DE2946194A1

DE2946194A1 - Kanalwaehleinrichtung mit frequenzsynthesator

Info

Publication number: DE2946194A1
Application number: DE19792946194
Authority: DE
Inventors: Saburo Ikeda
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 1978-11-15
Filing date: 1979-11-15
Publication date: 1980-05-22
Also published as: JPS5567248A; DE2946194C2; US4320530A; CA1135426A; JPS6141458B2

Description

Die Erfindung betrifft eine Kanalwähleinrichtung mit Frequenzsynthesator. Insbesondere betrifft die Erfindung eine Kanalwähleinrichtung, bei der die Oszillator- oder Vberlagerungsfrequenz einer Frequenzteilung unterzogen S und das frequenzgeteilte Ausgangssignal mit einer Bezugsfrequenz verglichen wird, um ein Vergleichsausgangssignal zu liefern. Dieses wird über ein Tiefpaßfilter als Abstimmspannung abgenommen, die dazu verwendet wird, die Oszillatorfrequenz zu steuern.

10 Fig. 1 zeigt das Blockschaltbild eines Beispiels einer bekannten Kanalwähleinrichtung mit Frequenzsynthesator, bei der die Erfindung vorteilhaft verwendet werden kann. Die in Fig. 1 dargestellte Einrichtung findet in einem Fernsehempfänger Verwendung.

BANK: DRESDNER BANK. HAMBURG, 4 030 448 (BLZ 200

76 07-200 (BLZ 200 100 20) TELEGRAMM: SPECHTZ1ES

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Das von einer Antenne 2 empfangene Fernsehsignal wird über einen HF-Verstärker 3 einer Mischstufe 5 zugeführt. Die Mischstufe 5 ist mit einem Empfangs- oder Überlagerungsoszillator k mit beispielsweise einer veränderliehen Kapazitätsdiode verbunden, von dem sie eine Oszillatorfrequenz empfängt. Die Mischstufe 5 dient dazu, das vom HF-Verstärker 3 erhaltene Fernsehsignal mit dem vom Empfangsoszillator i| erhaltenen Oszillatorfrequenzsignal zu mischen, um mittels einer überlagerung von Fernsehsignal und Oszillatox'frequenzsignal ein Zwischenfrequenz (ZF)-Signal zu erhalten. Der HF-Verstärker 3» der Empfangsoszillator k und die Mischstufe 5 bilden einen Tuner. Das vom Tuner 1 und damit von der Mischstufe 5 erhaltene ZF-Signal wird über einen ZF-Verstärker 6 einem Video-oder Bildschaltkreis 7 zugeführt. Das Ausgangssignal des Video-Schaltkreises 7 dient als Treibersignal einer Bildröhre oder einer Katodenstrahlröhre 8. Andererseits wird die vom Empfangsoszillator I^ im Tuner 1 erhaltene Oszillatorfrequenz mittels eines Frequenzteilers oder Vorteilers 9 im Verhältnis von 1/6Ij. einer Frequenzteilung unterzogen und das so erhaltene Ausgangssignal wird einem programmierbaren Frequenzteiler 10 zugeführt. Dem programmierbaren Frequenzteiler 10 werden die Frequenzteilerdaten von einem Kanalwähler 11 als Steuersignal zugeführt. Der Kanalwähler 11 spricht auf den Betrieb von entsprechenden Kanalwählern (nicht dargestellt) und einem

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automatischen Abtastschalter (nicht dargestellt) an, um die dem gewählten Kanal entsprechenden Daten als Frequenzteilungsverhältnis dem programmierbaren Frequenzteiler 10 zuzuführen. Der Kanalwähler 11 kann irgendein herkömmlicher Kanalwähler sein. Der programmierbare Frequenzteiler 10 unterzieht das durch den Frequenzteiler 9 frequenzgeteilte Signal bei einem eingestellten Frequenzteilungsverhältnis einer Frequenzteilung, und liefert am Ausgang 10 a dem einen Eingang eines Phasenvergleichers 12 das entsprechende Ausgangssignal. Ein mit einer festen Frequenz von beispielsweise 3»58 MHz schwingender Bezugsoszillator 13 liefert einem Frequenzteiler 1 ί| diese feste Frequenz. Der Frequenzteiler 1 Li- unterzieht das Bezugssignal mit einer Frequenz von 3»58 MHz einer Frequenzteilung mit beispielsweise einem Frequenzteilungsverhältnis von 1/3667, um am Ausgang 1 \\. a ein Ausgangssignal zu liefern, das dem anderen Eingang des oben beschriebenen Phasenvergleichers 12 zugeführt wird. Der Phasenvergleicher 12 dient dazu, die Phasen der beiden Eingangssignale 10 a und 11+ a miteinander zu vergleichen und gibt sein Ausgangssignal an eine Ladungseinrichtung bzw. eine Ladungspumpe 15> ab. Die Ladungseinrichtung 15 weist zwei in Reihe geschaltete Feldeffekttransistoren auf, die im nachfolgenden beschrieben werden, so daß ein nicht dargestellter Kondensator in einem Tiefpaßfilter 16 aufgeladen oder entladen wird, je nach dem Ausgangssignal des Phasenvergleichers 12. Damit wird vom Tiefpaßfilter 16 an die im Empfangsoszillator I4. des Tuners 1 enthaltene

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veränderliche Kapazitätsdiode eine als Abstimmspannung dienende Spannung angelegt, die der Phasendifferenz der beiden Signale 10 a und II4. a entspricht, die durch den Phasenvergleicher 12 miteinander verglichen werden. Obwohl ein derartiger PLL- (Phasenregelkreis) Frequenzsynthesator dem Fachmann bekannt ist, soll er trotzdem anhand von Fig. 2 näher erläutert werden.

Bei dem in Fig. 2 dargestellten Beispiel sind der programmierbare Frequenzteiler 10 und die damit verbundenen Schaltungsbauteile als einzelner integrierter Halbleiterchip 17 ausgebildet. Die integrierte Schaltung 17 weist einen Verstärker 171 zum verstärken des vom Frequenzteiler 9 erhaltenen Signals auf. Das vom Verstärker 171 verstärkte Signal wird durch einen Frequenzteiler 172 mit einem Frequenzteilungsverhältnis von 1/2 frequenzgeteilt und dann beispielsweise einem programmierbaren 1 3-Bit-Frequenzteiler 10 zugeführt. Die vom Kanalwähler 11 in Fig. 1 erhaltenen 13-Bit-Frequenzteilungsverhältnis-Daten sind beispielsweise mit a, b, c und d gekennzeichnet, während das Steuersignal mit e gekennzeichnet ist. Die dem gewählten Kanal entsprechenden Frequenzteilungsverhältnisdaten werden einer Zwischenspeicherschaltung 173 sowie Zwischenspeicherschaltungen 176 a bis 176 d zugeführt. Der Steuerimpuls e wird an einen Ladeimpulsgenerator 1 7I4.

