DE1222128B - Multiplikative Mischung mit Transistoren - Google Patents

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BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND DEUTSCHES 4WWWt PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

Int. Cl.:

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Anmeldetag:
Auslegetag:

H03d

Deutsche Kl.: 21 a4- 24/01

P32917IXd/21a4
5. November 1963
4. August 1966

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur multiplikativen Mischung.

Die bekannten Mischstufen mit Transistoren arbeiten bisher nach dem Prinzip der additiven Mischung. Die Summe aus Empfangs- und Oszillatorsignal wird auf die Basis-Emitter-Strecke gegeben und steuert den Kollektorstrom. Da die Eingangskennlinie nichtlinear ist, treten im Kollektorstrom bei hinreichend großen Oszillatorsignalen außer den Harmonischen des Oszillatorsignals auch Mischprodukte beider Eingangssignale und deren Oberwellen auf. Gerade die letzteren sind z.B. beim Uberlagerungsempfang störend, weil sie den gleichzeitigen Empfang mehrerer Frequenzen durch entsprechende Zwischenfrequenzbildung ermöglichen. Dadurch kann der Empfang des gewünschten Signals erheblich beeinträchtigt werden. Ferner hängt der gute Mischwirkungsgrad solcher Schaltungen ursächlich mit dem Oberwellengehalt des Oszillatorsignals zusammen. Durch Schaltungsmaßnahmen läßt sich wohl der Mischwirkungsgrad für Störsignale herabsetzen, aber nicht völlig beseitigen, ohne gleichzeitig den Mischwirkungsgrad für das Nutzsignal erheblich zu mindern.

Diese Nachteile ließen sich prinzipiell durch multiplikative Mischung beseitigen. Mischstufen, die nach diesem Prinzip arbeiten sollen, müssen dabei so gebaut sein, daß der Ausgangsstrom über mindestens zwei voneinander unabhängige Elektroden gesteuert werden kann. Zwichen jeweils einem Eingangssignal und dem Ausgangssignal soll ein möglichst weitgehend linearer Zusammenhang bestehen.

In der Röhrentechnik wurde dies Prinzip erfolgreich durch entsprechend aufgebaute Mehrelektrodenröhren verwirklicht, z. B. Mischhexoden. In solchen Mischstufen lassen sich alle Störempfangsstellen praktisch beseitigen mit Ausnahme der sogenannten Spiegelfrequenz im Abstand der doppelten Zwischenfrequenz vom gewünschten Empfangssignal. Diese Störempfangsstelle ist prinzipiell unvermeidbar, da die Multiplikation zweier Sinusfunktionen die gleiche Differenzfrequenz liefert. Die üblichen Transistoren sind im allgemeinen mit Trioden vergleichbar und nur jeweils an einer Elektrode steuerbar. Mit einem einzelnen Transistor läßt sich daher nur nach dem additiven Prinzip mit seinen erwähnten Nachteilen mischen.

Demgegenüber wird mit der Schaltungsanordnung nach der Erfindung eine multiplikative Mischung zweier Signale dadurch erreicht, daß zwei Transistoren, deren Basis-Emitter-Strecken einen im wesentlichen exponentiellen Strom-Spannungs-Ver-Multiplikative Mischung mit Transistoren

Anmelder:

Philips Patentverwaltung G. m. b. H.,

Hamburg 1, Mönckebergstr. 7

Als Erfinder benannt:
Hermann Schoen, Hamburg

lauf aufweisen, mit den Emitterelektroden wechselstrommäßig zusammengeschaltet sind, daß eine erste Signalquelle zwischen die Basen geschaltet ist im Sinne einer Spannungsansteuerung der Basis-Emitter-Strecken beider Transistoren, daß eine zweite Signalquelle an die zusammengeschalteten Emitterelektroden angeschlossen ist im Sinne einer Stromansteuerung der Basis-Emitter-Strecken beider Transistoren und daß das Mischprodukt mindestens einem der Kollektorkreise entnommen wird.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden an Hand der F i g. 1 bis 4 erläutert. Es zeigt

F i g. 1 eine Prinzipschaltung,

Fig. 2 ein Beispiel einer Oszillatorschaltung mit induktiver Ankopplung,

Fig. 3 ein Beispiel einer Oszillatorschaltung mit kapazitiver Ankopplung,

Fig. 4 ein Beispiel einer selbstschwingenden Mischstufe.

