DE2440310C3 - Oszillatorschaltung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Oszillatorschaltung, wie sie im Oberbegriff des Anspruchs 1 vorausgesetzt ist.

Eine derartige Schaltung ist aus der AT-PS 2 57 688 bekannt. Hierbei ist die Halbleiterdiode im Durchlaß betrieben und wirkt als regelbare Dämpfungsimpedanz für den Schwingkreis des Oszillators im Sinne einer Konstanthaltung der Schwingungsamplitude. Dieser parallel zum Oszillatorschwingkreis geschaltete Amplitudenbegrenzer soll es ermöglichen, daß an den in der bekannten Schaltung verwendeten Schwingquarz keine besonders großen Forderungen hinsichtlich des Quarzwiderstandes mehr gestellt zu werden brauchen. Die Bedämpfung des Schwingkreises durch den dynamischen Innenwiderstand der Diode hat jedoch den Nachteil, daß an ihrem Durchlaßwiderstand ohmsche Verlustleistung umgesetzt wird, und zwar nicht nur durch den den dynamischen Innenwiderstand bestiminenden Vorstrom, sondern auch durch den vom Oszillator erzeugten Schwingstrom. Auf diese Weise wird ein Teil der vom Oszillatortransistor aufgebrachten Leistung vergeudet, was sich natürlich auf die Dirnensionierung dieses Transistors auswirkt, und außerdem bewirkt die in der Diode zusätzlich erzeugte Wärme einen Temperaturanstieg der Schaltung.

Bei Oszillatorschaltungen, deren frequenzbestimmender Resonanzkreis eine Kapazitätsdiode enthält, hat ein Anwachsen der Schwingungsamplitude an der Kapazitätsdiode zur Folge, daß deren mittlere Kapazität sich ebenfalls vergrößert (während sie sich bei Erhöhung der anliegenden Gleichspannung verkleinert). Bei ansteigender Kapazität erniedrigt sich die Resonanzfrequenz des Resonanzkreises entsprechend, ''5 so daß die Frequenz des Oszillator-Ausgangssignals absinkt. Die Amplitude der Oszillatorschwingung kann sich beispielsweise als Folge von Temperaturänderungen oder Kenndatenänderungen der Bauelemente ändern.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einer Oszillatorschaltung der eingangs genannten Art temperatur- und alterungsbedingte Amplitudenänderungen der Oszillatorschwingung zu kompensieren.

Diese Aufgabe wird durch die im Kennzeichen des Anspruchs 1 angeführten Merkmale gelöst

Eine Weiterbildung der Erfindung ergibt sich aus dem Unteranspruch.

Es ist zwar aus der US-PS 37 23 906 eine Oszillatorschaltung bekannt, welche mit Hilfe einer Kapazitätsdiode bei Änderungen der Abstimmfrequenz die Amplitude des Rückkopplungssignals für ein als aktives Bauelement dienendes Verstärkerelement verändert. Im bekannten Falle handelt es sich jedoch um das Problem der Vermeidung unerwünschter Frequenzverwerfungen bei der Abstimmung des Oszillators infolge der über den Abstimmungsbereich von Haus aus nicht konstanten Schwingungsamplitude. Zur Kompensation von Amplitudenänderungen der erzeugten Schwingung, welche durch Temperatur- und/oder Kenndatenänderungen der Bauelemente bedingt sind, sind bei der bekannten Schaltung jedoch keine Maßnahmen vorgesehen.

Ferner ist es aus der US-PS 32 68 832 bei einer Oszillatorschaltung bekannt, zur Temperaturstabilisierung einen, gegebenenfalls unterteilten, Kondensator an eine Leittingsinduktivität anzuschließen. Es handelt sich hierbei offensichtlich um eine Ausnutzung entgegengesetzter Temperaturkoeffizienten von Leitungsinduktivität und Kompensationskondensator. Da beide Belege des Kondensators gleichstrommäßig an Masse liegen, scheint der Ladungszustand dieses Kondensators für die Kompensationswirkung nicht von Bedeutung zu sein.