angelegt. Der Ladeimpulsgenerator 174 dient dazu, einen

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Ladeimpuls der Zwischenspeicherschaltung 173 sowie Und-Glieder 1 75 a bis 1 75 d zuzuführen, um die Zeitfolge zu bestimmen, mit der die Frequenzteilungsverhältnisdaten in die Zwischenspeicher 173 und 176 a bis 176 d zwischengespeichert werden. Die Frequenzteilungsverhältnisdaten und der Steuerimpuls können von einem nicht dargestellten Mikrocomputer erhalten werden. Der Zwischenspeicher 173 spricht auf den vom Ladeimpulsgenerator M\^ erhaltenen Ladeimpuls an und speichert die vom Kanalwähler 11 erhaltenen Frequenzteilungsverhältnisdaten zwischen, wobei die den Daten entsprechenden Ausgangssignale den Und-Gliedern 175 a bis 175 d zugeführt werden. Die Und-Glieder 175 a bis 175 d sprechen auf den vom Ladeimpulsgenerator 1 Ti+ erhaltenen Impuls an und liefern ein Ausgangssignal, wodurch die Speicherzeitfolge der entsprechenden Zwischenspeicher 176 a bis 176 d bestimmt wird. Damit speichern die Zwischenspeicher 176 a bis 176 d die vom Kanalwähler 11 erhaltenen 13-Bit-Daten des Frequenzteilungsverhältnisses zwischen, so daß diese am programmierbaren Frequenzteiler 10 anliegen. Der Bezugsoszillator 13 weist einen Quarzschwinger 131 auf, der mit dem integrierten Halbleiterchip 17 außenseitig verbunden ist und ein Bezugsfrequenz signal von beispielsweise 3»58 MHz liefert, das einem Frequenzteiler II4. mit einem festen Frequenzteilungsverhältnis von beispielsweise 1/3667 zugeführt wird. Das Ausgangssignal 10 a des programmierbaren Frequenzteilers 10 und

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das Ausgangssignal H^. a des Frequenzteilers II4. werden mittels des Fhasenvergleichers 12 einem Phasenvergleich unterzogen.

Fig. 3 zeigt das Blockschaltbild eines weiteren Beispiels eines Tuners, bei dem die Erfindung vorteilhaft Verwendung findet. Der in Fig. 3 dargestellte Tuner ist als sogenannter Doppelüberlagerungs- oder Doppelsuperhet-Tuner bekannt. Ein derartiger Doppelüberlagerungs -Tuner ist in der US-PS 36398l|.O beschrieben.

Wenn ein solcher Doppelüberlagerungs-Tuner als Fernsehtuner verwendet wird, so können das UHF-Fernsehsignal und das VHF-Fernsehsignal von der gleichen Schaltung empfangen werden, während lediglich eine veränderliche Kapazitätsdiode im Tunerschaltkreis verwendet wird, was von den Kosten aus gesehen einen Vorteil darstellt. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß die Ungleichmäßigkeit des Verstärkungsfaktors in der Empfangsbandbreite gering ist, so daß die Störindex-Kennlinie im VHF-Band auch verbessert wird.

Der Tuner 1 weist ein Dämpfungsglied 101 zum dämpfen des von der Antenne 2 empfangenen UHF- und VHF-Fernsehsignals auf, und zwar entsprechend einer vom ZF-Verstärker 6 erhaltenen AVR (Automatische Verstärkungsregelung) -Spannung. Das Dämpfungsglied 101 weist eine

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PIN-Diode auf, die mittels einer Treiberschaltung steuerbar ist, die die AVR-Spannung empfängt. Das Dämpfungsglied 101 dient insbesondere zur Dämpfung eines ein gewünschtes Empfangssignal beeinflussenden Störsignals und beginnt seine Betriebsweise bei etwa 70 dB bezüglich der elektrischen Empfangsfeldstärke. Das Ausgangssignal des Dämpfungsglieds 101 wird über einen Breitbandverstärker 102 einer ersten Mischstufe 103 zugeführt. Erforderlichenfalls kann vor dem Breitbandverstärker 102 ein Bandpaßfilter entsprechend einem hohen Band und einem tiefen Band im VHF-Band und einem UHF-Band vorgesehen sein. Der ersten Mischstufe 103 wird auch über einen Pufferverstärker 109 ein Oszillatorfrequenzsignal von einem veränderlichen Empfangsoszillator 108 zugeführt. Der veränderliche Empfangsoszillator weist eine veränderliche Kapazitätsdiode auf und liefert Schwingungen im Frequenzbereich von etwa 2000 bis 3000 MHz, entsprechend der von dem Phasenregelkreis und damit dem Tiefpaßfilter 16 erhaltenen Abstimmspannung. Damit wird die Frequenzsumme des Fernsehsignals und des vom veränderlichen Empfangsoszillator 1o8 erhaltenen Oszillatorfrequenzsignal durch die erste Mischstufe 103 berechnet und deren Ausgangs signal wird über den ZF-Verstärker 10I4. einer zweiten Mischstufe 105 zugeführt. Der zweiten Mischstufe 105 wird außerdem ein Oszillatorfrequenzsignal zugeführt, das von einem Fest-Empfangsoszillator 110 mit einer festen Oszillatorfrequenz von beispielsweise

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2000 MHz geliefert wird. Damit liefert die zweite Mischstufe 105 eine Überlagerung des Ausgangssignals der ersten Mischstufe 103» das heißt des ersten ZP-Signals, und des vom Fest-Empfangsoszillator 110 gelieferten Oszillatorfrequenzsignals und ihr Ausgangssignal wird einem nachfolgenden ZF-Verstärker 6 als zweites ZP-Signal zugeführt, das beispielsweise dem Ausgangssignal der Mischstufe S in Fig. 1 entspricht.

Wenn die Kanalwahl unter Verwendung eines PLL-Prequenzsynthesators mit Doppelüberlagerungstuner (Fig. 3) durchgeführt wird, so ist es nicht ratsam, das Ausgangssignal des veränderlichen Empfangsoszillators 108 als solches dem Frequenzteiler 9, wie in den Fig. 1 und 2 dargestellt ist, zuzuführen. Der Grund dafür liegt darin, daß die Oszillatorfrequenz des veränderlichen Empfangsoszillators 108 mit 2000 bis 3000 MHz, wie es bereits oben beschrieben wurde, relativ hoch ist. Aus diesem Grund ist bei dem in Fig. 3 dargestellten Blockschaltbild eine dritte Mischstufe 111 zum Mischen der Oszillatorfrequenz des veränderlichen Empfangsoszillators 108 mit der Oszillatorfrequenz des Fest-Empfangsoszillators 110 vorgesehen, wodurch ein Signal mit der Differenzfrequenz zwischen den beiden Signalen geliefert wird. Das Ausgangssignal der dritten Mischstufe 111 wird dem Frequenzteiler 9 zugeführt. Bei einer solchen Struktur wird das Problem des Anlegens eines Signals mit sehr hoher Frequenz an den

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Frequenzteiler 9 beseitigt.