Die Wirkungsweise der Anordnung beruht darauf, daß die Steilheit der Transistoren dem Emitterstrom in weiten Grenzen proportional ist. Unter gewissen Voraussetzungen läßt sich ohne Mühe eine Mischsteilheit von 25% der Geradeaussteilheit des einzelnen Transistors erzielen, ohne daß Oberwellenmischprodukte mit entsprechenden Störempfangsstellen auftreten. Das ist ein entscheidender Vorteil im Vergleich zu der bisher herkömmlichen additiven Mischstufe. Die neue Mischstufe läßt sich regeln, ohne daß gegebenenfalls selbsterzeugte Oszillatorsignal zu beeinflussen. Das ist ein weiterer Vorteil gegenüber einer additiven Mischstufe.

Eine wesentliche Voraussetzung für die multiplikative Mischung mit Transistoren ist Proportionalität zwischen der Steilheit S und dem Emitterstrom. Für

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Frequenzen unterhalb der Grenzfrequenz f» und aus vier Anteilen zusammengesetzt sind, dem mittle-

Emitterströme bis zu einigen Milliampere gilt _{reQ Gleichstrom} A, _je einem Wechselstrom der Fre-

7 jp

s = κ -jj—, (1) quenzen Cu₁ und ω₂ und dem Michprodukt der beiden

^Ut 5 Sinussignale.

wobei «f»l die Kleinsignalstromverstärkung in Die beiden Anteile des Mischproduktes in beiden

■n- ,,. _TT kT , _o, -CT1.-T1 Kollektorströmen unterscheiden sich nur durch das

Basisschaltung, 17* = — (= 26 mV bei Raum- _Vorzeichen, _Die Mischsteilheit beträgt somit etwa

temperatur) die Temperaturspannung und i_E der 25 % der Geradeaussteilheit, denn für die Mischsteil-Momentanwert des Emitterstromes ist. Der kleine io heit S_c folgt daraus
Buchstabe soll andeuten, daß diese Beziehung auch
für zeitlich veränderliche Emitterströme gilt. S₀ = —r- So

Zwischen dem Kollektorwechselstrom i_c und einem

gegenüber U_T kleinen Signal u_eb am Eingang des mit So = Geradeaussteilheit eines Transistors bei

Transistors besteht der lineare Zusammenhang 15 dem betreffenden Arbeitspunkt und m = Modula-

. _ , . tionsgrad (Aussteuerungsgrad) des Emitterstromes.

—i_c — o-u_eb. (I) Diese Beziehung gilt im Bereich linearer Aussteue-

Aus der Kombination von Gleichungen (1) und (2) rung des Emitter stromes (m < 1).

läßt sich ableiten, daß es grundsätzlich möglich ist, Es ist nun noch das Verhalten bei Übersteuerung

mit Transistoren nach dem multiplikativen Prinzip 20 des Emitterstromes zu klären, das insbesondere im

zu mischen, da der Kollektorwechselstrom sowohl u_eb Zusammenhang mit der Oszillatorschaltung von Be-

als auch dem Wechselstromanteil i_e des Emitter- deutung ist.

stromes proportional ist. Nun gelingt es aber nicht, Der Zusammenhang zwischen Emitterstrom i_E und

die Basis-Emitter-Strecke eines einzelnen Transistors Basis-Emitter-Spannung U_eb wird bei hinreichend

niederohmig anzusteuern und dabei den Emitterstrom 25 niedrigen Frequenzen durch folgende Beziehung

mit einem zweiten Signal zu ändern, wenn nicht die beschrieben:

