JPS6221059Y2 - - Google Patents
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- JPS6221059Y2 JPS6221059Y2 JP9596680U JP9596680U JPS6221059Y2 JP S6221059 Y2 JPS6221059 Y2 JP S6221059Y2 JP 9596680 U JP9596680 U JP 9596680U JP 9596680 U JP9596680 U JP 9596680U JP S6221059 Y2 JPS6221059 Y2 JP S6221059Y2
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- resistor
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- 230000005236 sound signal Effects 0.000 claims description 13
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
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- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
この考案は音量コントロール回路に関する。
例えば、ステレオ放送信号を受信する受信回路
においては、音量調整やバランス調整等の機能を
備えた音量コントロール回路が必要である。この
音量コントロール回路としては、入出力特性の歪
率が低く、かつ集積回路（IC）化に適したもの
が望まれる。
においては、音量調整やバランス調整等の機能を
備えた音量コントロール回路が必要である。この
音量コントロール回路としては、入出力特性の歪
率が低く、かつ集積回路（IC）化に適したもの
が望まれる。
第１図は上記の如き音量コントロール回路とし
て考えられているものの一例を示すものである。
１１は音声信号の入力端子であり、１２は差動増
幅器であり、１３はこの差動増幅器１２のトラン
ジスタQ11，Q12のベースバイアス回路であり、
１４はダブルバランス型差動増幅器であり、１５
はカレントミラー回路であり、１６は負荷回路で
あり、１７は音声信号の出力端子である。
て考えられているものの一例を示すものである。
１１は音声信号の入力端子であり、１２は差動増
幅器であり、１３はこの差動増幅器１２のトラン
ジスタQ11，Q12のベースバイアス回路であり、
１４はダブルバランス型差動増幅器であり、１５
はカレントミラー回路であり、１６は負荷回路で
あり、１７は音声信号の出力端子である。
前記差動増幅器１２のトランジスタQ11とQ12
のエミツタ間には抵抗R11が挿入されているとと
もに、各エミツタと基準電位端間とにはそれぞれ
定電流源回路１２１，１２２が挿入されている。
入力端子１１に音声信号Ｓ inが加えられると、
抵抗R11に音声信号電流isが流れる。したがつて
トランジスタQ11，Q12のコレクタにはそれぞれ
電流I01＋is，I01−is（但し、I01は定電流源回路１
２１，１２２を流れる電流）が流れる。これによ
りカレントミラー回路１５のトランジスタQ13，
Q14のエミツタ抵抗R12，R13にも信号電流isが流
れる。したがつてトランジスタQ14のコレクタに
は、定電流源回路１８を流れる電流I02と信号電
流isとの和に等しい電流が流れ、これが負荷回路
１６の抵抗R14に供給され、出力端子１７に増幅
された音声信号Ｓputが導出される。
のエミツタ間には抵抗R11が挿入されているとと
もに、各エミツタと基準電位端間とにはそれぞれ
定電流源回路１２１，１２２が挿入されている。
入力端子１１に音声信号Ｓ inが加えられると、
抵抗R11に音声信号電流isが流れる。したがつて
トランジスタQ11，Q12のコレクタにはそれぞれ
