JPS594883B2 - 音声増幅器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、無人力時の電流（アイドリンク電流）を減
少し、安定性を確実にし、歪み並びにハムを最小限に抑
える改良された手段を設けた音声増幅器に関する。

この発明は、半導体片の複雑さを高める一方、半導体片
の外部回路を簡略にすると共に、ピンの数を最小限にし
て集積回路で製造するのに適している。

音声増幅器はム時期、固体素子を用いて作られていた。

集積回路が開発されると共に、この様な個別のトランジ
スタを使うのは減少する傾向にある。

一旦集積化しようとすると、これ迄考えられなかったこ
とを考えなければならなくなる。

集積化は出来るだけ完全に近い状態にするのが普通であ
る。

比較すれば、半導体片の外部の部品は、一層高価である
し、やはり高価な余分のパッドを必要とするので、これ
を最小限にすべきである。

出来れば、半導体片に饋還ループを入れておいて、半導
体片の外部の部品並びにバンドの数の両方を最小限にす
べきである。

パッケージの熱散逸能力は限られる傾向があるから、平
均の散逸電力を低下することが出来れば、増幅器が一層
大きな尖頭出力信号を発生することが出来る。

更に、多くの集積回路装置が今日では蓄電池で作動され
る装置に用いられているから、平均の散逸電力を低下す
れば、蓄電池の寿命も大幅に伸びる。

集積回路にする場合に直接的な関係を持つ前述の目的の
他に、増幅器はスピーカの負荷がどう云うものであるか
に関係なく、高い安定性を持つと共に、歪みが小さく、
ハムも小さく、普通の音声信号源によって駆動される程
度の適切な感度を持つと云う普通の性能条件を備えてい
なげればならない。

勿論、最も頻繁に使われる音声信号源はＡＭ−ＦＭ受信
機の検波器並びにセラミックのカートリッジである。

今日では集積化した音声増幅器が利用出来る。

大体１ワツトの尖頭出力で動作させる時、プッシュプル
出力段を使うのが普通であり、釣合いをよくする為に負
饋還を用いる。

然し、公知の大抵のものは、前に述べた他の目的につい
ては、最適の解決策に達していないように思われる。

従って、この発明の目的は、改良された音声増幅器を提
供することである。

この発明の別の目的は、予測し得る小さい無人力時の電
流を達成する改良された手段を設けた音声増幅器を提供
することである。

この発明の別の目的は、集積回路で製造するのに適した
改良された音声増幅器を提供することである。

この発明の別の目的は、熱の発生が少ない、集積回路で
製造するのに適した音声増幅器を提供することである。

この発明の別の目的は、必要とするパッドを最小限にし
た、集積回路で製造するのに適した音声増幅器を提供す
ることである。

この発明による内部直流結合の音声増幅器は第１の導電
型および該第１の導電型とは相補的な第２の導電型の複
数のトランジスタを含み、集積回路として構成される。

この発明の音声増幅器では、第１の導電型の第１及び第
２のトランジスタの夫夫のコレクターエミツタ路が直流
電圧供給点と接地点との間の直列回路に接続され、これ
らのコレクターエミツタ路の接続点が音声増幅器出力と
なる。

音声増幅器はまた、第１の導電型の第３のトランジスタ
を含む駆動段と、音声増幅器出力から駆動段への負饋還
抵抗と、駆動段と第１のトランジスタとの間に設けられ
た第４のトランジスタを含む位相反転段と、位相反転段
からの音声周波数信号を増幅して第１のトランジスタの
ベースに増幅した信号を供給する第２の導電型の第５の
トランジスタを持つ中間駆動段と、定電流源回路とを有
する。

定電流源回路は、強制的に直流電流（アイドリンク電流
）を第５のトランジスタのエミッタに供給すると共に、
抵抗を介して第４のトランジスタのコレクタに供給する
。

第５のトランジスタに供給された上記直流エミッタ電流
はその一部が第５のトランジスタのベース電流として流
れて出て第４のトランジスタのコレクタに流れ、他の部
分は第５のトランジスタのコレクタ電流として流れ出て
、第１のトランジスタのエミッタ電流と一緒になって第
２のトランジスタのコレクタに流入する。

そして定電流源回路から利用出来る残りの電流は第１の
トランジスタのベースに供給されるように構成される。

第５のトランジスタの入力接合を分路する抵抗手段を設
けて、その動作点をそのβ尖頭値の数倍の電流レベルに
設定し、こうしてその電流レベルが主にその電極の面積
に関係するように一定にする。

音声増幅器出力から第３のトランジスタのベースへ負饋
還を施し、利得特性の非対称性を少なくすると共に、饋
還ルーズに於ける位相歪みを最小限にすることによって
安定性を持たせる。

この発明の別の面として、差動増幅器で構成された前置
増幅器が設けられ、その出力が第３のトランジスタのベ
ースに供給される。

音声増幅器出力から差動増幅器に結合された第２の饋還
通路をつけ加え、利得特性の非対称性を更に少なくする
と共に、振幅の直線性を改善する。

最後に、音声増幅器出力に於ける無人力時の直流電圧並
びに該電圧の上下に於ける音声信号の振れをバイアス電
圧の大体半分に安定化する手段を設け、ハム減少用コン
デンサを隔離抵抗を介して前置増幅器の負饋還入力に結
合する。

次に図面についてこの発明の詳細な説明する。

集積回路で製造するように設計されていて、無人力時の
電流が制御されるようにした音声増幅器を全般的に説明
する。

増幅器は、ＡＭ又はＦＭ検波器或いは高インピーダンス
のセラミックのカートリッジから駆動されるように設計
された前置増幅器を含む。

電力増幅器がプッシュプル形に接続された同じ導電型の
１対の出力トランジスタを持ち、これらが新規な段間駆
動器によって駆動される。

この駆動器の回路形式並びに部品のパラメータは、無人
力時の電流を予測し得る小さな値に減らすように選ばれ
ている。

更に、２つの饋還通路を含めて、安定性を確実にし、歪
み並びにハムを最小限に抑える手段が設けられる。

増幅器は集積回路の形で実現され、半導体片の外部の部
品運びに必要なパッドの数を最小限にする。

この発明によるラジオ受信機の音声増幅器の完全な回路
図が第２図に示されているが、電力増幅器の幾分簡単に
した回路図が第１図に示されている。

電力増幅器はプッシュプル出力段及び駆動回路を含む。

第１図は、出力段の無人力時の電流を増幅器の尖頭電流
に較べて低い値に設定する新規な手段を例示している。

電力増幅器の主な部品を挙げると、音声信号源１０から
中位のレベルの音声信号が印加されるＮＰ’Ｎ）ランジ
スタＱ１を用いるエミッタ・ホロワ形駆動器と、通常は
Ｂ級で動作し、一方のトランジスタＱ３がＱｌによって
直接的に駆動され、他方のトランジスタＱ２が夫々ＮＰ
Ｎ型並びにＰＮＰ型の縦続接続された第１及び第２のト
ランジスタＱ５及びＱ６を介して駆動されるような、Ｎ
ＰＮ）ランジスタＱ２．Ｑ３を用いたプッシュプル形増
幅器と、トランジスタＱ７．Ｑ８で構成される定電流源
と、プッシュプル形増幅器の負荷となる交流結合のスピ
ーカ１１と、直流バイアス電圧源１２とである。