Frequenzen um Größenordnungen verschieden sind. _ \ U_eb

Diese Bedingung ist bei Mischstufen im allgemeinen ¹^ = /eo ^exP jj

nicht erfüllt. * ^L

Das Problem wird jedoch gelöst, wenn man zwei 30 in der Schaltung nach F i g. 1 sind für U₁ = 0 die

Transistoren T₁ und T₂ so zusammenschaltet, wie es Basis-Emitter-Spannungen gleich, so daß sich die

die Fig. 1 zeigt. Die Spannung M₁ einer Signälquelle Emitterströme im folgenden Verhältnis aufteilen:

ist an die Basiszuführungen beider Transistoren an- . ,

geschlossen. Unter der Annahme, daß sich beide IßL· — ~5£L _ _x (Stromverteilungsfaktor).

Transistoren völlig gleich verhalten, steht an jedem 35 ¹^2 ^02

Transistor die halbe Eingangsspannung: — u_ebl = u_eb2 Dieses Verhältnis ist von der Größe des aufgeprägten

=4-. Der Strom L der Oszillatorsignalquelle O fließt Smnmenstrornes offenbar unabhängig Da die Tran-

2 ² 01 sistoren im allgemeinen nicht genau gleiche Emitter-

dann ebenfalls zu gleichen Teilen über beide Tran- ströme I_B0 aufweisen werden, ist es interessant, den

sistoren^ = f_£2 =A. Auf diese Weise wird also ⁴° ^E™^flu^ ^d* Ungleichverteilung der Emitterströme

^{C1 2} 2 auf die Mischeigenschaften zu untersuchen. Aus

erreicht, daß die Basis-Emitter-Strecken beider Tran- F i g. 1 folgt: i₂ = z_ßl + i_Et.

sistoren zugleich durch eine Spannung (£) und einen Die Emitterströme lassen sich unter Verwendung

⁶ ^ ^& \ 2 / von Gleichungen (7) und (8) schreiben:

Strom hf ] angesteuert werden. Beide Steuervorgänge ⁴⁵ χ

\²' Ib = t '

sind voneinander unabhängig, solange der Innen- 1 -r χ

widerstand der Spannungsquelle M klein gegen die ■ ^

Summe der Eingangswiderstände beider Transistoren Ie₂ = z'₂ —·. (9)

in Emitterschaltung und der Stromgenerator O hoch- 50 ~^~

ohmig gegenüber der Parallelschaltung beider Ein- Die Aufteilung von U₁ auf beide Transistoren ist

gangswiderstände in Basisschaltung ist. Beide Bedin- ebenfalls von der Verteilung der Emitterströme ab-

gungen lassen sich in praktischen Schaltungen leicht hängig. Die Spannungen an den beiden Transistoren

realisieren. verhalten sich wie die Eingangswiderstände in Basis-

55 schaltung, die dem Kehrwert der zugehörigen Emitter-Für die Kollektorströme erhält man nun ströme proportional sind.

Die weitere Berechnung ergibt, daß die beiden

• __ h ^uih Mischstromanteile unabhängig von der Ungleichver-

cx 1 2 ^- AUt' teilung der Emitterströme gleich groß und entgegen-

60 gesetzt gerichtet sind. Das folgt auch aus Fig. 1. Da

— i = oc — 4- oc ^{Ul ;}'² ^^em Verbindungspunkt beider Emitter nur das

^{02 2} 2 ² 4Ut' Oszillatorsignal i₂ zugeführt wird, müssen sich die

Ströme des Mischproduktes an diesem Punkt gegen-

Wenn man für U₁ eine reine Wechselspannung seitig aufheben.

einer Frequenz W₁ (von der Form U₁ = U₁ cos ω_χί) 65 Der Mischanteil des Kollektorstromes und damit

und für i₂ einen Gleichstrom (I₂) ansetzt, dem ein auch die Mischsteilheit hängt in hohem Maße von