電流I01＋is，I01−is（但し、I01は定電流源回路１
２１，１２２を流れる電流）が流れる。これによ
りカレントミラー回路１５のトランジスタQ13，
Q14のエミツタ抵抗R12，R13にも信号電流isが流
れる。したがつてトランジスタQ14のコレクタに
は、定電流源回路１８を流れる電流I02と信号電
流isとの和に等しい電流が流れ、これが負荷回路
１６の抵抗R14に供給され、出力端子１７に増幅
された音声信号Ｓputが導出される。
なお、直流レベルの制御（音量コントロール）
は、ダブルバランス型増幅器１４のトランジスタ
Q15，Q18のベースおよびトランジスタQ16，Q17
のベースに接続された制御端子に直流制御電圧
E11，E12を加え、このE11，E12の電圧差を調整す
ることによつてなされる。すなわち、E11＞E12
で、かつトランジスタQ15，Q18をオン、トラン
ジスタQ16，Q17をオフにすれば、音量利得は最
大となり、逆に、E11＜E12で、かつトランジスタ
Q15，Q18をオフ、トランジスタQ16，Q17をオン
にすれば、音量利得は最小となる。
は、ダブルバランス型増幅器１４のトランジスタ
Q15，Q18のベースおよびトランジスタQ16，Q17
のベースに接続された制御端子に直流制御電圧
E11，E12を加え、このE11，E12の電圧差を調整す
ることによつてなされる。すなわち、E11＞E12
で、かつトランジスタQ15，Q18をオン、トラン
ジスタQ16，Q17をオフにすれば、音量利得は最
大となり、逆に、E11＜E12で、かつトランジスタ
Q15，Q18をオフ、トランジスタQ16，Q17をオン
にすれば、音量利得は最小となる。
なお、図中Vccは電源であり、C11はコンデン
サである。
サである。
このような構成では、カレンミラー回路１５の
トランジスタQ13，Q14のエミツタ電流が信号電
流isの変化に追随して変化し、これがトランジス
タQ13，Q14のベース・エミツタＶF電圧ＶFの変
化を引き起こす。この為、抵抗R11には本来の音
声信号の他に、前記ベース・エミツタ間電圧ＶF
の変化による雑音信号が流れてしまい、出力音声
信号が歪んだものとなりやすい欠点がある。
トランジスタQ13，Q14のエミツタ電流が信号電
流isの変化に追随して変化し、これがトランジス
タQ13，Q14のベース・エミツタＶF電圧ＶFの変
化を引き起こす。この為、抵抗R11には本来の音
声信号の他に、前記ベース・エミツタ間電圧ＶF
の変化による雑音信号が流れてしまい、出力音声
信号が歪んだものとなりやすい欠点がある。
この考案は上記の事情に対処すべくなされたも
ので、負荷回路として抵抗と直列にｎ個のダイオ
ードを接続したものを用いることにより、カレン
トミラー回路のトランジスタのベース・エミツタ
間電圧の変化による出力音声信号の歪を無くすこ
とができ、かつIC化にも適した音量コントロー
ル回路を提供することを目的とする。
ので、負荷回路として抵抗と直列にｎ個のダイオ
ードを接続したものを用いることにより、カレン
トミラー回路のトランジスタのベース・エミツタ
間電圧の変化による出力音声信号の歪を無くすこ
とができ、かつIC化にも適した音量コントロー
ル回路を提供することを目的とする。
以下、第２図を参照してこの考案の一実施例を
詳細に説明する。なお、第２図においては、説明
を簡単にする為にダブルバランス型の差動増幅器
部分は省略する。Q21，Q22は差動増幅器２１を
構成するトランジスタである。このトランジスタ
Q21，Q22の各エミツタと基準電位端間とには定
電流源回路２１１，２１２が挿入されている。ま
た、トランジスタQ21，Q22のエミツタ間には抵
抗R21が挿入されている。トランジスタQ23と抵抗
R22，R23はトランジスタQ21，Q22のベースのバイ
アス回路２２を構成するものである。２３は音声
信号の入力端子で、コンデンサC21を介して抵抗
R23とトランジスタQ22のベースとの接続中点に接
続されている。
詳細に説明する。なお、第２図においては、説明
を簡単にする為にダブルバランス型の差動増幅器