Eine derartige Kanalwähleinrichtung, bei der eine dritte Mischstufe in einem sogenannten Doppelüberlagerungstuner so verwendet wird, daß das Ausgangssignal der dritten Mischstufe einem Frequenzteiler zugeführt wird, ist in der japanischen Offenlegungsschrift 105925/1978 beschrieben.

Fig. l\. zeigt die Beziehung zwischen der Frequenz fO des Ausgangssignal der dritten Mischstufe 111 und der vom Tiefpaßfilter 16 erhaltenen Abstimmspannung, die dem veränderlichen Empfangsoszillator 108 im Doppelüberlagerungs· Tuner zugeführt wird. Der Veränderungsbereich der Frequenz fO liegt im Bereich von 200 MHz bis 0 MHz und dann bis 1000 MHz, bei einer entsprechenden Änderung der Abstimmspannung. Wenn die Abstimmspannung kleiner als der Punkt a (Frequenz fO gleich 0 MHz) ist, so nimmt umgekehrt die Frequenz fO zu. Das heißt, die Veränderung der Frequenz fO bezüglich der Abstimmspannung wird umgekehrt, mit dem Punkt a als Grenze. Darüber hinaus kann es in der Nähe des Punktes b in Fig. Ij. passieren, daß die Frequenzänderung in Abhängigkeit von der Tuner-Konstruktion 1000 MHz überschreitet. Der Grund dafür wird im nachfolgenden beschrieben. Insbesondere ist die Frequenz fO des Ausgangssignals der dritten Mischstufe 110 eine Differenz zwischen der Frequenz f1 der Oszillatorfrequenz des veränderlichen Empfangsoszillators I08 und der

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Frequenz Ϊ2 der Oszillatorfrequenz des Fest-Empfangsoszillators 110, wobei die Frequenz f1 sich im Bereich von etwa 20G0 bis 3000 MHz ändert, während die Frequenz f?. eine feste Frequenz von etwa 2000 MHz ist. Diese Frequenzen f1 und f? sind relativ hoch und es ist im Bereich der Abstimmspannung von 0 bis 30 Volt relativ schwierig, die Bedingungen f1 größer f2, f1-f2 kleiner 1000 KHz zu erfüllen. Wenn die Abstimmspannung etwa 2 Volt ist, wird die Frequenz f1 gleich 2000 MKz und damit die Frequenz f0 gleich 0, da f1 gleich f2 gleich 2000 MHz ist, wodurch der Punkt a in Fig. k erreicht wird. Wenn die Abstimmspannung kleiner als 2 Volt wird, so nimmt die Frequenz f1 im Vergleich zu 2000 MHz allmählich ab und erreicht einen Zustand, bei dem de Frequenz f1 gleich 18OO MHz bei einer Abstimmspannung von 0 Volt ist, was dazu führt, daß die Frequenz f0 gleich 200 MHz wird (18OO MHz - 2000 MHz). Wenn die Abstimmspannung annähernd 30 Volt ist, so überschreitet die Oszillatorfrequenz f1 des veränderlichen Empfangsoszillators 1o8 die Frequenz von 3000 14Hz, so daß die Differenzfrequenz f0 von der Oszillatorfrequenz f2 des Fest-Empfangsoszillators 110 die Frequenz 1000 MHz überschreitet.

Bei einer derartigen in Fig. k dargestellten Kennlinie eines Tuners, bei der eine sich ändernde Beziehung zwischen der Abstimmspannung und der Frequenz an einem Grenzpunkt a umgekehrt wird, kann ein sogenannter

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Abstimmunes-Ausrastzustand auftreten, wenn die Abstimmspannung kleiner ist als die Spannung am ι unkt a in Fig. ij.. 'Wenn die Ausgangsfrequenz der dritter. Mischstufe 111, das heii.t die Eingangsfre- uenz fi des Frequenztellers 9 die Frequenz 1 üüü KHz überschreitet, so tritt in gleicher ,/eise ein \bstirnmungs-Ausrastzustand auf. Der Grund dafür, warum ein Abstininungs-Ausras tzustand bei einer lOOC HlIz überschreitenden Frequenz fü auftritt, liegt darin, da.i es bei einem Vorteiler, das heißt einem Frequenzteiler in integrierter ochaltungstechnik immer noch einen Freauenzbereich gibt, in dem die Frequenzteilung bei einer so hohen Frequenz unmöglich i^t.

Fig. S zeigt die Kennlinie der Abstimmspannung gegenüber der Ausgangsfrequenz des Frequenzteilers, wobei auf der Ordinate die Ausgangsfrequenz des Frequenzteilers 9 und auf der Abszisse die Abstimmspannung aufgetragen ist. Die Punkte a bzw. b in Fig. 5> entsprechen den Punkten a bzw. b in Fig. I4.. Der Punkt a, bei dem die Ausgangsfrequenz des Frequenzteilers 9 gleich 0 wird, wird bestimmt durch den Konstruktionsfaktor des Tuners. Tatsächlich wird die Ausgangsfrequenz des Frequenzteilers jedoch bereits bei den Punkten c und d in Fig. 5 gleich 0, Dies liegt daran, dai3 die Ab stimm spannung sich je nach dem Tuner stark ändert, was auf die Frequenzkennlinie des Verstärkers (nicht dargestellt) zurückzuführen ist, der in der Stufe vor dem Frequenzteiler 9 vorgesehen

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ist. Von der Technologie und den Kosten her gesehen besteht ein Problem darin, die Frequenzkennlinie des oben beschriebenen Verstärkers so zu gestalten, daß sie bis 0 MHz reicht. Daher ist der Frequenzteiler 9 so ^r beschaffen, daß er in der Hnhe davon nicht arbeitet.