Wechselstrom einer Frequenz ω₂ Q₂ cos ω₂ί) über- dem Stromverteilungsfaktor λ: ab. Sie wird am größten

lagert ist, läßt sich zeigen, daß die Kollektorströme für Gleichverteilung (x = 1). Daraus ergibt sich

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einerseits die Notwendigkeit, Unterschiede der Ein- Kollektors messen, ferner kann man den Zusammengangskennlinien durch geeignete Maßnahmen auszu- hang zwischen der Spannung am Kreis und einem gleichen, z. B. durch eine Gleichspannung, die Ii₁ aufgeprägten Strom ermitteln. Man erhielte dann eine unterlegt wird, oder durch eine starke Gleichstrom- Gerade, die sich mit der vom Modulationsgrad abgegenkopplung. Andererseits ermöglicht diese starke 5 hängigen Kollektorstromkurve i_c = / (m) schneiden Abhängigkeit der Mischsteilheit von der Stromver- würde und an deren Schnittpunkt sich amplitudenteilung eine Regelung der Mischverstärkung, indem stabile Schwingungen einstellen würden. Die Neigung in eine Basisleitung eine variable Gleichspannung der Geraden wird bestimmt durch die Parallelschaleingekoppelt wird. tung aus Verlustwiderstand des Kreises und trans-

Sobald die Amplitude des Oszillatorsignals den io formiertem Emitterwiderstand R_s. Beide Widerstände

Emittergleichstrom übersteigt, treten Verzerrungen haben im allgemeinen gewisse Streuungen. Besonders

auf. Eine Halbwelle erfährt eine scharfe Begrenzung bei veränderbarer Resonanzfrequenz des Kreises wird

der Amplitude. Ein Oszillogramm des gemeinsamen sich dessen Verlustwiderstand ändern, so daß man in

Emitterstromes (und damit praktisch auch der Summe Abhängigkeit von der Frequenz unterschiedliche Nei-

beider Kollektorströme) würde den Verlauf einer ein- 15 gungen der Rückkopplungsgeraden erhält, die zu

seitig beschnittenen Sinuskurve zeigen. Schwankungen der Oszillatoramplitude führen. Da

Bis zu einem Modulationsgrad m = 1 steigt der der Schnittwinkel beider Kurven sehr klein ist, wer-Grundwellenanteil proportional dem Modulations- den die Amplitudenschwankungen relativ groß sein, grad. Oberwellen treten nicht auf. Bei Übersteuerung Die Mischstufe wird bei dieser Art der Schwingungswächst zwar der Grundwellenanteil mit verringerter ao erzeugung im Übersteuerungsbereich betrieben. EntSteigung noch weiter an, gleichzeitig nimmt aber auch sprechend der Amplitudenschwankung wird auch der der mittlere Gleichstrom und der Oberwellengehalt Oberwellengehalt des Signals schwanken und unter ständig zu. Umständen recht große Werte annehmen. Das ist

Ähnliche Verhältnisse bekommt man auch, wenn nicht erwünscht. Eine beträchtliche Verbesserung läßt der Wechselstromgenerator. über einen hinreichend 25 sich mit Hilfe der Diode D erreichen. Die Vorspangroßen Kondensator mit den Emittern verbunden nung U_v der Diode bewirkt, daß die Kreisspannung wird. Der Zusammenhang zwischen Modulationsgrad einen bestimmten Wert nicht überschreitet, obwohl und Stromflußwinkel weicht jedoch von dem bei gal- der aufgeprägte Strom weiter steigt. Durch entsprevanischer Kopplung ab. chende Wahl von U_v läßt sich erreichen, daß der

Die Grundwelle wird hier stärker begrenzt als bei 30 erwähnte Schnittpunkt im linearen Bereich der

galvanischer Kopplung. Der Anteil der 2. Hanno- Mischstufe bleibt. Neigungsänderungen der Rück-

nischen ist dafür aber etwas größer. kopplungskurve wirken sich jetzt bei weitem nicht so