部分は省略する。Q21，Q22は差動増幅器２１を
構成するトランジスタである。このトランジスタ
Q21，Q22の各エミツタと基準電位端間とには定
電流源回路２１１，２１２が挿入されている。ま
た、トランジスタQ21，Q22のエミツタ間には抵
抗R21が挿入されている。トランジスタQ23と抵抗
R22，R23はトランジスタQ21，Q22のベースのバイ
アス回路２２を構成するものである。２３は音声
信号の入力端子で、コンデンサC21を介して抵抗
R23とトランジスタQ22のベースとの接続中点に接
続されている。
Q24，Q25はカレントミラー回路２４を構成す
るトランジスタで、各トランジスタQ24，Q25の
エミツタは抵抗R24，R25を介して電源ラインL21
に接続されている。また、トランジスタQ24，
Q25のベースは共通接続されている。さらに、ト
ランジスタQ24のベースとコレクタは短絡され、
定電流源回路２５を介して基準電位端に接続され
ている。さらにまた、トランジスタQ24，Q25の
エミツタには前記トランジスタQ21，Q22のコレ
クタが各対応して接続されている。また、トラン
ジスタQ25のコレクタは負荷回路２６を構成する
抵抗R26とダイオードD21、……Ｄ2oの直列接続を
介して接地されるとともに、出力端子２７に接続
されている。また、前記電源ラインL21は電源
Vccに接続されている。
るトランジスタで、各トランジスタQ24，Q25の
エミツタは抵抗R24，R25を介して電源ラインL21
に接続されている。また、トランジスタQ24，
Q25のベースは共通接続されている。さらに、ト
ランジスタQ24のベースとコレクタは短絡され、
定電流源回路２５を介して基準電位端に接続され
ている。さらにまた、トランジスタQ24，Q25の
エミツタには前記トランジスタQ21，Q22のコレ
クタが各対応して接続されている。また、トラン
ジスタQ25のコレクタは負荷回路２６を構成する
抵抗R26とダイオードD21、……Ｄ2oの直列接続を
介して接地されるとともに、出力端子２７に接続
されている。また、前記電源ラインL21は電源
Vccに接続されている。
上記構成において動作を説明する。まず、抵抗
R24，R25，R26を流れる電流をそれぞれIa，Ib，
Icとし、抵抗R21を流れる信号電流をisとする。
また、トランジスタQ24，Q25のベース・エミツ
タ間電圧をＶF1，ＶF2とする。今簡単の為トラン
ジスタQ25のベース電流を無視し、抵抗R24，R25
の抵抗値が等しく、これRaとすると、次の式(1)
乃至(5)が成り立つ。即ち、 IaRa＋ＶF1＝IbRa＋ＶF2 …(1) Ia＝I0d＋I0e＋is …(2) Ib＝Ic＋I0e−is …(3) ＶF1＝hlnＩ０ｄ／Ｉｓ …(4) ＶF2＝hlnＩｃ／Ｉｓ …(5) 但し、I0d：定電流源回路２５を流れる電流 I0e：定電流源回路２１１，２１２を流
れる電流 Is：トランジスタの飽和電流 ｈ：ｋＴ／ｑ（ｋ：ボルツマン定数、Ｔ：絶 対温度、ｑ：電子の電荷）で定義される温度に依
存する定数 式(2)と(3)、及び(4)と(5)よりそれぞれ次の式(6)，
(7)が求められる。即ち、 Ia−Ib＝I0d＋2is−Ic …(6) ＶF1−ＶF2＝ｈ／Ｉｓ（ln Iod−lnIc） …(7) この式(6)，(7)を先の式(1)に代入すると、次の式
(8)が求められる。即ち、 Ic＝Iod＋2is＋ｎ／Ｒａ・Ｉｓ （lnIod−lnIc） …(8) となる。ダイオードD21，……，Ｄ2oのアノー
ド・カソード間電圧をそれぞれＶFdとおき、出力
電圧V0を求めると、 V0＝ＩcＲc＋oＶFd …(9) 但し、Ｒc：抵抗R26の抵抗値 式(9)に式(8)を代入すると、 Vo＝（Iod＋2is）Rc ＋ｈ・Ｒｃ／Ｒａ・Ｉｓ（lnIod−lnIc） ＋nVFd …(10) ここでＶFd＝hlnＩｃ／Ｉｓとおくと、式(10)は次の