Hinsichtlich der amerikanischen Fernsehkanäle ist beispielsweise der Kanal Nr. 2 zwischen den Punkten c und j und näher beim Punkt c gelegen. Wenn daher die Abstimmspannung auf Grund der Verschiedenheit der Werte der verschiedenen Bauelemente im Tuner, auf Grund einer Temperaturänderung oder dergleichen zwischen die Punkte c und d zu liegen kommt, so tritt beim Kanal Wr. 2 ein Abstimmungs-Ausrastzustand auf. Da insbesondere der in der dem Frequenzteiler 9 vorhergehenden Stufe vorgesehene Verstärker (nicht dargestellt) mit hoher Verstärkung arbeitet, kann es passieren, daß Eigenschwingungen auftreten, wenn die Singangsfrequenz gleich ü ist. Wenn Eigenschwingungen auftreten, so kann das Ausgangssignal des Frequenzteilers 9 einen sogenannten freien Lauf bewirken, wie es durch die gestrichelte Linie g in Fig. 5 dargestellt ist. Wenn darüberhinaus eine das Verarbeitungsvermögen des Frequenzteilers 9 übersteigende höhere Frequenz, das heißt eine Frequenz oberhalb von 1000 MHz, angelegt wird, so kann ein freier Lauf auftreten, wie es durch die gestrichelte Linie h in Fig. 5 dargestellt ist. Damit wird bei einem aolchen Bereich des freien Laufs des Ausgangssignals des Frequenzteilers 9 der oben beschriebene

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Abstimmungs-Ausrastzustand ein vermeidbares Problem.

Bei der schematischen Darstellung in Fig. 6 ist der Phasenvergleicher 12, die Ladungseinrichtung bzw. Ladungspumpe % und der Tiefpaßfilter 16 im Detail darge- S stellt. Anhand von Pig. 6 wird nun eine genauere Beschreibung des Ausrastens des Abstimmzustands gegeben. Der Phasenvergleicher 12 vergleicht die Phasen des Eingangssignals ¹O a, das durch den Vorteiler 9, den Frequenzteiler 172 (Fig. 2) bzw. den programmierbaren Frequenz-IC teiler 10 frequenzgeteilt wird, sowie des über den festen Frequenzteiler 114. vom Bezugsoszillator 13 erhaltenen Bezugssignals 114. a. Damit weisen die AusgängeU und D des Phasenvergleichers 12 beide* den Η-Pegel (hoher Pegel) auf, wenn die Phasen der beiden angelegten Signale 10a und 1 k a miteinander übereinstimmen, was im normalen Empfangszustand der Fall ist. Andererseits nehmen die Ausgänge U und D bei einer Phasendifferenz der angelegten Signale 10 a und 1U a L-Pegel (niederer Pegel) an. Der Ausgang U des Phasenvergleiches 12 ist direkt mit der Gate-Elektrode eines in der Ladungseinrichtung 15 enthaltenen P-Kanal-M03-Transistors 1 51 verbunden. Andererseits ist der Ausgang D des Phasenvergleichers 12 über einen Inverter 153 mit der Gate-Elektrode eines N -Kanal-MOS-Transistors 152 verbunden. Die Source-Elektrode des P-Kanal-MOS-Transistors 151 ist in Reihe mit der Drain-Elektrode des N-Kanal-MOS-Transistors 152 und die Drain-Elektrode des P-Kanal-MOS-

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Transistors 15¹ mit der Spannungsquelle V, . verbunden, während die Source-Elektrode des N-Kanal-MOS-Transistors 15? mit Erde verbunden ist. Der Transistor 151 oder 152 wird nichtleitend gemacht bzw. gesperrt, wenn der Ausgang U oder D des Phasenvergleichers 12 auf H-Pegel ist, und leitend gemacht, wenn der Ausgang U oder D des Phasenvergleichers Λ Z auf L-Pegel liegt. Wenn beispielsweise der Ausgang U auf Η-Pegel und der Ausgang D auf L-Pegel liegt, so wird der P-Kanal-MOS-Transistor 151 gesperrt und der N-Kanal-MOf.-Transistor 152 leitend. Der Verbindungspunkt 1 Sk- der beiden Transistoren 151 und 152 ist über die Klemme 155 mit dem Tiefpaßfilter 16 verbunden. Das Tiefpaßfilter 16 weist einen Integrationsoder Glättungsschaltkreis 161 mit einem Widerstand R1 und einem Kondensator G1 so auf, daß das Ausgangssignal der Ladungseinrichtung 15 durch den Schaltkreis 161 geglättet wird. Gleichzeitig wird im Tiefpaßfilter 16 einem Schalttransistor T3 über Transistoren Tr1 und Tr2 die Klemmenspannung des Kondensators G1 zugeführt. Der Transistor T3 dient zur Verstärkung der invertierten Spannung des Ausgangssignals des Schaltkreises 161 wodurch eine Abstimmspannung am Ausgangspunkt Q und damit an der Ausgangsleitung 163 geliefert wird. Das Tiefpaßfilter 16 weist einen Gegenkopplungsschaltkreis 162 auf. Der Gegenkopplungsschaltkreis 162 wird gebildet von Kondensatoren C2 und C3 und einem Widerstand R7, so daß das Gegenkopplungssignal der Basiselektrode des Transistors Tr1

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zugeführt wird, wodurch der .,elligkeitsanteil im Ausgangssignal beseitigt wird.

Jbwohl die Ladun^seinrichtung ¹ \. in ^bhUngigkeit vorn. Ausgangssignal des Phaser.vergleichers "■'.'' gesteuert wird,

^c- erh^;;lt die Ausgan?sspannun-j; infolge des Schaltens zwischen leitendem und nichtleitendem Zustand die j'Orm eines Impulses. Da es nicht erwünscht ist, daß diese impulsf"r;nige Spannung der Ausgangsspannung des Tiefpaßfilters 1^A überlagert v;ird, wird eine derartige iinpul s f^rmige Veränderung, das heißt die Helligkeit durch den schaltkreis 16? beseitigt, Die Gegenkopplungsschaltung 162 wird auch dazu verwendet, um den sogenannten Schwingungszustand des Phasenregelkreis mit Sicherheit stabil zu halten. Kenn beispielsweise das vorbestimmte Frequenzteilungsverhiiltnis im programmierbaren Frequenzteiler 10 so eingestellt wird, daß die Abstimmfrequenz zunimmt, wenn beispielsweise eine Phasendifferenz zwischen den beiden dem Phasenvergleicher 1? zugeführten Signalen 10 a und 1 [(. a auftritt, so daß der Ausgang D des Phasenvergleichers 12 auf L-Pegel liegt. Damit wird der Transistor 162 der Ladungseinrichtung 15 leitend und die Klemmenspannung des eine Zeitkonstantschaltung bzw. den Glättungsschaltkreis 161 des Tiefpaßfilters 16 bildenden Kondensators C1 nimmt ab. Die Klemmenspannung des Kondensators C1 wird über die Impedanzwandler-Transistoren Tr1 und Tr? dem einen Invertierverstärker bildenden