In der DE-PS 12 54 198 ist eine Oszillatorschaltung mit einem Transistor beschrieben, dessen Basis-Emitter-Strecke leitend vorgespannt ist und von dessen Kollektor zum Emitter ein Mitkopplungszweig geführt ist, ferner mit einem an den Kollektor des Transistors angekoppelten, aus mindestens einer Kapazität und einer Induktivität gebildeten Schwingkreis sowie mit einer an den Schwingkreis und den Transistor angeschlossenen, im Mitkopplungszweig liegenden, die Amplitude der erzeugten Schwingung stabilisierenden, als Kapazitätsdiode betriebenen Halbleiterdiode. Hier wird die Sperrspannung der Mitkopplungsdiode beim Abstimmen des Oszillators mit Hilfe einer Abstimmdiode im Sinne einer Konstanthaltung der Schwingungsamplitude ebenfalls verändert, und zwar wird den beiden Kapazitätsdioden, also der Mitkopplungsdiode und der Abstimmdiode, dieselbe Abstimmspannung zugeführt, so daß ihre Kapazitätswerte im Gleichlauf miteinander verändert werden. Auf diese Weise wird der Mitkopplungsgrad beim Durchstimmen des Oszillators ständig verändert, und diese Veränderung muß gerade so bemessen sein, daß sie durch die abstimmungsbedingten Änderungen der Schwingungsamplitude gerade kompensiert. Die Anpassung der Änderung des Mitkopplungsgrades an die Änderungen der Schwingungsamplitude wird durch eine geeignete Wahl der Mitkopplungsdiode und eines im Mitkopplungskreis vorgesehenen Kondensators ereicht. Der auf diese Weise bestimmte Gleichlauf kann jedoch bei (alterungsbedingten) Änderungen der Parameter der Bauelemente oder auch bei Betriebsspannungsänderungen nicht gewährleistet werden, so daß die Amplitudenkonstanz dann nicht mehr gesichert werden kann. Im Gegen-

satz dazu handelt es sich bei der Erfindung um einen Regelvorgang, mit Hilfe dessen der Ladungszustand des Schwingkreiskondensators entsprechend der jeweiligen Schwingungsamplitude geregelt wird, so daß die den Kapazitätswert bestimmende Sperrvorspannung der Mitkopplungsdiode jeweils automatisch auf dem richtigen Wert gehalten wird, unabhängig davon, ob und wie sich die Eigenschaften der verwendeten Bauelemente im Laufe der Zeit ändern mögen.

Die Erfindung wird nachstehend an Hand der Zeichnung im einzelnen erläutert. Es zeigt

Fig. 1 das Schaltschema einer Ausführungsform der Oszillatorschaltung, die sich beispielsweise als örtlicher Oszillator in einem UHF-Fernsehtuner eignet und

Fig.2 eine graphische Darstellung zweier mit der Schaltung nach Fig. 1 erhältlicher Signalpegel relativ zu einem vorbestimmten Pegel.

Der in Fig. 1 gezeigte Oszillator 10 hat ein Abschirmgehäuse 12, das an einem Bezugspotential (Masse) liegt. Ein im Abschirmgehäuse 12 untergebrachter Resonanzkreis 14 bestimmt die Schwingfrequenz. Der Resonanzkreis 14 enthält eine Kapazitätsdiode 16, die mit ihrer Anode an das Abschirmgehäuse und mit ihrer Kathode über einen Kondensator 18 an einen ersten Anschluß 19 einer Leitungsinduktivität 20 angekoppelt ist. Ein zweiter Anschluß 21 der Induktivität 20 ist über einen Kondensator 22 an das Abschirmgehäuse 12 angekoppelt. Die in dieser Weise in Reihe zusammengeschalteten Bauelemente des Resonanzkreises 14 ermöglichen eine Wahl der Abstimmfrequenzen des Oszillators 10. Im Falie beispielsweise eines UHF-Tuners ist der Oszillator über einen Frequenzbereich von 517 bis 931 MHz abstimmbar.