よう になる。即ち、 Vo＝（Iod＋2is）Rc ＋ｈ・Ｒｃ／Ｒａ・Ｉｓ・lnIod ＋（ｎ−Ｒｃ／Ｒａ）hlnＩｃ／Ｉｓ …(11) 式(11)において交流成分は、 ＝2isRc＋（ｎ−Ｒｃ／Ｒａ）hlnＩｃ／Ｉｓ … となる。式(12)において、第１項2isRcは本来の信
号成分であるが、第２項（ｎ−Ｒｃ／Ｒａ）hlnＩｃ／
Ｉｓは信号 歪となつて現れる。そこで、ｎ＝Ｒｃ／Ｒａとなるよう にダイオードの数あるいは抵抗R24とR26の抵抗比
を選定すれば、式12の第２項は削除することがで
き、出力音声の歪を低減することができる。
R24，R25，R26を流れる電流をそれぞれIa，Ib，
Icとし、抵抗R21を流れる信号電流をisとする。
また、トランジスタQ24，Q25のベース・エミツ
タ間電圧をＶF1，ＶF2とする。今簡単の為トラン
ジスタQ25のベース電流を無視し、抵抗R24，R25
の抵抗値が等しく、これRaとすると、次の式(1)
乃至(5)が成り立つ。即ち、 IaRa＋ＶF1＝IbRa＋ＶF2 …(1) Ia＝I0d＋I0e＋is …(2) Ib＝Ic＋I0e−is …(3) ＶF1＝hlnＩ０ｄ／Ｉｓ …(4) ＶF2＝hlnＩｃ／Ｉｓ …(5) 但し、I0d：定電流源回路２５を流れる電流 I0e：定電流源回路２１１，２１２を流
れる電流 Is：トランジスタの飽和電流 ｈ：ｋＴ／ｑ（ｋ：ボルツマン定数、Ｔ：絶 対温度、ｑ：電子の電荷）で定義される温度に依
存する定数 式(2)と(3)、及び(4)と(5)よりそれぞれ次の式(6)，
(7)が求められる。即ち、 Ia−Ib＝I0d＋2is−Ic …(6) ＶF1−ＶF2＝ｈ／Ｉｓ（ln Iod−lnIc） …(7) この式(6)，(7)を先の式(1)に代入すると、次の式
(8)が求められる。即ち、 Ic＝Iod＋2is＋ｎ／Ｒａ・Ｉｓ （lnIod−lnIc） …(8) となる。ダイオードD21，……，Ｄ2oのアノー
ド・カソード間電圧をそれぞれＶFdとおき、出力
電圧V0を求めると、 V0＝ＩcＲc＋oＶFd …(9) 但し、Ｒc：抵抗R26の抵抗値 式(9)に式(8)を代入すると、 Vo＝（Iod＋2is）Rc ＋ｈ・Ｒｃ／Ｒａ・Ｉｓ（lnIod−lnIc） ＋nVFd …(10) ここでＶFd＝hlnＩｃ／Ｉｓとおくと、式(10)は次の
よう になる。即ち、 Vo＝（Iod＋2is）Rc ＋ｈ・Ｒｃ／Ｒａ・Ｉｓ・lnIod ＋（ｎ−Ｒｃ／Ｒａ）hlnＩｃ／Ｉｓ …(11) 式(11)において交流成分は、 ＝2isRc＋（ｎ−Ｒｃ／Ｒａ）hlnＩｃ／Ｉｓ … となる。式(12)において、第１項2isRcは本来の信
号成分であるが、第２項（ｎ−Ｒｃ／Ｒａ）hlnＩｃ／
Ｉｓは信号 歪となつて現れる。そこで、ｎ＝Ｒｃ／Ｒａとなるよう にダイオードの数あるいは抵抗R24とR26の抵抗比
を選定すれば、式12の第２項は削除することがで
き、出力音声の歪を低減することができる。
以上詳述したこの実施例によれば、音声信号電
流isの変化に伴なうカレントミラー回路２４のト
ランジスタQ24，Q25のベース・エミツタ間電圧
の変化による出力音声信号の歪を、ダイオード
D21，……，Ｄ2oで打ち消すことができ、音量コ
ントロール回路の歪率特性を大きく改善すること
ができる。また、負荷抵抗R26にダイオードD21，
……，D22を付加するのみであるので、IC化に何
ら障害となることはなく、ダイオードD21，…
…，D22の場合、半導体チツプ上に占める面積を
極力狭くすることができるので、IC化に有利で
あるという利点を有する。
流isの変化に伴なうカレントミラー回路２４のト
ランジスタQ24，Q25のベース・エミツタ間電圧
の変化による出力音声信号の歪を、ダイオード
D21，……，Ｄ2oで打ち消すことができ、音量コ
ントロール回路の歪率特性を大きく改善すること
ができる。また、負荷抵抗R26にダイオードD21，
……，D22を付加するのみであるので、IC化に何
ら障害となることはなく、ダイオードD21，…
…，D22の場合、半導体チツプ上に占める面積を
極力狭くすることができるので、IC化に有利で
あるという利点を有する。