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Transistor T3 zugeführt. Wenn damit die Klemmenspannung des Kondensators C1 L-Potential annimmt, so wird dieses L-Potential invertiert und durch den Transistor T3 so verstärkt, daß das Potential am Ausgangspunkt L; des Verstärkers auf Η-Potential liegt. Zu diesen Zeitpunkt wird das Potential am Funkt ο größer als ein vorgeschriebener Wert, das heißt größer als eine einem eingestellten gewünschten Kanal entsprechende Spannung, die dem Empfangsoszillator l± in Fig. 1 bzvi. dem veränderbaren Empfangsoszillator 108 in Fig. 3 als Abstimmspannung zugeführt wird. In diesem Fall befindet sich der Ausgang U des Fhasenvergleichers 12 auf L-Pegel, so daß der Transistor 151 der Ladungseinrichtung 1 i> leitend wird und der die Zeitkonstantschaltung bzw. die Glättungsschaltung 161 bildende Kondensator GI durch die Spannungsquelle V_DD aufgeladen wird, wodurch die Klemmenspannung zunimmt. Das hohe Potential des Kondensators G1 wird invertiert und verstärkt durch den Transistor Tr3. Damit wird das Potential am Punkt Q kleiner als der vorgeschriebene Wert, das heißt kleiner als die dem voreingestellten Kanal entsprechende Spannung. Damit wiederholt die vom Ausgangs punkt Q des Tiefpaßfilters 16 und damit von der Ausgangs leitung 163 erhaltene Abstimmspannung eine aufwärts und abwärts gerichtete Veränderung, und zwar mit der dem gewünschten Kanal entsprechenden Abstimmspannung als Mitte, wodurch schließlich die dem gewünschten Kanal entsprechende Spannung angenähert wird. Eine solche

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wiederholte Veränderung der Abstimmspannung, das heißt die Schwingung des Phasenregelkreises erfordert eine lange Zeitdauer, bis der Abstimmungs-^inrastzustand bzw. der normale Ηϊηρ fangs zustand erreicht wird. Damit wird das ^c) Fotential am Ausgangspunkt Q mittels der Gegenkopplungsschaltung ¹ f.? des Tiefpaßfilters 16 zur Basiselektrode des Transistors Tr1 gegengekoppelt, wodurch eine Welligkeit in der Abstimmspannung infolge des oben beschriebenen ochwingungsvorgangs wirkungsvoll entfernt wird.

Ks soll nun der Kanalwähler 11 so betrieben werden, daß der Kanal vom Kanal fir. 2 in einem normalen Empfangszustand (im Abstimmungs-Einrastzustand) zum Kanal Nr. 3 umgeschaltet wird. Dann werden die dem Kanal Nr. 3 entsprechenden Daten für das Frequenzteilungsverhältnis vom Kanalwähler 11 erhalten. Damit wird das Frequenzteilungsverhältnis des programmierbaren Frequenzteilers 10 vom Wert N2 für den vorhergehenden Hinpfang des Kanals Nr. ? auf das Frequenzteilungsverhältnis N3 entsprechend dem Kanal Nr. 3 geändert. Damit wird die Frequenz des Ausgangssignals 10 a des programmierbaren Frequenzteilers 10 kleiner als die Frequenz des Ausgangssignals II4. a des festen Frequenzteilers 114, so daß der Transistor 152 der Ladungseinrichtung 15 im Vergleich zum Transistor 1 5>1 über eine längere Zeitdauer hinweg sich im leitenden

2S Zustand befindet. Damit nimmt die Klemmenspannung des im Tiefpaßfilter 16 enthaltenen Kondensators G1 ab.

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Zu diesem Zeitpunkt wurde die Klemmenspannung des Kondensators G¹ auf etwa der Hälfte der Quellenspannung V„_D im Abstimmungs-Einrastzustand stabilisiert. Wenn die Klemmenspannung des Kondensators C1 in der oben beschriebenen Weise abnimmt, so nimmt das Basispotential des Transistors Tr1 ab, so daß die Spannung am Ausgangspunkt Q des Transistors Tr3 zunimmt. Damit nimmt die von der Ausgangsleitung 163 erhaltene Abstimmspannung zu, so daß die Oszillatorfrequenz des Empfangsoszillators ϊχ in Fig. 1 bzw. des veränderbaren Empfangsoszillators 108 in Pig. 3 den Wert der dem Kanal Nr. 3 entsprechenden Frequenz annimmt. Dann fallen die Phasen der beiden Eingangssignale 10 a und 1Ij. a des Phasenvergleichers 12 miteinander zusammen, und es werden beide Transistoren 151 und 152 der Ladungseinrichtung 15 gesperrt, wodurch der Kondensator C1 bei der dem Kanal Nr. 3 entsprechenden Klemmenspannung stabilisiert wird. Selbstverständlich ist zu diesem Zeitpunkt die Klemmenspannung des Kondensators C1 im Falle des Empfangs des Kanals Nr. 3 kleiner als beim vorhergehenden Empfang des Kanals Nr. 2. Da aber selbst in einem solchen stabilisierten Zustand der Kondensator C1 leicht entladen wird, nimmt auch die Klemmenspannung ab, wodurch eine Drift der Abstimmfrequenz verursacht wird. Allerdings arbeiten der Phasenvergleicher 12, die Ladungseinrichtung 15 und das Tiefpaßfilter 16 so, daß die Drift korrigiert wird. Damit werden die Transistoren 151 und 152 wiederholt ein- und

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ausgeschaltet und die Drift-Frequenz liegt etwa bei 1 kHz.

Wenn bei der in Fig. 6 dargestellten struktur das Eingangssignal mit der in Fig. ^:; dargestellten Kennlinie 1> dem Fhasenregelkreis zugeführt wird, so ist es klar, daß ein Abstimmung-Ausrastzustand auftritt, wie es bereits oben beschrieben wurde.

Es wird zunächst dei> Fall betrachtet, bei dein der Frequenzteiler 9 einen solchen freien Lauf verursacht,

1C wie er durch die gestrichelte Linie g in Fig. S dargestellt ist. Es wird angenommen, daß beispielsweise beim Kanal Nr. 2 in einem solchen Fall die Abstimmspannung zwischen den Punkten c und d in Fig. 5 liegt. Da der Frequenzteiler 9 in diesem Bereich einen freien Lauf 5 durchführt, ist die Ausgangsfrequenz des Frequenzteilers 9 größer als die dem Kanal Ur. ,"^; entsprechende Frequenz. Damit stellt der Phasenvergleicher 12 irrtümlich fest, daß ein Kanal mit einer höheren Frequenz als die des Kanals Nr. 2 empfangen wird, so daß er so betrieben wird, daß die vom Tiefpaßfilter 16 erhaltene Abstimmspannung vermindert wird. Damit wird der Transistor 1 5^ der Ladungseinrichtung 15 im Vergleich zum Transistor 15? eine beträchtlich lnngere Zeit leitend gemacht und es wird damit der Betrieb des PLL-Frequenzsynthesators umgekehrt, wodurch eine größere Abweichung vom normalen

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Abstimmzustand auftritt. Schließlich wird die Klemmenspannung des Kondensators G1 an der Klemmenspannung V,,_T stabilisiert, was zu einem Abstimmungs-Ausrastzustand führt.