次に電力増幅器の信号通路について説明する。

音声信号源１０がＮＰＮ型駆動トランジスタＱ１のベー
スに結合され、これがＮＰＮ型のプッシュプル出力段の
両方を駆動する。

Ｑｌのコレクタが正のバイアス源１２に結合され、トラ
ンジスタＱ１のエミッタが負荷抵抗１３を介して大地に
結合される。

Ｑｌのエミッタがプッシュプルの下側の出力トランジス
タＱ３のベースに直接的に接続され、それに対して反転
しない駆動信号を供給する。

プッシュプルの上側の出力トランジスタＱ２がＱｌから
、Ｑ５及びＱ６を用いた２つの中間段を介して駆動され
る。

ＮＰＮ）ランジスタＱ１のエミッタが抵抗１４を介して
ＮＰＮ）ランジスタＱ５のベースに結合される。

トランジスタＱ５はエミッタ共通形式であり、通常はＢ
級で動作するようにバイアスされていて、そのコレクタ
に反転出力信号を発生する。

この出力信号がＰＮＰ）ランジスタＱ６のベースに結合
される。

直列接続の抵抗１５，１６がＱ６の入力及び出力接合を
夫々分路する。

Ｑ６のエミッタがトランジスタＱ８のコレクタ並びにＱ
２のベースに結合される。

トランジスタＱ８から一定の電流が取出される。

ＰＮＰ）ランジスタＱ６はエミッタ・ホロワとみなすこ
とが出来る形式であり、そのベース拠印加された反転入
力信号をエミッタを介してＱ２のベースに結合する。

プッシュプル出力段が、Ｂ＋と大地の間に直列に結合さ
れた１対のＮＰＮ電力トランジスタＱ２゜Ｑ３で構成さ
れ、その中点に負荷としてスピーカが結合されている。

まだ詳しく説明していないが、入力のバイアス状態は、
蓄電池の正常の電圧で、出力段がＢ級動作をするように
なっており、各々の電力トランジスタは導電状態並びに
休止状態を交互にとる。

Ｑ２のコレクタが正のバイアス源１２の正の端子に接続
され、Ｑ２のエミッタがプッシュプルの下側のトランジ
スタＱ３のコレクタに接続される。

Ｑ３のエミッタが接地され、バイアス源１２の負の端子
も接地される。

Ｑ２のエミッタをＱ３のコレクタに接続することにより
、端子１８がプッシュプル増幅器の負荷接続部になる。

増幅器の負荷はスピーカ１１であり、一方の端子が大地
に接続され、他方の端子がコンデンサ１７を介して増幅
器の出力端子１８に結合されている。

信号の直線性運びに安定性をよくする両方の目的で、増
幅器の出力端子１８から抵抗２１を介して駆動トランジ
スタＱ１のベースに音声信号負饋還接続が施されている
。

増幅器の入力バイアス状態は、定電流源Ｑ８、前述の種
々の回路接続、並びにこれから詳しく説明する構成上の
成る特徴によって設定される。

定電流源が内部電流基準並び拠被制御電流源を有する。

電流基準はダイオード接続のＰＮＰ ）ランジスタＱ７
で構成され、そのエミッタが抵抗１９（４３オーム）を
介して正のバイアス源１２に接続されると共に、ベース
並びにコレクタが一緒になり、抵抗２９（７，５キロオ
ーム）を介して大地に接続される。

被制御電流源がＦ）ＮＰトランジスタＱ８で構成され、
そのエミッタが抵抗２０を介して正のバイアス源１２に
結合され、ベースがＱ７のコレクタ・ベース接続部に結
合され、一定の電流が取出されるそのコレクタは抵抗１
５゜Ｑ６のエミッタ及びＱ２のベースの共通接続部に接
続される。

後で詳しく説明するが、Ｑ７及びＱ８の形状は、Ｑ８が
トランジスタＱ７の基準電流の略一定の倍数の電流を維
持するように、慎重に制御される。

第１図の増幅器は、集積回路形式で、歪みを小さくし、
安定性を高くすると共に、電力出力を最大にする。

信号の増幅の点について云うと、この電力増幅器は、Ａ
Ｍ−ＦＭ検波器から予め増幅された信号に対して作用し
、普通のスピーカを駆動するのに適切な音声電力を発生
するのに適した利得を有する。

Ｂ十源によるが、熱の散逸によって音声電力の上限が決
まる前に、無歪電力出力は１５０ミリワツト乃至１又は
２ワツト（パッケージの仕方による）の範囲にある。

（飽和の限界はこれより若干高いのが普通であり、或い
は電極の面積の調節によってそのようにすることが出来
る。

）これ迄説明した基本増幅器は、音声信号の正及び負の
半サイクルで増幅特性がはっきりと異なるが、すぐれた
位相応答並びに安定性を有する。

駆動段Ｑ１から下側の電力トランジスタＱ３までの利得
は大体１とみなすことが出来るが、駆動段Ｑ１かも上側
の電力トランジスタＱ２までの利得は、２つの中間増幅
段を持っているので、非常に高くなり得る。

この不平衡が第３ａ図に示されている。

振幅歪みはあり得るが、この形式の電力増幅器は、音声
スペクトル全体にわたり、またそれ以上の領域に達する
まで、本質的に良好な位相特性を有する。

上側の段に対する入力の駆動は１対のエミッタ・ホロワ
Ｑ１．Ｑ６と１個の位相反転器Ｑ５Ｌか用いないが、下
側の段は前に述べたエミッタ・ホロワＱＩＬか必要とせ
ず、それ以上の位相の反転を必要としない。

エミッタ・ホロワは移相が小さくなるように設計するこ
とが出来、高々１回の位相の反転しか行なわない場合、
移相の差並びに累積値はご（小さい。

この振幅歪み並びに残存する不安定性が、饋還並びに高
周波数の丸め（ｒｏｌｌ ｏｆｆ ）によって制御され
る。

この饋還は、端子１８から抵抗２１を介して駆動段の入
力に対して行なわれる。

これは位相としては負饋還であり、波形の振幅の非対称
性を大幅に減少する効果を持つ。

これは歪みの測定値を数パーセントにまで減少させる。

この饋還通路があることによって改善された波形が第３
ｂ図に示されている。

この種の第１の饋還通路のもう１つの効果は、信号差び
に負荷のあらゆる状態の下で増幅器の全体的な安定性を
確実にすることである。

トランジスタＱ１は、エミッタ・ホロワであって寸法カ
小さいが、大きな寄生静電容量を持つ出力トランジスタ
Ｑ３よりも周波数応答が高い。

この為、Ｑ３が主な丸め効果を持ち、一般的に増幅器の
下側部分に於ける高周波数の不安定性を防止する。

増幅器の下側部分では、利得が比較的小さく、不安定性
は特に激しくない。

増幅器の上側部分について云うと、これは利得が一層大
きいが、第１のループによる饋還が通常は不安定を避け
るのに適切である。

然し、抵抗１４（２，０キロオーム）によって補うこと
が出来る。

この抵抗がＱ５のミラー静電容量（饋還静電容量）と共
に中間駆動器でかなりの丸め効果を生じ、不安定性を生
ずる傾向を更に少なくする。

この饋還を用いて、前述の回路が容量結合のスピーカと
共に作用し、スピーカ負荷が次第に誘導性になる高い音
声周波数でも無条件に安定な状態にとｇまる。

回路は、このリアクタンス成分を帳消しにするような負
荷回路の普通の位相補償素子を必要とせずに、完全な安
定性を達成する。

第１図及び第２図に示す実施例は、入力電力散逸レベル
を程々に抑えて、相当の音声出力電力を発生する。

バイアス電圧が６ボルトであると仮定すると、上述の増
幅器は、無人力時の電流を僅か６又は７ミリアンペアし
か必要とせずに、１／２アンペアの無歪尖頭音声電流を
発生することが出来る。

