子に実質的に無関係な任意の値をとる。Ｑ６，Ｑ２，
Ｑ８を含む回路接続により、増幅器の設定休止電流を決
定する回路が完成される。ＰＮＰトランジスタＱ６のエ
ミッタがＮＰＮトランジスタＱ２のベースに結合され、
トランジスタＱ６のベースが抵抗１６（１０００オーム
）を介してＱ２のエミッタに接続される。Ｑ６及びＱ２
の■Ｅｂが実質的に等しい為、Ｑ６のベースの電位はＱ
２のエミッタの電位に略等しい。この為、抵抗１６の両
端の電圧は小さく、それを通る電流は無視し得る位に小
さい。この為、この回路形式並びにパラメータの数値に
より、Ｑ５のコレクタから供給された電流が抵抗１６と
Ｑ６のベースとに分割される。増幅器の出力段の休止電
流を決定する最後の回路因子は、トランジスタＱ２のエ
ミッタ、Ｑ６のコレクタ及びＱ３のコレクタを出力端子
１８に接．続したことである。

この接続により、Ｑ３に流れ込むコレクタ電流と、Ｑ６
及びＱ２から出て来る電流とが強制的に等しくされる。
Ｑ３が６ミリアンペアであると仮定し、Ｑ６が４．８ミ
リアンペアであると仮定すれば、Ｑ２のエミッタには僅
かＪｌ．２ミリアンペアの電流が利用し得る。電圧調整
作用が最大の時、電流レベルは３０ミリアンペア増加す
ることがある。第１図の形式は、簡単にした実施例であ
つて、全体的な性能をすぐれたものにする様に、これに
・手を加えることは容易である。

第１図の実施例は高い安定性を持つと共に、振幅歪みが
数パーセントである。この歪みの値は多くの用途にとつ
て適切であるが、付加的な饋還によつて容易に改善する
ことが出来る。クロスオーバに於ける増幅器の直流電圧
平衡が、上に説明した休止電流によつて大体定められる
。端子１８に於ける直流平衡が直列接続の２つの定電流
源（Ｑ７，Ｑ８とエミッタ・ホロワＱ３）とみなし得る
ものによつて決定されるから、直流出力電圧は或る程度
不確定てある。この為、増幅器の休止点を一定の値に拘
束したい場合又は交流の振れを制限したい場合、或いは
更に歪みを小さくしたい場合、第２の饋還ルー）プ並び
にその他の或る特徴を設計に取入れることが出来る。次
にこれについて説明する。第２図の実施例ては、可聴周
波信号の予備増幅器と、第１図と同様な電力増幅器とを
含む可聰周波増幅器全体が示されているが、これは第２
の饋・還ループを持つている。

第１図の電力増幅器と同じ素子には、第２図でも同じ参
照数字を用いている。前置増幅器の構成要素は、ＰＮＰ
トランジスタＱ９，ＱｌＯ、関連したＰＮＰ及びＮＰＮ
駆動トランジスタＱｌｌ，Ｑｌ２、１個のＰＮＰ出力ト
ラン・ジスタＱｌ３で構成された差動増幅器と、電流迂
回トランジスタＱｌ４，Ｑｌ５及びトランジスタＱｌ６
乃至Ｑ２Ｏと、ダイオードＤ１乃至Ｄ３と、前置増幅器
及び電力増幅器に対するバイアス用に設けられた種々の
抵抗とを有する。この発明では、分路調整路、特に感知
用ツェナ・ダイオードＣＲｌを、プッシュプル形出力段
の中心点を安定化し、信号レベルが低い時にハムを少な
くする様に、回路内に配置することが出来る。第２図の
増幅器は次の様に入力信号を増幅する。