Eine Abstimmspannung wird von einem Potentiometer 50 abgenommen, das zwischen den Anschluß B+ und das Abschirmgehäuse 12 geschaltet ist. Mit dem Schleifer des Potentiometers wird eine veränderbare Abstimmspannung abgegriffen, die über einen Entkopplungswiderstand 52 zur Anode der Kapazitätsdiode 16 gelangt und auf diese Weise deren Kapazität — und damit die Resonanzfrequenz des Schwingkreises 14 — bestimmt. Der Schleifer des Potentiometers 50 ist außerdem für Oszillatorsignalfrequenzen durch einen Ableitkondensator 54 zum Abschirmgehäuse hin überbrückt

Ein Verstärkfirkreis 24 führt dem Resonanzkreis 14 Energie zu, so daß dieser ungedämpft schwingt. Der Verstärkerkreis 24 enthält einen npn-Transistor 26,5" dessen Kollektor über eine HF-Drosselspule 30 an die Betriebsspannung B+ sowie außerdem über einen Koppelkondensator 34 an eine erste Anzapfung 32 der Leitungsinduktivität 20 angekoppelt ist. Die Betriebsspannungsquelle Βλ- ist für die Oszillatorsignalfrequenzen mittels eines Durchführungskondensators 36 zum Abschirmgehäuse 12 hin überbrückt, wodurch verhindert wird, daß hochfrequente Signale über äußere Anschlüsse oder Verbindungen zum Durchführungskondensator 36 in das Abschirmgehäuse 12 eintreten oder aus dem Abschirmgehäuse 12 austreten.

Zwischen dem Anschluß B+ und dem Abschirmgehäuse 12 liegt die Reihenschaltung zweier Widerstände 38 und 40. Der Verbindungspunkt der Widerstände 38 und 40 ist an die Basis des Transistors 26 angeschlossen, die auf diesem Wege eine im wesentlichen feste Basisvorspannung erhält. Die Basis ist außerdem für die Oszillatorsignalfrequenzen mittels eines Durchführungskondensators 42 zum Abschirmgehäuse hin überbrückt Der Emittei des Transistors 26 ist über einen Emitterwiderstand 44 an das Abschirmgehäuse 12 sowie über eine Mitkopplungsdiode 48 an eine zweite Anzapfung 46 der Leitungsinduktivität 20 angekoppelt. Die Diode 48 ist mit ihrer Anode an die zweite Anzapfung 46 und mit ihrer Kathode an den Emitter des Transistors 26 angeschlossen.

Ein zwischen eine dritte Anzapfung 5/ der Leitungsinduktivität 20 und das Abschirmgehäuse 12 geschalteter Vorwiderstand 56 dient zur Entladung des Kondensators 22, wie noch erläutert wird. Eine mit der Leitungsinduktivität 20 induktiv gekoppelte Übertragungsspule 58 liefert das Ausgangssignal des Oszillators an die außerhalb des Abschirmgehäuses 12 befindliche Verbraucherschaltung.

Im Diagramm nach Fig.2 sind zwei Sinuskurven 60 und 62 gezeigt, deren Scheitelwerte größer als ein vorbestimmter Spannungspegel 70 bzw. gleich diesem Spannungspegel sind. Die Fläche 64 entspricht demjenigen Teil der Kurve 60, der über den vorbestimmten Pegel 70 hinausreicht. Im Betrieb wird die Schwingfrequenz des Oszillators 10 durch Einstellen des Schleifers des Potentiometers 50 gewählt, wodurch die Anode der Kapazitätsdiode 16 mit der für die Abstimmung des Resonanzkreises 14 auf die betreffende Frequenz erforderlichen Spannung beaufschlagt wird.

Beim Anlegen der Betriebsspannung B+ gelangt ein im wesentlichen fester Prozentsatz dieser Spannung zur Basis des Verstärkertransistors 26. Bei' der im wesentlichen festen oder konstanten Basisspannung ist die Emitterspannung des Transistors 26 um den Wert Vbe(ungefähr 0,6 Volt) niedriger als die Basisspannung. Außerdem wird beim Anlegen von B+ die Kollektorspannung positiv. Wenn die Spannung am Kollektor positiv wird, tritt an der ersten Anzapfung 32 eine positiv gerichtete Spannung auf. Diese positiv gerichtete Spannung an der Anzapfung 32 induziert ein positiv gerichtetes Signal an der zweiten Anzapfung 46.