Aber selbst dann, wenn der Frequenzteiler 9 keinen freien Lauf verursacht, wie es durch die gestrichelte Linie g in Fig. 5 dargestellt ist, da die linke Seite vom Punkt d in Fig. 5 (die Seite mit der geringeren Abstimmspannung) eine Kurve mit umgekehrter Frequenz kennlinie ist, arbeitet der Phasenvergleicher 12 so, daß die Abstimmspannung abnimmt, wenn beim Empfang von beispielsweise dem Kanal Nr. 2 die Abstimmspannung kleiner wird als die Abstimmspannung, die der Frequenz am Punkt f gleich der Abstimmspannung des Kanals Nr. 2 (die Spannung am Punkt e) entspricht, so wird wie im oben beschriebenen Falle ein Ausrastzustand bewirkt.

Wenn eine Frequenz fO oberhalb des Punktes b, der die obere Grenze der Ausgang3frequenz des Frequenzteilers bildet, zugeführt wird, so ergibt sich ein Abstimmungs-Ausrastzustand, unabhängig davon, daß ein freier Lauf, wie er in Fig. 5 durch die gestrichelte Linie h dargestellt ist, auftritt oder nicht. Es wird nun ein Fall betrachtet, bei dem beispielsweise der Kanal Nr. 83 ausgewählt wurde, also einen Kanal, bei dem eine höhere Abstimmspannung empfangen wird als die dem Punkt b in

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Pig. 5 entsprechende Abstimmspannung. Dann wird die Ausgangsfrequenz des Frequenzteilers 9 auf Grund der Ansprechcharakteristik kleiner als die dem Kanal Nr. 83 entsprechende Ausgangsfrequenz. Damit stellt der Phasenvergleicher 12 irrtümlich fest, daß ein unterhalb dem Kanal Nr. 83 liegender Kanal empfangen wurde, wodurch er so arbeitet, daß die Abstimmspannung vom Tiefpaßfilter 16 erhöht wird. Damit wird aber die Zeitdauer, in der der Transistor 152 in der Ladungseinrichtung 15 leitet, beträchtlich lange im Vergleich zu der des Transistors 151> was zur Folge hat, daß die Klemmenspannung des im Tiefpaßfilter 16 enthaltenen ?Iondensators C1 bei 0 Volt stabilisiert wird, wodurch ein Abstimmungs-Ausrastzustand auftritt.

Der oben beschriebene Abstimmungs-Ausrastzustand wird besonders deutlich beim sogenannten Doppelüberlagerungstuner festgestellt, wie er in Fig. 3 dargestellt ist. Ein solcher Abstimmungs-Ausrastzustand kann jedoch auch bei einem in Fig. 1 dargestellten herkömmlichen Tuner auftreten, beispielsweise in der folgenden Situation. So tritt insbesondere ein solcher Abstimmungs-Ausrastzustand auf bei einem Tuner zum Empfang des Fernsehbands in Kanada, der Kanäle im hohen VHF-Band und MID-Band unter Verwendung einer veränderbaren Kapazitätsdiode umfaßt, oder im Falle eines Tuners für den Empfang des Fernsehbands in Europa, der die Kanäle im hohen VHF-Band und im superhohen Frequenzband unter Verwendung einer veränderbaren Kapazitätsdiode

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umfaßt. Bei solchen Tunern wird der Frequenzänderungsbereich des Empfangsoszillators μ (Fig. 1) sehr breit, wie beim veränderbaren Empfangsoszillator 108 (Fig. 3) des Doppeliiberlagerungstuners. Obwohl der von einer einzigen veränderbaren Kapazitätsdiode umfaßte Frequenzbereich bestimmt wird durch einen Abstimmkondensator, der parallel zur veränderbaren Kapazitätsdiode, einer Streukapazität der Verdrahtung und dergleichen geschaltet ist, verbreitern sowohl der oben beschriebene veränderbare Empfangsoszillator 108 als auch uer Empfangsoszillator U den Frequenzbereich und es ist daher bis zu einem gewissen Grade eine unzweckmäßige Schaltungskonstruktion erforderlich. Damit vermindert ein Versuch, unter Verwendung einer einzigen veränderbaren Kapazitätsdiode einen extrem breiten Frequenzbereich zu umfassen, die Gleichmäßigkeit der Schwingungsenergie über das gesamte Frequenzband hinweg. Wenn damit auch nur eine kleine Abweichung vom Frequenzbereich an der unteren oder oberen Grenze oder an beiden auftritt, so nimmt die Schwingungsenergie extrem stark ab, wodurch der Frequenzteiler 9 kein Ansprechverhalten mehr zeigt. In einer solchen Situation erhält man vom Frequenzteiler 9 kein Ausgangssignal und der Phasenregelkreis arbeitet damit nicht, was dazu führt, daß ein Abstimmungs-Ausrastzustand auftritt. Aus der obigen Beschreibung ist "ersichtlich, daß die Erfindung sowohl auf einen herkömmlichen Tuner nach Fig. 1 als auch auf einen Doppelüberlagerungstuner nach Fig. 3 angewendet werden

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kann.

Demgegenüber hat die Erfindung die Aufgabe, eine Kanalwähleinrichtung rait J'requenzsynthesator der oben beschriebenen Art zu schaffen, bei dem ein abstiramungs-rvusrastzustand

;; vermieden wird. L'iese Kanalwähleinrichtung soll gegenüber dem Linflu.⁰ der verschiedenartigen '..'erte der verschiedenen Schaltungsbauteile eines Computers immun sein, wodurch eine stabile Kanalwahl mb'glich ist. Außerdem soll der stabilisierte übstiiumvorgang unabhängig von einer Schwankung der Quellenspannung und dergleichen durchgeführt werden können. Auch soll eine stabile Kanalwahl unabhängig vom Ansprechverhalten des Vorteilers oder Frequenzteilers sein.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung weist der Ihasenregelkreis einen Phasenvergleicher zum vergleichen der Phasen des Ausgangssignals des Frequenzteilers und eines Lezugssignals sowie ein Tiefpaßfilter zum Glätten des Ausgangssignals des r'hasenvergleichers in eine Gleichstrom-Abstimmspannung auf und ist so beschaffen, daß bei ?.O Abweichung mindestens des Empfangsoszillators bzw. des Frequenzteilers aus dem stabilen Betriebsbereich eine gegebene Spannung zu der vom Tiefpaßfilter erhaltenen Abstimmspannung hinzuaddiert oder subtrahiert wird.