第１図に示す場合と同じく、増幅器の入力源は検波器２
２である。典型的には、これはＦＭ又はｗ検波器、或い
は両方の検波様式を組合せた検波器である。検波器２２
がコンデンサを介して音量調節用ポテンショメータ２３
に結合される。このポテンショメータの一方の端子が接
地され、タップから取出した可聴周波信号が抵抗２４を
介してエミッタ・ホロワ形トランジスタＱｌｌのベース
に供給される。無線周波数側路用コンデンサ２５がＱｌ
ｌのベースを大地に結合する。Ｑｌｌのコレクタが接地
され、出力信号を取出すそのエミッタが１対の差動トラ
ンジスタＱ９，ＱｌＯの内のトランジスタＱ９のベース
に結合される。ＱｌＯのベースは入力源に直接に結合さ
れていないが、後で判る様に、負饋還入力の入力点にな
る。Ｑ９，ＱｌＯのエミッタが一緒にされ、電流源トラ
ンジスタＱｌ６のコレクタから電流を受取る。Ｑｌ６の
エミッタが３０００オームの抵抗４８を介してバイアス
電圧源１２の正の端子に接続される。こうして検波器か
ら直接的に増幅された可聴周波，信号がＱ９のコレクタ
に現われる。後で判るが、饋還ループから送込まれた信
号成分もＱ９のコレクタに現われる。差動増幅器Ｑ９，
ＱｌＯに対する第２の入力が、増幅器の出力からＱｌ２
に対してなされる饋１還接続である。

Ｑｌ２はエミッタ・ホロワ形式のＮＰＮトランジスタで
あつて、入力差動増幅器の負饋還側とみなすことが出来
る。電力増幅器からの出力信号が出力端子１８から抵抗
２７を介してＱｌ２のベースに結合される。Ｑｌ２のコ
レクタノ電流は電流源トランジスタＱｌ７のエミッタか
ら供給される。Ｑｌ２のエミッタに現われる饋還信号が
差動増幅器のＱｌＯのベースに送られる。Ｑｌ２のエミ
ッタと大地との間に結合された抵抗２６が信号負荷であ
る。こうしてＱｌＯのベースに５印加された饋還信号が
ＱｌＯのエミッタに現われ、ＱｌＯのエミッタからＱ９
のエミッタに結合される。Ｑ９のコレクタで、この饋還
信号が最初の入力信号に対して負饋還で加算される。直
接的に増幅された饋還信号がＱｌＯのコレクタにも現わ
れ、電流迂回手段を介してＱ９の出力に結合されて、そ
こで増幅器の順方向利得通路に入る。

電流迂回手段がトランジスタＱｌ４及びＱｌ５て構成さ
れる。ＱｌＯのコレクタが、電流迂回手段の入力側にあ
るダイオード接続のトランジスタＱｌ５のベース・コレ
クタ接続点に結合される。Ｑｌ５のエミッタが接地され
る。Ｑｌ５の接合はＱｌ４の入力接合と並列である。Ｑ
ｌ４のベースがＱｌ５のコレクタ・ベース接続点に結合
され、Ｑｌ４のエミッタが接地される。この為、饋還源
からＱｌＯに流れる電流と同じ電流がＱｌ４のコレクタ
に現われ、Ｑ９のコレクタに現われる信号に加算される
。その結果、負饋還作用が更に強められる。上に述べた
２つの通路からの直接的な信号及び饋還信号の両方を含
む可聴周波信号がＱ９のコレクタに現われ、出力エミッ
タ●ホロワＱｌ３のベースに印加される。

Ｑｌ３のコレクタが接地され、そのエミッタ電流は別の
電流源トランジスタＱｌ９のコレクタから供給される。
Ｑｌ９のエミッタが抵抗３７を介してＢ＋源に結合され
、そのベースが、（まだ説明していない）電流源Ｑｌ６
のベース、Ｑｌ７のエミッタ及び電流源Ｑｌ８のベース
に共通な母線に結合される。Ｑｌ３のエミッタに現われ
る出力信号が駆動トランジスタＱ１のベースに結合され
る。駆動トランジスタＱ１が前に述べた様にプッシュプ
ル形出力増幅器Ｑ２，Ｑ３を駆動する。入力差動増幅器
は非常に高いインピーダンス・レベルで動作し、基板の
ＰＮＰトランジスタと横方向に形成されたＰＮＰトラン
ジスタとをダーリントン形式で用いる。

従つて、この段は本質的に高利得であり、かなりの負饋
還作用を受けることが出来る。この回路で安定な増幅が
行なわれるようにする為のパラメータの数値を記入して
ある。出力電力増幅器から入力前置増幅器に対して行な
われる蝕還接続が、電力増幅器内の前述の饋還接続を補
い、可聴周波増幅の直線性を１％未満に改善する。直流
平衡、特に休止電圧及び交流信号の振れの大きさが抵抗
２７、トランジスタＱ２Ｏ、電流源トランジスタＱ７、
タップつき抵抗２９、ダイオードＤ１乃至Ｄ３、電流源
Ｑｌ８、ツェナ・ダイオードＣＲｌ及びダイオードＤ５
によつて定められる。これらの手段により、（出力端子
１８に於ける）電圧が所望の電圧、普通は電源の正の電
位と大地との間の真中より若干低い値に設定される。こ
れは、抵抗２７を抵抗２９の値の大体半分にし、定電流
源Ｑｌ８の電流を制御し、最後にツェナ・タイオーＣＲ
ｌの作用によつて達成される。増幅器の出力端子に於け
る休止電圧■１８は次の様に計算することが出来る。