こう云う利点は、回路の本質的な性質、並びに集積回路
形式によって実現される構造上の成る特徴によるもので
あり、次にこれについて説明する。

上に述べた回路形式により、プッシュプル出力段の無人
力時の電流設定値は３つの主要因子に依存するが、集積
回路の処理の際にこれらの因子を慎重に制御することが
出来る。

これらの因子とは、定電流源Ｑ８の電流設定値と、トラ
ンジスタＱ３とＱ５の電流の比と、トランジスタＱ６の
βとである。

これらの因子は能動回路装置の面積に関係する。

普通の処理により、寸法にも関係するが、これらの面積
は１％又はそれ未満の精度にまで制御することが出来る
。

次に、こう云う因子をどのように制御し、回路がどのよ
うにしてこれらの因子に対する依存性を持つようにする
かを説明する。

定電流源となるＰＮＰ）ランジスタＱ８が安定な設定値
の電流を供給し、トランジスタＱ７から電流基準を受取
る。

トランジスタＱ７は横方向に沈積したＰＮＰトランジス
タであってダイオード接続であり、エミッタは別個であ
るが、コレクタ及びベースが一緒に結合されている。

Ｑ７の接合は、能動領域の相対的な面積を別にすれば、
被制御電流源Ｑ８の接合を注意深くまねたものである。

Ｑ８も横方向に沈積されている。

Ｑ７は２個の１円板」で構成されるが、Ｑ８は１８個の
「円板」で構成される。

この為、２つのトランジスタの面積の比は９対ｌになる
が、実際の電流の比は幾分小さく、大体８対１である。

両方の入力接合が電気的に並列になっている回路形式に
より、電流が一定の相対的な関係になる。

即ち、Ｑ８のエミッタが小さい抵抗２０（１０オーム）
を介して正のバイアス源に接続され、Ｑγのエミッタが
小さい抵抗１９（４３オーム）を介して同じ源に接続さ
れ、こうしてエミッタを略同じ電圧に保つ。

両方のトランジスタのベースが結合されているから、両
方の入力接合のＶｅｂが等しい。

抵抗１９，２０の値は、能動装置の間の不整合効果を最
小限にするように調節される。

こうして、並列回路接続により、Ｑγに流れる電流が、
Ｑ７及びＱ８の相対的な面積に大体比例して、Ｑ８にも
復元される。

主な基準であるＱ７の電流がバイアス電圧及び直列抵抗
２９に関係する。

抵抗２９の値により、Ｑ７の基準電流が決まる。

バイアス電圧が一定であると仮定すると、定電流源Ｑ８
の電流は主にＱ７の電流並びに２つの装置の相対的な面
積に関係する。

これらの面積が数パーセントまで制御可能である。

トランジスタＱ３とＱ５の電流の比は、夫々の装置の面
積を同様に制御することにより、一定の値に保つことが
出来る。

トランジスタＱ３及びＱ５はＮＰＮ）ランジスタである
。

（基板がＮＰＮ処理が出来るように選択されていると仮
定すると、横方向には拡げない。

）回路形式により、Ｑ３及びＱ５の入力接続が並列にさ
れ、それらのＶｅｂが略対応するようにされる。

両方のトランジスタＱ３．Ｑ５のエミッタが接地され、
そのベースが２０００オームの抵抗１４を介して相互接
続される。

この抵抗値はベース電流から見て小さく、２つのトラン
ジスタのベース、従って両方の入力接合が略等しい電圧
を持てるようにする。

Ｖｅｂが等しくなると、Ｑ５とＱ３の電流の比が、夫々
の電極の領域の相対的な面積の関数になる。

典型的には、トランジスタＱ５の面積をＱ３の面積の５
分の１にし、電流の比を大体同じこの値に定める。

プッシュプル増幅器の無人力時の電流設定値を設定する
際のもう１つの要素がトランジスタＱ６のβである。

トランジスタＱ６は横方向に拡げたＰＮＰ ）ランジス
タであって、その動作電流レベルに較べて面積が小さく
、この為、トランジスタのβ尖頭値から十分外れた所で
動作する。

５ミリアンペアの動作点では、βが約３０の尖頭値から
約４へと調節される。

前述の電流レベルを仮定すると、βが約０．５ミリアン
ペアで低下し始めるようなトランジスタを用いるべきで
ある。

この為、回路形式並びに回路のパラメータの数値は、β
が安定化する傾向を持つような電流領域でトランジスタ
を動作させるように選ばれる。

こうする時、βは、装置の面積を別として、実質的に全
ての因子に関係のない任意の数となる。

Ｑ６．Ｑ２．Ｑ８を含む回路接続が、増幅器の無人力時
の電流設定値を決定する残りの２つの因子の内の１つで
あ、る。

ＰＮＰ）ランジスタＱ６のエミッタがＮＰＮトランジス
タＱ２のベースに結合され、トランジスタＱ６のベース
が抵抗１６（１０００オーム）を介してＱ２のエミッタ
に接続される。

Ｑ６及びＱ２のＶｅｂが略等しい為、Ｑ６のベースの電
位はＱ２のエミッタの電位に略等しい。

この為、抵抗１６の両端の電圧が小さくそれを通る電流
は無視出来る位に小さい。

こうして回路形式並びにパラメータの数値により、Ｑ５
のコレクタに供給される電流は抵抗１５からと、Ｑ６の
ベースからのものに分げられる。

抵抗１５が２．２キロオームであって、エミッタ接合に
典型的な電圧を仮定すると０．４ミリアンペアが抵抗１
５からＱ５のコレクタに流入し、残りのコレクタ電流が
Ｑ６のベースから流入する。

次に、前述の仮定の効果を近似的な計算で説明する。

Ｑ３の無人力時の電流に対し、６ミリアンペアのコレク
タ電流が満足なレベルであると仮定する。

Ｑ５及びＱ３の相対的な面積が５対１であると仮定する
と、Ｑ５のコレクタ電流がＱ３の大体５分の１、即ち１
．２ミリアンペアになる。

抵抗１５及びＱ６のベースが、１．２ミリアンペアの電
流をＱ５に供給する。

典型的には、抵抗１５が０．４ミリアンペアを通し、抵
抗１６は通さず、０．８ミリアンペアがＱ６のベースか
ら流れ出る。

Ｑ６のβが５であれば、そのコレクタ電流は４ミリアン
ペアであり、エミッタ電流は４．８ミリアンペアである
。

プッシュプルの上側トランジスタＱ２のベースに利用出
来る電流は、定電流源Ｑ８から利用出来る電流（６ミリ
アンペアと仮定した）から抵抗１５の電流並びにＱ６の
エミッタ電流を差し引いた値に等しい。