このようにこの考案によれば、負荷回路として
抵抗と直列にｎ個のダイオードを接続したものを
用いることにより、カレントミラー回路のトラン
ジスタのベース・エミツタ間電圧の変化による出
力音声信号の歪みを無くすことができ、かつIC
化にも適した音量コントロール回路を提供するこ
とができる。
抵抗と直列にｎ個のダイオードを接続したものを
用いることにより、カレントミラー回路のトラン
ジスタのベース・エミツタ間電圧の変化による出
力音声信号の歪みを無くすことができ、かつIC
化にも適した音量コントロール回路を提供するこ
とができる。
第１図は音量コントロール回路として近時考え
られているものの構成を示す回路図、第２図はこ
の考案に係る音量コントロール回路の一実施例を
示す回路図である。 ２１……差動増幅器、２４……カレントミラー
回路、２６……負荷回路、R26……抵抗、D21，…
…，Ｄ2o……ダイオード。
られているものの構成を示す回路図、第２図はこ
の考案に係る音量コントロール回路の一実施例を
示す回路図である。 ２１……差動増幅器、２４……カレントミラー
回路、２６……負荷回路、R26……抵抗、D21，…
…，Ｄ2o……ダイオード。
Claims (1)
- 【実用新案登録請求の範囲】 入力端子、制御端子、および第１、第２の出力
端を有し、入力端子には入力音声信号が供給さ
れ、制御端子には音量コントロール用の直流制御
電圧が供給され、第１、第２の出力端にはそれぞ
れ前記直流制御電圧によつて決る直流レベルを有
する増幅された差動音声出力を得るようにした差
動増幅手段と、 エミツタを抵抗値R1を有する第１の抵抗を介
して電圧源に接続するとともに前記差動増幅手段
の第１の出力端に接続し、コレクタおよびベース
を共通に定電流源に接続した第１のトランジスタ
と、エミツタを抵抗値R1を有する第２の抵抗を
介して電圧源に接続するとともに前記差動増幅手
段の第２の出力端に接続し、ベースを前記第１の
トランジスタのベースに接続し、コレクタを音声
出力端子に接続した第２のトランジスタとから成
るカレントミラー回路と、 前記音声出力端子と基準電位点間に、抵抗値
R2を有する第３の抵抗とｎ個（ｎ≧１）の順方
向接続したダイオードとを直列に接続して成る負
荷回路とを具備し、 前記抵抗値R1，R2の比をR2／R1＝ｎに設定し
たことを特徴とする音量コントロール回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9596680U JPS6221059Y2 (ja) | 1980-07-08 | 1980-07-08 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9596680U JPS6221059Y2 (ja) | 1980-07-08 | 1980-07-08 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5719618U JPS5719618U (ja) | 1982-02-01 |
| JPS6221059Y2 true JPS6221059Y2 (ja) | 1987-05-28 |
Family
ID=29457821
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9596680U Expired JPS6221059Y2 (ja) | 1980-07-08 | 1980-07-08 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6221059Y2 (ja) |
-
1980
- 1980-07-08 JP JP9596680U patent/JPS6221059Y2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5719618U (ja) | 1982-02-01 |
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