Ｑ２Ｏのコレクタは電流節（点３１）に接続されている
とみなすこと５が出来る。電流の節とみなすと、この節
に入る電流並びに出る電流の和はゼロに等しい。具体的
に云えば、Ｑ２Ｏのコレクタの節から出る電流、増幅器
の出力端子１８から抵抗２７を介してこの節に入る電流
、並びに定電流源トランジスタＱｌ８：Ｏのエミッタか
ら節に入る電流が等しいから、これは次の様に書くこと
が出来る。し．＝ＩＯｌ８＋し（
１）こ）でし。

。は基準Ｑ２Ｏからのコレクタ電流、ＩＣｌ８は源Ｑｌ
８からのコレクタ電流、しは饋還抵抗２７の電流である
。饋還抵抗に流れる電流を増加すると、休止電）（が上
昇する。

この電流はＱ２Ｏのコレクタ電流力ら供給されるから、
Ｑ２Ｏのコレクタ電流を増力１すると、休止電圧■１８
に同じ影響がある。Ｑ２Ｏのコレクタの電流は直接接続
のダイオードＤ１に流れる電流と同じであり、この電流
はＢ＋から３つのダイオード降下（Ｑ７，Ｄｌ，Ｄ２の
入力接合）及び７．５キロオームの抵抗２９を介して流
れる。ツエト・ダイオードＣＲｌが動作してない時、ツ
ェナ・ダイオードＣＲｌが動作している時、直列接続の
ダイオードＤ１に流れる電流が、更にＣＲｌがあること
によつて影響を受ける。

ＣＲｌの陰極が抵抗２９のタップに結合されている。こ
のタップは、抵抗２９に大地側の端子から３．６キロオ
ーム、そして抵抗２９のＢ＋側の端子から３．４キロオ
ームの所にある。Ｑｌ８の電流は、抵抗３０の両端の電
圧と、この抵抗の抵抗値とによつて決定される。

抵抗３０の電圧降下は、順バイアスされたダイオードＤ
３及びＱｌ７の入力接合の降下から、Ｑｌ８の入力接合
の電圧降下を差引いた値に等しい。ダイオードＤ３が小
さな電流で順バイアスされているので、その降下は約０
．５ボルトに幾分下がる。エミッタ抵抗３０の両端の電
圧降下を０．５ボルトと仮．定すると、Ｑｌ８の電流は
次の通りである。饋還抵抗２７の電流は増幅器の出力に
於ける電圧Ｖｌ８と節３１の電圧の関数であり、饋還抵
抗２７に反比例する。節３１の電圧は、ポテンショメー
タ２４の接地端子から始まつて、Ｑｌｌ，Ｑ９，ＱｌＯ
，Ｑｌ２の相次ぐ入力接合の降下■ｄによつて決まる。
これらの入力接合に於ける電圧降下の極性は、Ｑｌｌで
は正、Ｑ９では正、ＱｌＯでは負、Ｑｌ２では正という
様になり、正味２つ分の接合降下が残り、（大体）１．
２ボルトの値になる。従つて、しは、ツェナが作用して
ないと仮定すると、次の様に計算することが出来る。こ
れを（１）式に代人すると（４）式と（６）式と等しい
とおいて、Ｖｌ８について解くととなつて、■１８が次
の様に得られる（ツェナは作用しないと仮定する）。