Bei Übersteuerung treten also Harmonische der stark aus, weil der Schnittwinkel sehr viel größer

Oszillatorfrequenz auf, die entsprechende Mischsteil- geworden ist. Sehr starke Begrenzung durch die

heiten zur Folge haben. Um den oben herausgestell- 35 Diode hat allerdings Verzerrungen zur Folge, die

ten Vorteil der multiplikativen Mischung zu erhalten, nicht erwünscht sind. Durch geeignete Wahl der

muß das Oszillatorsignal so begrenzt werden, daß der Neigung der Rückkopplungsgeraden (ohne Diode)

Übersteuerungsbereich vermieden oder allenfalls ge- und zusätzliche Diodenbegrenzung lassen sich die

rade erreicht wird. Geeignete Oszillatorschaltungen Verzerrungen dieser Anordnung sehr klein halten,

werden an Hand der F i g. 2 und 3 beschrieben. 40 In F i g. 3 ist eine ganz ähnliche Schaltung wieder-

Selbstverständlich kann man die vorstehend be- gegeben, die im Prinzip genauso arbeitet wie die schriebene Mischstufe mit einem fremderzeugten oben beschriebene Schaltung. Der Unterschied liegt Oszillatorsignal ansteuern. Durch entsprechende in der kapazitiven Ankopplung C₂ des Oszillator-Schaltungsmaßnahmen läßt sich die Amplitude dieses signals an den Emitter, die noch durch den Teil-Signals konstant halten und so einstellen, daß die 45 widerstand R₁ ergänzt werden kann. Der Schnitt-Übersteuerungsgrenze der Mischstufe nicht erreicht winkel mit der Rückkopplungsgeraden ist größer und wird. Eine solche Schaltung ist frei von Störempfangs- damit die Amplitudenschwankungen geringer. Diese stellen. Sie ist aber aufwendig. Anordnung erreicht mit niedrigem Aufwand eine für

Es läßt sich aber auch die Mischstufe zur Erzeu- praktische Verhältnisse ausreichende Amplituden-

gung des Oszillatorsignals heranziehen. Diese Mög- 5° konstanz bei niedrigem Oberwellengehalt des Oszil-

lichkeit beruht auf dem Umstand, daß auch bei latorsignals. Auch in diesem Fall kann bei geschickter

Regelung beider Mischstufentransistoren durch Ände- Dimensionierung mittels einer Begrenzungsdiode

rung der Stromverteilung die Anordnung dem Oszilla- (s. F i g. 2) eine weitere Verringerung der Oberwellen-

torsignal als ein Transistor mit festem Arbeitspunkt anteüe des Oszillators erreicht werden,

erscheint, dessen Emitterstrom gleich der Summe 55 Fig. 4 stellt eine vollständige Mischstufe gemäß

beider Emitterströme ist. Der Einfachheit halber wird der Erfindung dar. Die Arbeitspunkteinstellung der

die Parallelschaltung beider Transistoren durch einen beiden Transistoren T₁, T₂ erfolgt mit Hilfe des

einzigen Transistor ersetzt. F i g. 2 zeigt eine Rück- Spannungsteilers R₁, R₂ an der Basis des Transistors

kopplungsschaltung, in der der Transsitor Tr in Basis- T₁ und der Widerstände^, R_i und R₅ in den

schaltung betrieben wird. Der Kollektorwechselstrom 60 Emitterzuleitungen der Transistoren T₁ und T₂.

ruft an dem Schwingkreis einen Spannungsabfall her- Außerdem ist zwischen den Punkten A und B die

vor. Ein Teil dieser Spannung wird in die Emitter- Möglichkeit zum Anschließen einer Regelspannung

leitung eingekoppelt und verursacht über den Wider- vorgesehen. Solange diese Regelspannung Null ist

stadiig ^emen Emitterwechselstrom, der sich dem (z.B. A und B miteinander verbunden), sollten die

durch die Widerstände R₁, R₂ und R₃ bestimmten 65 Emitterströme beider Transistoren bei fehlendem