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Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird die Abweichung vom stabilen Betriebsbereich durch die Feststellung bestimmt, ob die Klemmenspannung eines im Tiefpaßfilter enthaltenen Kondensators auf U Volt oder y auf die Klemmenspannung stabilisiert ist. Bei einer

weiteren bevorzugten Ausfuhrungsform der Erfindung ist ein Summier-Schaltkreis zum Empfang der Ausgangssignale des Fhasenvergleichers vorgesehen, so daß mindestens die Abweichung des ximpfangsoszillators oder die des Frequenz-IC teilers entsprechend der Ausgangsspannung der oummier-

Schaltung festgestellt wird. Bei einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung sind zwei getrennte Ladungseinrichtungen vorgesehen, so daß die Abweichung vom oben beschriebenen stabilen Betriebsbereich auf Grund der Spannung I¹J des Integrationsschaltkreises bestimmt wird, je nachdem ob er durch die Ladungseinrichtungen aufgeladen oder entladen ist.

Damit wird erfindungsgemäß eine Kanalwähleinrichtung mit Frequenzsynthesator so geschaffen, daß der Normalbetrieb im stabilen Betriebsbereich durch Korrektur der Abstimmspannung selbst dann zwangsweise wieder erreicht wird, wenn ein Abstimmungs-Ausrastzustand auftritt. Damit wird ein stabiler KanalwahlVorgang durchgeführt, unabhängig von der Mannigfaltigkeit der Werte der verschiedenen Schaltungsbauteile im Tuner, der Schwankung der Quellenspannung oder dem Verarbeitungsvermögen des Frequenzteilers.

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Der erfindungsgemäße Tuner weist einen Empfangsoszillator mit einer spannungsgesteuert veränderbaren Reaktanz auf, dessen Oszillatorfrequenz durch eine Abstimmspannung gesteuert wird, die von einem Phasenregelkreis zur spannungsgesteuert veränderbaren Reaktanz erhalten wird. Die Oszillatorfrequenz des Empfangsoszillators wird durch einen Frequenzteiler frequenzgeteilt und dem Phasenregelkreis zugeführt. Der Empfangs- oder überlagerungsoszillator ist so beschaffen, daß er in einem vorbestimmten Bereich der Abstimmspannung eine stabile Oszillatorfrequenz liefert. Der Frequenzteiler ist so beschaffen, daß er in einem vorbestimmten Bereich der Eingangsfrequenz stabil arbeitet. Dabei wird festgestellt, ob wenigstens einer von Smpfangsoszillator oder Frequenzteiler vom stabilen Betriebsbereich abweicht. Entsprechend dieser Feststellung wird die vom Phasenregelkreis erhaltene Abstimmspannung korrigiert.

Demnach weist der erfindungsgemäße Tuner einen Empfangsoszillator mit veränderbarer Kapazitätsdiode auf. Das Ausgangssignal des Empfangsoszillators wird durch einen Vorteiler frequenzgeteilt und einem Phasenregelkreis zugeführt. Der Phasenregelkreis ist so beschaffen, daß die Phasen des Ausgangssignal des Vorteilers und das Bezugsfrequenzsignal miteinander verglichen und das der Phasendifferenz entsprechende Signal durch ein Tiefpaßfilter geglättet und das geglättete Ausgangssignal der veränderbaren Kapazitätsdiode als Abstimmspannung zugeführt

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wird. Das Tiefpaßfilter weist einen Glättungskondensator auf. Ein Abstimmungs-Ausrastzustand wird festgestellt, wenn die Klemmenspannung des GlMttungskondensators auf die Quellenspannung oder auf G Volt stabilisiert ist.¹ Bei Feststellung des Abstimmungs-Ausrastzustands wird die an der veränderbaren Kapazitätsdiode anliegende Abstimmspannung erhöht, wenn der Glättungskondensator auf die Quellenspannung stabilisiert ist, oder vermindert, wenn der Glättungskondensator auf ü Volt stabilisiert ist, so daß zwangsweise in einen einrastbaren Bereich zurückgekehrt wird. Danach wird der Einrastzustand oder der normale Empfangszustand durch den Normalbetrieb des Phasenregelkreises hergestellt.

Ausführungsformen der Erfindung werden anhand der Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines herkömmlichen Fernsehtuners, in dem die Erfindung vorteilhaft verwendet werden kann;

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Teils eines Phasenregelkreises, insbesondere in Verbindung mit einem programmierbaren Frequenzteiler;

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines herkömmlichen Doppelüberlagerungstuners, in dem die Erfindung vorteilhaft verwenden werden kann;

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Pig. U die Precmenzkennl ini e eines veränderbaren
Pmpfangsosziliators (eine dritte jiischstufe) les Tuners
nach Pig. 3, wobei auf der urdinate die Ausgangsfrequenz der dritten Pischstufe und auf uer Auszisse die Abstimm-5'. spannung oufrotra^en ist;

Pig. ^:: die ..ennlinie der Aus^'inrsfreouenz eines Vorteilers im Tuner nach Pig. 3, wobei auf der Ordinate die Ausgangsfrequenz und auf der Abszisse die abstimmspannung aufgetragen ist;

Pig. ti eine schematische Darstellung insbesondere einer Ladungseinrichtung und eines Tiefpaßfilters eines herkömmlichen ihasenregel kreises;

Pig. 7 eine schematische Darstellung einer ersten Ausführungsform der Prfindung;

Pig. -i ein Blockschaltbild, das skizzenartig eine
weitere Ausf'"hrungsform der Erfindung zeigt und

Pig. 9 eine schematische Darstellung des wesentlichen Teils einer weiteren AusfMhrungsform der Erfindung.

Fig. 7 zeigt schematisch eine erste Ausführungsform der Erfindung. Die in Pig. 7 dargestellte Ladungseinrichtung beziehungsweise Ladungspumpe IS und das Tiefpaßfilter 16 können gleich wie in Pig. 6 sein und es wird daher auf
eine detaillierte .Beschreibung verzichtet.

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In Fig. 7 ist rait dem Bezugszeichen 19 eine Ausrastverhütungsschaltung 1 Q bezeichnet, die einen Transistor TrI). in Form eines N-Kanal-MOS-Transistors, Transistoren Tr^ und Tr'; bis Trv in Fona von liPN-Bipolartransistoren und einen Transistor Tr6 in Form eines PNP-Bipolartransistors aufweist. Die Dioden DI bis Di^ kennen Schaltdioden sein. Die Ausgangsklemme ι S^ der Ladungseinrichtung 15 ist über einen Widerstand Π1 1 mit der Ausrastverhütungs schaltung, das heißt der Gate-ülektrode des Transistors TrI). verbunden. Der Widerstand ίί 11 soll einen so hohen V.'iderstandswert aufweisen, daß die Ladungs-/Entladungs-Zeitkonstante der Glättungsschaltung 161 des Tiefpaßfilters 16 nicht beeinflußt wird. Der Transistor Tri; dient als Impedanzwandler und steuert den Lade- oder Entladebetrieb einer Integrationsschaltung oder Glnttungsschaltung 191. Obwohl die Glüttungsschaltung 191 ähnlich wie die Glättungsschaltung I6I im Tiefpaßfilter arbeitet, wird die LadungsVEntladungs-Zeitkonstante mit einem relativ kleinen Wert gewählt. Der Transistor Tr5 wird in Abhängigkeit von der Ausgangs spannung der Glättungsschaltung 191 gesteuert. Der Transistor Tr5 ist als Emitterfolger geschaltet und dient als Treiber-Impedanzwandler für die Transistoren Tr6 und Tr7 der nachfolgenden Stufe. Die gerichteten Ladungs-/Entladungs-Schaltkreise 192 und 193 sind mit dem Emitter des Transistors Tr5 verbunden. Der Schaltkreis 19? dient als Treiberschaltkreis für den Transistor Tro, so daß der Transistor Tr6 leitend