５ツェナ・ダイオードが作用すると仮定すると、Ｖｌ
８は次の様になる。

Ｖｌ８の好ましい値は直流電圧の半分より幾分低く設定
する。

これは下側のプッシュプル・トランジスタＱ３のエミッ
タ飽和特性が、トランジスタＱ２及びＱ８のコレクタ飽
和特性と対称的ではないからである。ツェナ・ダイオー
ドの動作点より下で動作する場合、プッシュプル形出力
段がＢ級で動作する。ツェナ・ダイオードが動作する時
、プッシュプル形出力段の正常の休止電流に加えられる
電流の大きさに応じて、Ｂ級動作からＡ級動作に移る。
この変化により、増幅器の電力効率が低下するが、忠実
度が著しく改善されると共に、クロスオーバ歪みが実質
的に減少する。プッシュプル形出力増幅器の中心合せを
正確に制御する他に、第２図の形式ではかなりのハム抑
圧並びに実質的な直流安定性が得られる。

これらの２つの特徴が特に経済的な形で達成される。第
２図に示す様に、Ｑ２Ｏのコレクタが節３１で外部バッ
ド３５に結合され、これにコンデンサ３４が接続されて
いる。このコンデンサは低い電圧（２．５ボルト）で大
きな値（４７−２００μｆ）を有する。この値の為、６
０サイクルに於けるインピーダンスが低くなり、かなり
のハム抑圧が得られる。ツェナ・ダイオードを加えたこ
とにより、それがＢ＋電圧を設定するだけでなく、Ｑ２
Ｏの中心電流を調整するのにも役立つので、固有のハム
排除が更に改善される。この特徴が、Ｑ４７のハム成分
を減衰させるのに役立ち、コンデンサ３４による固有の
ハム抑圧に相加わる。これによつて、増幅器の固有のハ
ム抑圧は、音のレベルが低い時、１５ｄｂも改善される
。例えばＢ＋コンデンサ４２が２００ｐｆで、コンデン
サ３４が４７ｐｆの時、５０ｒＴ１Ｗの信号で、ツェナ
で調整された増幅器は、ツェナ・ダイオードがない場合
の同じ増幅器に較べ、信号対ハム比が１６Ｃ１ｂ改善さ
れる。前に述べた様に、電圧調整作用を最大限に活かし
たい場合、調整器の動的インピーダンスはその最低値の
３オームに設定すべきである。然し、この構成全体を１
個の集積回路にする場合、３０オームに近い動的インピ
ーダンスの方が好ましいことがある。動的インピーダン
スを下げると、Ｂ＋のリップル電圧が減少し、増幅器の
ハム抑圧が改善される。更にＢ＋調整電圧の値も一層厳
密に制御される。欠点は、リップル電流がかなり増加し
、その為１Ｃ内部の温度勾配が高くなることである。こ
の温度勾配により、検波器に対するハムの結合が増加し
、音のレベルが低い時、信号対ハム比が劣化することが
ある。上に述べた調整器では、次の式を反復的に解くこ
とによつて計算し得るＢ＋電圧が得られる。

こ）で回路図に示してないパラメータを説明すると、■
２はＣＲｌのツェナ電圧、■ＤはダイオードＤｌ，Ｄ２
，Ｄ５の順方向ダイオード降下、Ｋ。はその面積並びに
エミッタ抵抗に起因するＱ７，Ｑ８の増幅率、ＰＡはＱ
５とＱ３の面積比、ＩＢ＋は全部の電源電流の内、可聴
周波出力が吸収する部分、即ち、ＩＣの他の部分が必要
とする電流と、Ｂ＋電流源から供給される量との差であ
る。この式に基づく部品の変化の解析から、Ｂ−十電圧
が直流１２乃至１４．５ボルトの範囲に入ることが予測
されたが、これは実験データと一致する。

ツェナ◆ダイオード動作様式では、電源電流は、４２ミ
リアンペア（Ｍａ）に設定するのが典型的である。この
電流の一部分、大体１５ｍａが回路の無線周波部分で必
要である。残りの電流２７ｍａが可聴周波出力によつて
吸収され、Ｉ８＋で表わしたものである。ＩＢ＋の休止
状態の値は、夏Ｃの他の部分に於ける電流条件に応じて
、２０乃至３５ｍａにわたノつて変化することがある。

【図面の簡単な説明】

第１図は無線受信機に使われる可聴周波増幅器並びに簡
単な電流源形バイアス源の簡略回路図で、可聴周波増幅
器の出力段を利用してバイアス７電圧の分路調整を行な
うことを示す。