この為、Ｑ６のエミッタ電流及び抵抗１５の電流が適正
に設定されていると、Ｑ２に注入されるベース電流は一
層小さい一定の値に保たれる。

これ迄仮定した値から、Ｑ６及び抵抗１５に対する電流
需要が、定電流源Ｑ８から利用出来る電流より大きくな
り、この為Ｑ２及びＱ６の両方の電流が対応的に減少す
る。

増幅器の無人力時の電流設定値を決める最後の回路因子
が、トランジスタＱ２のエミッタ、Ｑ６のコレクタ及び
Ｑ３のコレクタを出力端子１８に接続したことである。

この接続により、Ｑ３のコレクタ電流が強制的にＱ６及
びＱ２からの電流と（大体）等しくされる。

Ｑ３が６ミＩＪ ７ンペアに設定され、Ｑ６が４，８ミ
リアンペアに設定されていると仮定すると、Ｑ２のエミ
ッタには僅か１，２ミＩＪアンペアの電流しか利用出来
ない。

上に挙げた数値は近似であり、実際には、Ｑ３のコレク
タ電流は６乃至８ミリアンペアの範囲内に設定され、Ｑ
２のエミッタ電流は１乃至３ミリアンペアの範囲内に設
定され、Ｑ６のコレクタ電流は３乃至５ミリアンペアに
設定される。

第１図に示す回路形式は、すぐれた全体的な性能が得ら
れるように手を加え易い簡単な実施例である。

第１図の実施例は、無人力時の電流が非常に安定で、高
い安定性を持ち、振幅歪みは数パーセントである。

この歪みの数値は多（の用途にとって適切であるが、付
加的な饋還によって容易に改善することが出来る。

今述べた様に無人力時の電流を定める手段により、クロ
スオーバに於ける増幅器の平衡直流電圧が大体一定にな
る。

端子１８に於ける平衡直流電圧は、直列接続された２つ
の定電流源Ｑγ、Ｑ８及びＱ３とみなし得るものによっ
て決定されるから、端子１８の直流出力電圧は成る程度
は不確定である。

この為、増幅器の休止点を一定の値に拘束したり、交流
の振れをはずませたり又は歪みを更に小さくしたければ
、第２の饋還ループ並びに他の成る特徴を設計に取入れ
ることが出来る。

次にこれについて説明する。

第２図の実施例には、音声信号の前置増幅、並びに第１
図に示すのと同様であるが、第２の饋還ループを持つ電
力増幅器を含む完全な音声増幅器が示されている。

電力増幅器の内、第１図に示すのと同じ素子には第２図
でも同じ参照数字を用いている。

前置増幅器は構成要素として、ＰＮＰ ）ランジスタＱ
９．ＱＩＯで構成された差動増幅器、関連したＰＮＰ及
びＮＰＮ型１駆動トランジスタＱ１１．Ｑ１２．１個の
ＰＮＰ出力トランジスタＱ１３、電流迂回トランジスタ
Ｑ１４．Ｑ１５、トランジスタＱ１６乃至Ｑ２０ダイオ
ードＤ１乃至Ｄ３、前置増幅器並びに電力増幅器のバイ
アス用の種々の抵抗を有する。

増幅器は入力信号を次の様に増幅する。

第１図に示す様に、増幅器の入力源が検波器２２である
。

典型的には、これはＦＭ又はＡＭ検波器か又両方の検波
様式を組合せた検波器である。

検波器２２がコンデンサを介して音量調節用ポテンショ
メータ２３に結合される。

ポテンショメータの一方の端子が接地され、タップの音
声信号が抵抗２４を介してエミッタ・ホロワ・トランジ
スタＱ１１のベースに供給される。

無線周波数側路コンデンサ２５がＱｌｌのベースを大地
に結合している。

Ｑｌｌのコレクタが接地され、出力信号を取出すそのエ
ミッタが差動増幅器Ｑ９．ＱＩＯの内のトランジスタＱ
９のベースに結合される。

ＱＩＯのベースは入力源に直接結合されていないが、後
で判る様に、負饋還の入力点になる。

Ｑ９．Ｑ１０のエミッタが一緒にされ、電流源トランジ
スタＱ１６のコレクタから電流を受取る。

Ｑ１６のエミッタが３０００オームの抵抗２６を介して
正のバイアス電圧源１２に接続されている。

この為、検波器からの信号が直接的に増幅されて、Ｑ９
のコレクタに現われる。

後で判る様に、饋還ループによって注入される信号成分
もＱ９のコレクタに現われる。

差動増幅器Ｑ９．Ｑ１０に対する第２の入力が、増幅器
の出力１８からＱ１２に対する饋還接続を介して入力さ
れる。

Ｑ１２は、差動増幅器の負饋還入力側にあるとみなすこ
との出来るエミッタ・ホロワ形式のＮＰＮ）ランジスタ
である。

電力増幅器の出力信号が出力端子１８から抵抗２７を介
してＱ１２のベースに結合される。

Ｑ１２のコレクタ電流は電流源トランジスタＱ１７のエ
ミッタから供給される（その電流レベルを決定するＱ１
７０ベース並びにコレクタの接続は後で別個に取り上ケ
る）。

Ｑ１２のエミッタに現われる饋還信号が差動増幅器のＱ
ＩＯのベースに供給される。

Ｑ１２のエミッタと大地との間に結合された抵抗２６に
よりエミッタ・ホロワ形式が構成される。

こうしてＱＩＯのベースに印加された饋還信号がＱＩＯ
のエミッタに現われ、Ｑ１０のエミッタからＱ９のエミ
ッタに結合される。

Ｑ９のコレクタで、この饋還信号が最初の入力信号に負
饋還式に加えられる。

直接的に増幅された饋還信号がＱ１０のコレクタにも現
われ、電流迂回トランジスタを介してＱ９の出力に結合
され、そこで増幅器の順方向利得通路に入る。

電流迂回部がトランジスタＱ１４゜Ｑ１５で構成される
。

ＱＩＯのコレクタが、電流迂回部の入力側にあるダイオ
ード接続のトランジスタＱ１５のベース・コレクタ接続
部に結合される。

Ｑ１５のエミッタは接地される。Ｑ１５の接合がＱ１４
の入力接合と並列になり、Ｑ１４のベースがＱ１５のコ
レクタ並びにベースに結合され、Ｑ１４のエミッタは接
地されている。

この為、饋還源からＱＩＯに流れるのと同じ電流がＱ１
４のコレクタに現われ、Ｑ９のコレクタに現われる信号
に加えられる。

その結果、負饋還作用が更に強められる。

上に述べた２つの通路からの直接信号並びに饋還信号の
両方を含む複合音声信号がＱ９のコレクタに現われ、出
カニミッタ・ホロワＱＮ３のベースに印加される。

ＱＮ３のコレクタが接地されていて、そのエミッタ電流
は別の電流源、即ちトランジスタＱ１９のコレクタから
供給される。

Ｑ１９はエミッタが抵抗３７を介してＢ十源に結合され
、そのベースが、電流源Ｑ１６のベース、Ｑ１７のエミ
ッタ及び電流源Ｑ１８（まだ説明していない）のベース
に共通の母線に結合されている。