Emittergleichstrom überlagert. Man kann den Zu- Eingangssignal gleich groß sein, damit die Misch-

sammenhang zwischen einer am Schwingkreis auf- steilheit ihren höchsten Wert erreicht. Das läßt sich

tretenden Spannung und dem Grundwellenstrom des nach Vorstehendem ohne weiteres durch eine Gleich-

Stromgegenkopplung in der Verbindungsleitung beider Emitter erreichen. Dafür sind die gleich großen Widerstände A₄ und R₅ vorgesehen. Die Gleichverteilung der Emitterströme ist um so besser, je größer diese Widerstände gewählt werden. Andererseits nimmt die für eine bestimmte Verstärkungsabnahme erforderliche Regelspannung mit wachsender Gegenkopplung zu, so daß zwischen beiden Forderungen ein Kompromiß geschlossen werden muß.

Das Empfangssignal wird über den Vorkreis L₁, C₁ der Basis des Transistors T₁ zugeführt. Die Ankopplung des Oszillatorkreises L₂, C₂ geschieht gemäß der in Fig. 3 dargestellten Prinzipschaltung.

Die Zwischenfrequenz wird mittels des Schwingkreises L₃, C₅ ausgekoppelt, der zusammen mit dem ebenfalls auf die Zwischenfrequenz abgestimmten Kreis L₄, C₆ ein Bandfilter bildet, an das die nachfolgenden Zwischenfrequenzstufen angeschlossen werden.

• Die Primärkreisspule L₃ ist in der Mitte angezapft. An diesen Punkt ist der Oszillatorkreis angeschlossen, über dessen Spule L₂ auch die Gleichstromanteile beider Kollektoren fließen. Grundsätzlich könnte einer der beiden Kollektoren direkt mit dem Oszillatorkreis verbunden werden. Der Vorteil der hier gewählten Mittenanzapfung liegt darin, daß der Zwischenfrequenzkreis durch die Reihenschaltung der Ausgangswiderstände beider Transistoren bedämpft wird.

Die Kondensatoren C₃, C₄, C₇,

C₈ und C₉ sollen

so bemessen sein, daß alle vorhandenen Frequenzen an ihnen praktisch keine Spannungsabfälle hervorrufen.

Claims (6)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur multiplikativen Mischung zweier Signale, dadurch gekenn-

zeichnet, daß zwei Transistoren, deren Basis-Emitter-Strecken einen im wesentlichen exponentiellen Strom-Spannungs-Verlauf aufweisen, mit den Emitterelektroden wechselstrommäßig zusammengeschaltet sind, daß eine erste Signalquelle zwischen die Basen geschaltet ist im Sinne einer Spannungsansteuerung der Basis-Emitter-Strecken beider Transistoren, daß eine zweite Signalquelle an die zusammengeschalteten Emitterelektroden angeschlossen ist im Sinne einer Stromansteuerung der Basis-Emitter-Strecken beider Transistoren und daß das Mischprodukt mindestens einem der Kollektorkreise entnommen wird.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die an den Emittern liegende Signalquelle ein Oszillator ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Mischstufe selbstschwingend und eine induktive oder kapazitive Rückkopplung vorgesehen ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß die Oszillatorschwingungen begrenzt sind.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Kollektoren mittels einer Diode vorgespannt sind.

6. Schaltungsanordnung nach einem oder mehreren der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe mit der genannten ersten Signalquelle eine Regelspannungsquelle zwischen die Basen der Transistoren eingeschaltet ist zur Regelung der Mischverstärkung der Anordnung.

In Betracht gezogene Druckschriften:
Britische Patentschrift Nr. 885 014.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

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