Claims

【特許請求の範囲】１内部抵抗を持つていて電圧調整を必要とする電源か
ら電圧を印加される供通端子及び非共通端子の２つの端
子を持つ可聴周波増幅器において、第１の導電型を持つ
第１及び第２の出力トランジスタで構成されていて、い
づれもベース入力形式に接続され、第１の出力トランジ
スタのコレクタが非共通端子に接続され、第１の出力ト
ランジスタのエミッタが第２のトランジスタのコレクタ
に接続され、第２の出力トランジスタのエミッタが前記
共通端子に接続され、前記出力トランジスタが前記電源
の分路調整を行なうのに十分な電流容量を持つていて、
前記出力トランジスタの可聴周波出力がその相互接続的
から取出される様になつているプッシュプル形可聴周波
出力段と、該プッシュプル形出力段に対する駆動段と、
出力電圧調整手段を有し、前記駆動段は、ベース入力の
エミッタ・ホロワ形式に接続されていて両方の前記出力
トランジスタを駆動する前記第１の導電型の第３のトラ
ンジスタを持ち、該第３のトランジスタのエミッタが前
記第２の出力トランジスタのベースに直流結合され、更
に前記駆動段が、前記第３のトランジスタのエミッタか
らの出力を前記第１の出力トランジスタのベースに結合
する位相反転中間駆動器を持ち、該中間駆動器が前記第
１の導電型の第４のトランジスタで構成され、該第４の
トランジスタのベースが第１の抵抗を介して前記第３の
トランジスタのエミッタに直流結合されると共にそのエ
ミッタが前記共通端子に接続されて、第４及び第２のト
ランジスタの入力接合を並列にして、それらの電流比を
安定化する様にし、前記出力電圧調整手段が所望の値か
らのバイアス電圧の偏差を感知する電圧基準、及び前記
偏差に応答して誤差電流を発生し且つ該誤差電流を前記
第１の抵抗に印加して、前記出力電圧に応答して前記第
２のトランジスタのベース・エミッタ間電圧に変化を生
じさせる手段で構成され、前記ベース・エミッタ間電圧
の変化によつて前記電流比が変わつて第２の出力トラン
ジスタの休止電流を変え、前記第１の出力トランジスタ
のエミッタに対する相互接続により、第１の出力トラン
ジスタの休止電流にも対応する変化が生じ、前記出力ト
ランジスタの休止電流の変化により電源電圧の分路調整
を行なう可聴周波増幅器。２特許請求の範囲１に記載した可聴周波増幅器に於て
、入力を前記非共通端子に接続し且つ出力を前記第１の
出力トランジスタのベースに結合してその休止電流を制
御する定電流源を設け、前記中間駆動器が第２の導電型
の第５のトランジスタを持ち、該第５のトランジスタは
コレクタが前記出力トランジスタの相互接続点に結合さ
れ、ベースが前記第４のトランジスタのコレクタに結合
され、エミッタが前記定電流源の出力に結合されている
可聴周波増幅器。３特許請求の範囲２に記載した可聴周波増幅器に於て
、前記相互接続点の直流休止電圧を安定化する手段を設
け、該手段は、１端が大地に対して略一定の電位を持つ
点に結合され且つ他端が前記相互接続点に結合された第
２の抵抗と、前記出力休止電圧を大体バイアス電圧の半
分に保つ位に前記第２の抵抗から電流を取出す様に調節
された非制御電流源で構成されていて、前記可聴周波出
力相互接続点の電位を制御する手段とで構成されている
可聴周波増幅器。４特許請求の範囲３に記載した可聴周波増幅器に於て
、前記出力電圧調整手段の電圧基準が、前記バイアス電
圧を感知して、当該ツェナ・ダイオードの電圧を越えた
時にバイアス電圧に関係する電流を発生する様に接続さ
れたツェナ・ダイオード及び直列インピーダンスで構成
され、前記誤差電流を発生する手段が第６のトランジス
タで構成され、該第６のトランジスタの入力接合が前記
直列インピーダンスを分路すると共に、そのコレクタが
前記第１の抵抗に接続されて、それに対して電流を供給
する可聴周波増幅器。５特許請求の範囲４に記載した可聴周波増幅器に於て
、前記直列インピーダンスが前記第６のトランジスタの
入力接合と同じ向きに接続されたダイオードであり、該
第６のトランジスタのベース・エミッタ接合面積と該ダ
イオードの接合面積との比が予め定められた比である可
聴周波増幅器。６特許請求の範囲５に記載した可聴周波増幅器に於て
、前記トランジスタ並びにツェナ・ダイオードが共通の
モノリシック基板に集積化されている可聴周波増幅器。