Ｑ１３のエミッタに現われた出力信号が駆動トランジス
タＱ１のベースに結合される。

駆動トランジスタＱ１が前に説明した様にプッシュプル
形出力増幅器Ｑ２ 、Ｑ３を駆動する。

入力差動増幅器は非常に高いインピーダンス・レベルで
動作し、基板のＰＮＰ）ランジスタと横方向に形成した
ＰＮＰ）ランジスタとをダーリントン形式で用いている
。

従って、この段は本質的に高利得であり、かなりの負饋
還を受入れることが出来る。

図に記入したパラメータの数値は安定な増幅をする為の
ものである。

出力電力増幅器から入力前置増幅器へのとの饋還接続が
、電力増幅器に於ける前に述べた饋還接続を補い、音声
増幅の直線性を１％未満にまで改善する。

然し、他の手段を講じないと、直流の平衡はまだ理想的
にはならない。

尖頭電流で３対２の不平衡が典型的である。

次に出力を平衡させる手段を説明する。

前に述べた様に、プッシュプル増幅器の出力１８に於け
る無人力時の直流電圧は、２つの電流源を直列接続して
いる結果として、不確定である。

無人力時の電圧並びに交流信号の振れの大きさが、抵抗
２７、トランジスタＱ２０、電流源トランジスタＱ７、
抵抗２９、ダイオードＤ１乃至Ｄ３及び電流源Ｑ１Ｂに
よって定められる。

これらの手段により、（出力点１８に於ける）電圧が所
望の電圧、通常は源１８の正の電位と大地との間の中間
点より若干低い電圧に定められる。

これは、抵抗２７を抵抗２９の値の大体半分に等しくす
ると共に、定電流源Ｑ１８の電流を制御することによっ
て達成される。

増幅器の出力端子に於ける無人力時の電圧（Ｖｌ ８
）は次の様に計算することが出来る。

Ｑ２０′のコレクタは電流の節（点３１）に接続されて
いるとみなすことが出来る。

電流の節とみなすと、この節に流れ込む電流並びに流れ
出す電流の和はゼロに等しい。

更に詳しく云えば、Ｑ２０のコレクタが節から引出す電
流、増幅器の出力端子１８から抵抗２７を介して節に流
れ込む電流、並びに定電流源トランジスタ１８のエミッ
タから節に流れ込む電流は次の関係にある。

■Ｃ２０−■Ｃ１８＋■ｆ（１） こＮで■。

２ｏは基準Ｑ２０からのコレクタ電流、ＩＣｌ３は基準
Ｑ１８からのコレクタ電流、■ｆは饋還抵抗２７に流れ
る電流である。

饋還抵抗に流れる電流を増やすと、無人力時の電圧が上
昇する。

この電流はＱ２０のコレクタ電流によって供給されるか
ら、Ｑ２０のコレクタ電流を増加すると、無人力時の電
圧（Ｖｌ８）に対して同じ効果がある。

Ｑ２０のコレクタの電流は直列接続されたダイオードＤ
１の電流と同じであり、これはＢ＋から３つのダイオー
ド降下（Ｑ７の入力接合、ＤＩ。

Ｄ２）を差し引いた値により、７．５キロオームの抵抗
２９を介して流れる。

即ちＱ１８の電流は抵抗３００両端の電圧並びにこの抵
抗の大きさによって決定される。

抵抗３０の電圧降下は、順バイアスされたダイオードＤ
３並びにＱ１７の入力接合の両端の降下から、Ｑ１８の
入力接合の電圧降下を差し引いた値に等しい。

ダイオードＤ３は小さな電流で順バイアスされているか
ら、その降下は幾分下がり、約０．５ボルトになる。

エミッタ抵抗３０の両端の電圧降下が０．５ボルトであ
ると仮定すると、ＱｌＢの電流は饋還抵抗２７の電流は
、増幅器の出力に於ける電圧（Ｖｌ ８ ）及び節３１
の電圧の関数であり、饋還抵抗２７の大きさに反比例す
る。

節３１の電圧は、ポテンショメータ２４の接地端子から
始まって、相次ぐ入力接合に於ける降下Ｖｄ（Ｑｌｌ。

Ｑ９．ＱＩＯ，Ｑ１２）の結果として決まる。

入力接合に於ける電圧降下の極性はＱｌｌでは正、Ｑ９
では正、Ｑ１０では負、Ｑ１２では正であり、正味２個
分の入力接合の降下が正になり、１．２ボルト（大体）
の値になる。

従って、■ｆは次の様に計算することが出来る。

（１）式を書き換えると ■ｆ ＝ Ｉｃ２ｏ Ｉｃｔａ （
５）（４）式を（６）式に等しいとおいて、Ｖ１８につ
いて解くと、 これから、 Ｂ＋−６ボルト、Ｖｄ＝０．７と仮定するとＶ１８＝＋
２．６４ボルト Ｖ１８の値は、Ｑ７と直列のダイオードを増やしたり減
らしたりすることにより、又はＱ１８に流れる電流を調
節することによって変えることが出来る。

プッシュプルの下側のトランジスタＱ３のエミッタ飽和
特性がトランジスタＱ２のコレクタ飽和特性と対称的で
はない為、Ｖ１８の値は直流電圧の半分より僅かに低く
するのが望ましい。

この為、正の振れが、Ｂ＋として用いる６ボルトの値よ
り約１ボルト低い状態眞とＫまり、負の振れで、大地よ
り大体１／４ボルト高いことが好ましい。

上に述べた中心合せの効果として、Ｂ＋を約６ボルトの
公称の値より高（した時、出力段Ｑ２．Ｑ３はＢ級動作
からＡ級動作に向って変化する。

この効果により、増幅器の電力効率が下がり、忠実度が
更に改善される。

つまり、クロスオーバ歪みが実質的に低下する。

プッシュプル出力増幅器の中心合せを正確に制御する他
に、第２図の実施例は、かなりよ（ハムを抑圧すると共
に、実質的な直流安定性を持たせる。

これらの２つの効果が特に経済的に達成される。

第２図に示す様に、Ｑ２０のコレクタが節３１０所で外
部パッド３５に結合され、これにコンデンサ３４が接続
されている。

このコンデンサは低い電圧（２，５ボルト）で大きな値
（１６０μｆ）を有する。

この値により、６０サイクルに於けるインピーダンスが
低くなり、ノ・ムがかなりよく抑圧される。

コンデンサ３４とＱ１２のベースとの間に小さな抵抗（
７５オーム）が入っており、これがコンデンサ３４と共
に、増幅器の閉ループ利得が、交流信号に対しては高い
状態にとｙまるようにすると共に、安定な直流動作の為
に、かなりの負饋還を取入れて、低い状態にとＫまるよ
うにする。

増幅器のバイアス源１２が６０サイクルの線路電圧から
整流並びに沢波によって取出されると仮定すると、直流
出力電圧には若干の交流リップルが重畳されていると予
想される。

バイアス源と並列に接続したコンデンサ３６のような大
きな静電容量を用いると共に、幾つかの部分から成るＲ
ＣＰ波器を用いることにより、このリップルを制御する
ことが出来る。