Die Mitkopplungsdiode 48 ist durch die Emitterspannung des Transistors 26 in Sperrichtung vorgespannt und arbeitet als Mitkopplungskondensator, wobei sie in dieser speziellen Funktion der bei Oszillatorschaltungen mit herkömmlichem Kondensator verwendeten Anordnung gleichartig ist. Wenn daher die Spannung an der zweiten Anzapfung 46 positiv wird, wird auf den Emitter des Transistors 26 eine positiv gerichtete Spannung gekoppelt. Die positiv gerichtete Spannung am Emitter setzt den Basis-Emitter-Strom des Transistors 26 herab und verstärkt damit die positiv gerichtete Spannung am Kollektor, so daß auf diese Weise die für das ungedämpfte Schwingen des Resonanzkreises 14 erforderliche Mitkopplung hergestellt ist.

Wenn im Betrieb des Oszillators irgendein Teil der im wesentlichen sinusförmigen Spannung an der zweiten Anzapfung 46 den Wert der Emitterspannung plus dem Durchlaßspannungsabfall der Diode 48 übersteigt (dargestellt als Fläche 64 in Fig.2), so wird die Diode für einen Teil der Signalperiode in Durchlaßrichtung vorgespannt. Durch diese Durchlaßspannung der Diode 48 erhält der Ladungsspeicherkondensator 22 einen Ladegleichstrom, so daß an der Leitungsinduktivität 20 eine negative Spannung in bezug auf das Abschirmgehäuse erzeugt wird.

Durch diese negative Spannung an der Leitungsinduktivität 20 wird die gesamte Sperrspannung an der Diode 48 erhöhl. Die Kapazität der Diode nimmt mit zunehmender Sperrspannung ab. Der Emitter des

Transistors 26 erhält daher weniger Mitkopplungsstrom, wenn diese Kapazität abnimmt, so daß die Amplitude des Signals am Kollektor entsprechend abnimmt. Die von der Diode 48 erzeugte negative Spannung sorgt somit für einen verhältnismäßig konstanten Signalpegel an der zweiten Anzapfung 46.

Bei relativ konstantem Signalpegel an der zweiten Anzapfung 46 herrscht ein verhältnismäßig konstanter Signalpegel an der Kapazitätsdiode 16 bei der jeweiligen Frequenz, auf die der Resonanzkreis abgestimmt ist. Da der Signalpegel an der Kapazitätsdiode 16 relativ konstant gehalten wird, wird die Abstimmung des Oszillators lediglich durch Änderungen der Abstimmspannung, die vom Potentiometer 50 geliefert wird, erheblich verändert.

Der Widerstand 56 bildet einen Entladungsweg füi den Kondensator 22, der sich entlädt, wenn dei Signalpegel an der zweiten Anzapfung 46 unter den füi die Durchlaßspannung der Diode 48 erforderlicher Wert absinkt. Dadurch kann sich der Ladungszustanc des Kondensators 22 stets so einstellen, daß an dei zweiten Anzapfung 46 ein verhältnismäßig konstantei Signalpegel aufrechterhalten wird.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (2)

Patentansprüche:

1. Oszillatorschaltung mit einem Transistor, dessen Basis-Emitter-Strecke leitend vorgespannt ist und von dessen Kollektor zum Emitter ein Mitkopplungszweig geführt ist, ferner mit einem an den Kollektor des Transistors angekoppelten, aus mindestens einer Kapazität und einer Induktivität gebildeten Schwingkreis sowie mit einer an den Schwingkreis und den Transistor angeschlossenen, im Mitkopplungszweig liegenden, die Amplitude der erzeugten Schwingung stabilisierenden, als Kapazitätsdiode betriebenen Halbleiterdiode, dadurch gekennzeichnet, daß die Halbleiter- diode (48) mit solcher Polung in den Mitkopplungszweig (34, 3?, 20, 46, 48) geschaltet ist, tiaß sie bei Ansteigen der Amplitude der erzeugten Schwingung in einer Polarität über einen vorbestimmten Wert hinaus in den Leitungszustand gesteuert wird und dem mit seiner Ladespannung die Sperrvorspannung für die Halbleiterdiode (48) bestimmenden Schwingkreiskondensator (22) einen Ladestrom zuführt.

2. Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Schwingkreiskondensator (22) über einen Teil (20) des Mitkopplungskreises (34, 32, 20,46,48) mit einem Entladewiderstand (56) verbunden ist.

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