一般的には、こう云うリップルを全くな（そうとはせず
、他の条件に見合った許容限界内に減少させようとする
だけである。

この発明の構成では、Ｐ波に代る別の方式を用いる。

相補形でない電力トランジスタを用いた普通のプッシュ
プル増幅器では、リップルがプッシュプルの上側の増幅
器のコレクタに印加される。

負荷が中心に結合されていて、トランジスタの分圧が等
しいと仮定すると、リップル電圧が（バイアス源に存在
するリップル電圧の半分の電圧で）負荷に現われ、出力
スピーカにハムを生ずると考えられる。

この発明の構成では、直流平衡回路が節３１からＱ２０
へ電流を注入して、端子１８の直流電位を中心辺（の予
定の電圧位置に保つ。

然し、コンデンサ３４及び抵抗３３が存在しないと仮定
すると、Ｑ２０への電流の注入はＤｌからの瞬時電流に
基づき、これが直流源１２からのリップルを含む合計直
流電圧の関数である。

コンデンサ３４が、７．５キロオームの抵抗２９にあっ
て電流迂回部Ｑ２０を介して来るリップル（〕・ム）を
沢波する。

この為、節３１にはハムがないと考えることか出来、こ
の為、両方の饋還ループが作用する時の基準はハムがな
い。

７．５キロオームの抵抗２９に流れる電流は、Ｑｌ、Ｑ
８を迂回したものであり、ハムを含んでいて、正常の５
ミリアンペアの無人力時の電流に摂動を生ずる。

然し、との摂動が両方のループの利得によって小さくさ
れ、一般的にハムを減少する。

典型的なハムの減少は６０ｄｂである。

素子３３．３４を設けたことによる２番目の効果は、直
流安定性がよ（なることである。

コンデンサ３４及び抵抗３３を含む回路手段を前置増幅
器の負饋還入力側（Ｑ１２のベース）に設けたことによ
り、増幅器の交流利得と直流利得とで負饋還に差をつけ
ることが出来る。

交流では、この負饋還が抵抗２７及びコンデンサ３４の
複素数リアクタンスに対する抵抗３３の相対的な大きさ
によって決定される。

それらの数値は、閉ループの交流利得を太き（出来るよ
うに、饋還比を小さくするように選ぶのが普通である。

直流では、コンデンサ３４のリアクタンスが無限大であ
り、饋還比が実質的に１であって、直流利得を大幅に低
下させ、所望の高安定性動作が確実に得られるようにす
る。

第２図に示す実施例の別の特徴は、前置増幅器の各段に
供給される電流を出力段の需要電流から隔離する手段で
ある。

電流源トランジスタＱ１６゜Ｑ１８．Ｑ１９のベース電
位を設定する回路はＱ１７であり、そのエミッタが３つ
の全部のベースに結合され′ると共にＱ１２のコレクタ
に結合されている。

Ｑ１７０ベースはダイオードＤ３を介してＢ＋に接続さ
れ、そこでＢ十電位より低い略一定の直流値に保たれて
いる。

Ｑ１７のコレクタが電流源トランジスタＱ７のコレクタ
・ベース接合に結合されている。

Ｑ１７のエミッタ電流はＱ１２のコレクタ電流から得ら
れ、Ｑ１３は抵抗２６及び抵抗２６の両端の一定の電圧
によって設定すれた一定のエミッタ電流を有する。

この電圧は、Ｑｌｌ、Ｑ９．ＱＩＯの入力接合を相互接
続したことにより、大地電位よりダイオード１個分の降
下だけ高い所に固定される。

抵抗２６がＱ１２ 、Ｑｌｌ及びＱｌを含む直列通路に
最小電流を設定し、Ｑｌの最小放出電流を定める。

この為、Ｑ１７のエミッタに結合されているＱ１６゜Ｑ
１８．Ｑ１９のベースは、Ｑ８又はＱ２０のコレクタに
過大な電流需要が生じても、一般的にそれからトランジ
スタＱ１γによって隔離される。

要約すると、この発明の実施例は予測し得る非常に小さ
い無人力時の電流を有する。

無人力時の電流が夫々の装置の形状、即ち面積によって
決定され、装置を形成する時のマスクを初めに作る時の
高い精度に制御することが出来る。

この増幅器は外部部品の使い方の点でも特に経済的であ
る。

即ち、２つの饋還ループを使うが、これらのループは半
導体片上にあたり、余分の外部部品を必要としない。

増幅器に直線性並びに安定性を持たせると共に、無人力
時の直流動作点を安定化する饋還により、出力段〜を強
く駆動しても、過大な消費電力又は予想外のクリップ作
用を生ずることはない。

バイアス装置の自己中心合せ作用がある為、この増幅器
はＢ十電圧が大幅に変化しても差し支えない。

この増幅器を６ボルトで使うように設計したが、３ボル
トでも、電力は低下するが、良好な直線性を以て動作す
る。

１２ボルトでも作動し、実際に忠実度が改善される。

更に、この回路は利用し得る直流電圧源を最大限に活用
することが出来、その為に昇圧を必要としない。

この差動増幅器を用いた前置増幅器並びに図示の饋還接
続方式の設計により別の利点が得られる。

こう云う設計にすると、信号の入力部を１メグオームよ
り十分高いインピーダンスにしてお（ことが出来る。

この為、前置増幅器は、普通のＡＭ及びＦＭ検波器によ
って駆動することが出来るだけでな（、普通の（約１／
２ボルトの）出力電圧を持つセラミックのカートリッジ
によっても駆動することが出来る。

【図面の簡単な説明】

第１図は音声増幅器の電力増幅器を構成するプッシュプ
ル出力段及び１駆動回路の簡略回路図、第２図は第１図
のプッシュプル出力段及び駆動回路を用い且つ前置増幅
器を取入れた家庭用ラジオ受信機に使うのに適した完全
な音声増幅器の回路図、第３ａ図、第３ｂ図及び第３ｃ
図は、第１図に示した電力増幅器の動作を説明する３つ
の波形図である。 主な符号の説明、１２：バイアス電圧源、Ｑｌ：駆動ト
ランジスタ、Ｑ２．Ｑ３：プッシュプル・トランジスタ
、Ｑ５ 、 Ｑ６ ： ）ランジスタ（中間駆動器）、
Ｑｌ 、Ｑ８ ： トランジスタ（定電流源）。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 第１の導電型および該第１の導電型とは相補的な第
   ２の導電型の複数のトランジスタを含み、集積回路とし
   て構成された内部直流結合の音声増幅器に於て、夫々の
   コレクターエミツタ路が直流電圧供給点と接地点との間
   に直列回路として接続され、これらのコレクターエミツ
   タ路の接続点を音声増幅器出力１８とした第１の導電型
   の第１及び第２のトランジスタＱ２ 、Ｑ３と、第１の
   導電型の第３のトランジスタＱ１を含む駆動段と、音声
   増幅器出力１８から駆動段への負饋還抵抗２１と、駆動
   段と第１のトランジスタＱ２との間に設けられた第４の
   トランジスタＱ５を含む位相反転段とを有し、更に、位
   相反転段からの音声周波数信号を増幅して第１のトラン
   ジスタＱ２のベースに増幅した信号を供給する第２の導
   電型の第５のトランジスタＱ６を持つ中間駆動段と、定
   電流源回路Ｑ７ 、Ｑ８とを設け、この定電流源回路は
   強制的に直流電流を第５のトランジスタＱ６のエミッタ
   に供給すると共に抵抗１５を介して第４のトランジスタ
   Ｑ５のコレクタに供給し、上記第５のトランジスタＱ６
   に供給された直流エミッタ電流はその一部が第５のトラ
   ンジスタＱ６のベース電流として流れ出て第４のトラン
   ジスタＱ５のコレクタに流れ、他の′部分は第５のトラ
   ンジスタＱ６のコレクタ電流として流れ出て、第１のト
   ランジスタＱ２のエミッタ電流と一緒になって第２のト
   ランジスタＱ３のコレクタに流れ、そして、定電流回路
   Ｑ７．Ｑ８から利用出来る残りの電流が第１のトランジ
   スタＱ２のベースに供給されることを特徴とする音声増
   幅器。 ２ 駆動段の第３のトランジスタＱ１のエミッタが、抵
   抗を介して接地点に接続されると共に第４のトランジス
   タＱ５のベース及び第２のトランジスタＱ３のベースに
   接続され、第２及び第４のトランジスタＱ３．Ｑ５のエ
   ミッタが接地点に接続され、第２及び第４のトランジス
   タＱ３．Ｑ５の能動領域の面積の比が予定の比であり、
   このため増幅器の動作時に、第２及び第４のトランジス
   タの夫々の合計直流アイドリンク電流の比が実質的に上
   記予定の比になっている、特許請求の範囲第１項記載の
   音声増幅器。 ３ 抵抗１６が第５のトランジスタＱ６のベースとコレ
   クタ間に接続され、第４のトランジスタＱ５のコレクタ
   回路にある抵抗１５が第５のトランジスタＱ６のベース
   とエミッタ間に接続され、これら２つの抵抗１５．１６
   が第５のトランジスタＱ６の動作点をそのβ尖頭値の時
   の電流レベルよりも数倍の電流レベルにして、第５のト
   ランジスタの直流アイドリンク電流が主にその電極面積
   により決まるようにした、特許請求の範囲第１項記載の
   音声増幅器。 ４ 第３のトランジスタＱ１がエミッタホロワ形式に構
   成されており、そして、定電流源回路Ｑ８の出力から第
   １のトランジスタＱ２のベースへの導体接続、第３のト
   ランジスタＱ１のエミッタから第２のトランジスタＱ３
   のベースへの導体接続筒１のトランジスタＱ２のエミッ
   タから及び第５のトランジスタＱ６のコレクタから第２
   のトランジスタＱ３のコルクタへの導体接続、第５のト
   ランジスタＱ６のベースから第４のトランジスタＱ５の
   コレクタへの導体接続、第１のトランジスタＱ２のコレ
   クタから直流電圧供給点への導体接続が夫々なされてお
   り、饋還抵抗２１が第２のトランジスタＱ３のコレクタ
   から第３のトランジスタＱ１のベースに接続されており
   、第４のトランジスタＱ５のベースが第３のトランジス
   タＱ１のエミッタに抵抗１４を介して接続されている、
   特許請求の範囲第２又は３項記載の音声増幅器。 ５ 定電流源回路が、ダイオード接続された第２の導電
   型の第６のトランジスタＱ７及び電流源として作用する
   第２の導電型の第７のトランジスタＱ８とで構成され、
   第６のトランジスタＱ７は第７のトランジスタＱ８に対
   する電流源基準として作用する、特許請求の範囲第１乃
   至４項のいずれか１項に記載の音声増幅器。 ６ 音声信号入力（Ｑ９ベース）、負饋還入力（Ｑｌ［
   １ベース）および出力（Ｑ９コレクタ）を有し、該出力
   が第３のトランジスタＱ１のベースに結合手段Ｑ１３を
   介して結合されている差動増幅器Ｑ９．ＱＩＯで構成さ
   れた前置増幅段と、音声増幅器出力１８から負饋還入力
   （Ｑ１０ベース）への第２の負饋還抵抗２７を含む第２
   の負饋還ループ２７．Ｑ１２とを設けた、特許請求の範
   囲第１乃至５項のいずれか１項に記載の音声増幅器。 ７ 前置増幅段が第１及び第２の前置増幅段トランジス
   タＱ９．ＱＩＯで構成され、第１の前置増幅段トランジ
   スタＱ９のベースが前置増幅段入力であり、そのコレク
   タが前置増幅段出力であり、第２の前置増幅トランジス
   タのベースが前置増幅段負饋還入力であり、これらの２
   つのトランジスタＱ９．Ｑ１０のエミッタが前置増幅段
   出力に第２の負饋還ルーズの作用を伝える１つの通路と
   なるように相互接続されており、更に第１の導電型の第
   ３の前置増幅段トランジスタＱ１４が設けられて、その
   ベースが第２の前置増幅段トランジスタＱＩＯのコレク
   タに接続され、コレクタが第１の前置増幅段トランジス
   タＱ９のコレクタに接続されて、前置増幅段出力に第２
   の負饋還ルーズの作用を伝える第２の通路となる、特許
   請求の範囲第６項記載の音声増幅器。 ８ 第２の饋還ループが音声増幅器出力１８に接続され
   た第２の饋還抵抗２７とエミッタホロワ回路とを含み、
   該回路が第１の導電型のエミッタホロワ・トランジスタ
   Ｑ１２を含み、該トランジスタはそのベースが第２の饋
   還抵抗２７に接続され、且つそのエミッタが第２の前置
   増幅段トランジスタＱ１００ベースに接続されると共に
   、エミッタ負荷抵抗を介して接地点に接続されている、
   特許請求の範囲第７項記載の音声増幅器。 ９ 第１の導電型および該第１の導電型とは相補的な第
   ２の導電型の複数のトランジスタを含み、集積回路とし
   て構成された内部直流結合の音声増幅器に於て、夫々の
   コレクターエミツタ路が直流電圧供給点と接地点との間
   に直列回路として接続され、これらのコレクターエミツ
   タ路の接続点を音声増幅器出力１８とした第１の導電型
   の第１及び第２のトランジスタＱ２．Ｑ３と、第１の導
   電型の第３のトランジスタＱ１を含む駆動段と、音声増
   幅器出力１８から駆動段への負饋還抵抗２１と、駆動段
   と第１のトランジスタＱ２との間に設けられた第４のト
   ランジスタＱ５を含む位相反転段とを有し、更に、位相
   反転段からの音声周波数信号を増幅して第１のトランジ
   スタＱ２のベースに増幅した信号を供給する第２の導電
   型の第５のトランジスタＱ６を持つ中間駆動段と、定電
   流源回路Ｑ７．Ｑ８とを設け、この定電流源回路は強制
   的に直流電流を第５のトランジスタＱ６のエミッタに供
   給すると共に抵抗１５を介して第４のトランジスタＱ５
   のコレクタに供給し、上記第５のトランジスタＱ６に供
   給された直流エミッタ電流はその一部が第５のトランジ
   スタＱ６のベース電・流として流れ出て第４のトランジ
   スタＱ５のコレクタに流れ、他の部分は第５のトランジ
   スタＱ６のコレクタ電流として流れ出て、第１のトラン
   ジスタＱ２のエミッタ電流と一緒になって第２のトラン
   ジスタＱ３のコレクタに流れ、そして、定電流回路Ｑ７
   ．Ｑ８から利用出来る残りの電流が第１のトランジスタ
   Ｑ２のベースに供給され、更に、音声増幅器出力１８に
   於げる直流アイドリング電圧、従って該アイドリンク電
   圧を中心とする音声周波数信号の振れを安定化するため
   の手段を設け、該手段が電流引出し回路２７，３３．Ｑ
   ２０゜Ｄ２と第２の定電流源回路３０．Ｑ１８を含み、
   電流引出し回路は音声増幅器出力１８から接地点へ頴次
   接続された抵抗２７と、音声増幅器出力１８から予定の
   電流を引出すように作用する第１の導電型の第８のトラ
   ンジスタＱ２０のコレクターエミツタ路とを含み、第２
   の定電流源回路は、第８のトランジスタＱ２０のコレク
   タに接続されたコレクタを持つ第２の導電型の第９のト
   ランジスタ１８を含んでいて、第８のトランジスタＱ２
   ０により引出される合計コレクタ直流電流が前記直流ア
   イドリンク電圧を直流電圧供給点の電圧の値の略半分の
   値に保つのに必要な直流電流に実質的に等しくなるよう
   に、第８のトランジスタＱ２０のコレクターエミツタ路
   に付加的な直流を注入することを特徴とする音声増幅器
   。 １０ 第６のトランジスタＱ７のコレクタから接地点に
   接続された直列回路が抵抗２９と１つ又はそれより多く
   のダイオードＤｉ、Ｄ２とで構成され、該抵抗２９は電
   流引出し回路の抵抗２Ｔの値の約２倍の値を持ち、第８
   のトランジスタＱ２０のエミッターベース接合が前記ダ
   イオードの内の第１のダイオードＤ１と並列に接続され
   て前記アイドリンク電圧をその所定の値に保持するよう
   に寄与する、特許請求の範囲第９項記載の音声増幅器。 １１ 音声信号入力（Ｑ９ベース）、負饋還入力（Ｑ
   １０ベース）および出力（Ｑ９コレクタ）を有し、該出
   力が第３のトランジスタＱ１のベースに結合手段Ｑ１３
   を介して結合されている差動増幅器Ｑ９．ＱＩＯで構成
   された前置増幅段と、音声増幅器出力１８から負饋還入
   力（Ｑ１０ベース）への第２の負饋還抵抗２７を含む第
   ２の負饋還ループ２７．Ｑ１２とを設けた、特許請求の
   範囲第９又は１０項に記載の音声増幅器。 １２ 前置増幅段が第１及び第２の前置増幅段トラン
   ジスタＱ９．ＱＩＱで構成され、第１の前置増幅段トラ
   ンジスタＱ９のベースが前置増幅段入力であり、そのコ
   レクタが前置増幅段出力であり、第２の前置増幅トラン
   ジスタのベースが前置増幅段負饋還入力であり、これら
   の２つのトランジスタＱ９．Ｑ１０のエミッタが前置増
   幅段出力に第２の負饋還ルーズの作用を伝える１つの通
   路となるように相互接続されており、更に第１の導電型
   の第３の前置増幅段トランジスタＱ１４が設けられて、
   そのベースが第２の前置増幅段トランジスタＱＩＯのコ
   レクタに接続され、コレクタが第１の前置増幅段トラン
   ジスタＱ９のコレクタに接続されて、前置増幅段出力に
   第２の負饋還ルーズの作用を伝える第２の通路となる、
   特許請求の範囲第１１項記載の音声増幅器。 １３ 第２の前置増幅段トランジスタＱ１０のコレクタ
   と接地点との間に接続された第１の導電型のダイオード
   接続の前置増幅段トランジスタＱ１５を含む、特許請求
   の範囲第１２項記載の音声増幅器。 １４ 第１及び第２の前置増幅段トランジスタＱ９゜
   ＱＩＯの共通のエミッタが、第２の導電型の第４の前置
   増幅段トランジスタを含む別の定電流源Ｑ１６，２６に
   接続されている、特許請求の範囲第１２又は１３項記載
   の音声増幅器。 １５ 第２の饋還ループが音声増幅器出力１８に接続
   された第２の饋還抵抗２７とエミッタホロワ回路とを含
   み、該回路が第１の導電型のエミッタホロワ・トランジ
   スタＱ１２を含み、該トランジスタはそのベースが第２
   の饋還抵抗２７に接続され、且つそのエミッタが第２の
   前置増幅段トランジスタＱＩＯのベースに接続されると
   共に、エミッタ負荷抵抗を介して接地点に接続されてい
   る、特許請求の範囲第１２又は１３又は１４項記載の音
   声増幅器。 １６ 第４の前置増幅段トランジスタＱ１６はそのエ
   ミッタが電流源抵抗２６を介して直流電圧供給点にされ
   、そのベースがエミッタホロワ・トランジスタＱ１２の
   コレクタに接続されると共に、第１の導電型の更に別の
   電流源として作用する第５の前置増幅段トランジスタＱ
   １７のエミッタに接続され、第５の前置増幅段トランジ
   スタのベースがダイオードＤ３を介して直流電圧供給点
   に接続されている、特許請求の範囲第１４又は第１５項
   記載の音声増幅器 １γ 第１の前置増幅段トランジスタＱ９のコレクタと
   第３のトランジスタＱ１のエミッタとの間に、第２の導
   電型の第６の前置増幅段トランジスタＱ１３を含むエミ
   ッタホロワ形式の段が配置されている、特許請求の範囲
   第１２乃至１６項のいずれか１項に記載の音声増幅器。 １８ 差動増幅器Ｑ９．ＱＩＯの前に別の音声前置増幅
   段Ｑ１１が設けられ、この段はエミッタが第１の前置増
   幅段トランジスタＱ９のベースに接続され、且つエミッ
   タホロワ形式に構成された第２の導電型の第７の前置増
   幅段トランジスタＱ１１を含む、特許請求の範囲第１２
   乃至１７項のいずれか１項に記載の音声増幅器。 １９ 第２の饋還抵抗２７が電流引出し抵抗である、
   特許請求の範囲第１１乃至第１８項のいずれか１項に記
   載の音声増幅器。 ２０ 抵抗３３が電流引出し抵抗２７と第８のトラン
   ジスタＱ２０のコレクタとの間に配置され、該抵抗３３
   は電流引出し抵抗２７の値に対して比較的小さい値を持
   つ、特許請求の範囲第１０乃至１９項のいずれか１項に
   記載の音声増幅器。 ２１ 集積回路の外部に配置されたコンデンサ３４が
   設けられ、該コンデンサの１端は集積回路の外部で接地
   され、コンデンサの他端は集積回路に電気接続されて、
   第８のトランジスタＱ２０のコレクタに接続されており
   、該コンデンサは前記比較的小さい値の抵抗３３と協働
   して音声増幅器の音声周波数増幅を増太し、音声増幅器
   内に存在するハムを減少させる、特許請求の範囲第１９
   又は２０項記載の音声増幅器。