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wird, wenn die Ausgangsspannung der Gl^:ittungsschaltung 19¹ ansteigt. Andererseits dient der andere Schaltkreis 193 als Treiberschaltkreis für den Transistor Tr7, so daß dieser leitend wird, wenn die Ausgangsspannun der

ζ Gl"ttungsschaltung 191 abnimmt. Insbesondere wird der Transistor Tr6 dann leitend, wenn seine Emitterspannung einen vorbestimmten Wert überschreitet, während der andere Transistor Tr7 dann leitend wird, wenn seine Emitterspannung unterhalb einer vorbestimmten Spannung liegt. Die './iderst^'nde RP?., R?3 und der Kondensator G7 bzw. die Widerstünde RPl+ und RP.5 und der Kondensator C8 bilden jeweils Integrationsschaltkreise 191+ bzw. 195· Diese Integrationsschaltkreise 19i\ und 195 haben auch eine Spannungsbegrenzungsfunktion. Die Transistoren Tr8 und 5 Tr9 sind jeweils als Emitterfolger geschaltet, so daß der leitende oder nichtleitende Zustand der Schaltdioden D3 und DU gesteuert wird.

Unter gleichzeitiger Bezugnahme auf Fig. 5 wird nun die Betriebsweise der Ausführungsform nach Fig. 7 beschrieben. Zuerst wird der Fall beschrieben, bei dem der Vorteiler 9 (Fig. 1 und 2) einen freien Lauf verursacht, der durch die gestrichelte Linie g in Fig. 5 dargestellt ist. Wenn beispielsweise der Kanal Nr. 2 des amerikanischen Fernsehbands unter Verwendung eines derartigen Vorteilers empfangen werden soll, so liegt die vom Tiefpaßfilter 16 erhaltene Abstimmspannung

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zwischen den Punkten c und d in Fig. 5· Dann wird, wie bereits oben beschrieben wurde, die Pilemmenspannung des Kondensators C1 im Tiefpaßfilter 16 auf die Quellenspannung V_DD stabilisiert. Damit wird die Gate-Spannung des Transistors Trij. der Ausrastverhütungsschaltung 19 gleich der Quellenspannung V_DD· Der Transistor Tri+ dient lediglich als Impedanzwandler und die gegebene Gate-Spannung als solche tritt an seiner Drain-Elektrode auf. Damit wird das Potential am Punkt A in Fig. 7 an einem Punkt in der Nähe der Quellenspannung V„_D gehalten. Dies hat zur Folge, daß das Potential am Punkt B der gerichteten Ladungs-/ Entladungs-Schaltung 192 zunimmt. Wenn die Spannung am Punkt B, das heißt die Emitterspannung des Transistors Tr6 etwa 0,6 Volt größer wird als das Potential am Punkt D seiner Basiselektrode, so wird der Transistor Tr6 leitend und die Spannung an seiner Kollektorelektrode, das heißt die Spannung am Punkt F nimmt einen Wert an, der näher bei der Spannung am Punkt B liegt. Damit nimmt die Spannung am Punkt H der Integrationsschaltung 19i|. allmählich zu, so daß die Diode D3 auf Grund der zunehmenden Spannung am Punkt H leitend wird. Wenn die Diode D3 leitend wird, nimmt über den Transistor Tr8 und die Diode D3 die Abstimmspannung zu, die an der Ausgangsleitung 163 des Tiefpaßfilters 16 von der Spannungsquelle +B von beispielsweise 15 Volt auftritt. Damit wird die von der Ausgangsleitung 163 dem Empfangsoszillator l± (Fig. 1) oder dem veränderbaren Empfangsoszillator 1o8 (Fig. 3) zugeführte Abstimm-

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spannung auf eine Spannung korrigiert, die (etwa 2 Volt) größer ist als die Spannung zwischen den Punkten c und d in Fig. 5. Wenn die Abstimmspannung so korrigiert wird, kommt der Vorteiler 9 aus dem Bereich des freien Laufs und wird damit in den Bereich des normalen Einrastens (zwischen den Punkten c und d in Pig. S) verschoben, so da3 danach ein gewünschter Kanal, wie etwa der Kanal Nr. 2, bei einem Kormalbetrieb des Phasenregelkreises eingestellt wird. So wird dann, wenn die Abstimmspannung einen Spannungswert aufweist, der dem zwischen den Punkten c und d in Fig. 5 entspricht, die Ausgangsfrequenz des Vorteilers 9 infolge eines freien Laufs erhöht. Wenn jedoch die Abstimmspannung erhöht wird und den Punkt c in Fig. S überschreitet, so wird das bis dahin auf Grund eines freien Laufes eingegebene Frequenzsignal nicht mehr dem Phasenvergleicher 12 zugeführt und es wird ein Signal mit einer Frequenz unterhalb der Frequenz des freien Laufs und mit einer Frequenz entsprechend dem Kanal Nr. 2 dem Phasenvergleicher 12 so zugeführt, daß die den Phasenvergleicher 12, die Ladungseinrichtung 15 und das Tiefpaßfilter 16 aufweisende Abstimmschleife so betätigt wird, daß die Abstimmspannung zunimmt, was zur Folge hat, daß schließlich eine normale, dem gewünschten Kanal, beispielsweise Kanal Nr. 2, entsprechende Spannung erreicht wird. Daher werden die beiden Transistoren 151 und 152 der Ladungseinrichtung 15 beide gesperrt, wodurch ein Abstimmungs-Einrastzustand (ein normaler Empfangszustand)

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hergestellt wird. Damit nimmt das Potential am Punkt A der Ausrastverhütungsschaltung 19 etwa die Hälfte der Quellenspannung V~~ wie im Falle des Kondensators C1 des Tiefpaßfilters 16 an und auch die Spannungen an den Punkten B, F und H nehmen ab, während die Schaltdiode D3 abgeschaltet wird, was zur Folge hat, daß ein Einfluß auf die an der Ausgangsleitung 163 auftretende Abstimmspannung beseitigt wird.

Aber selbst in dem Falle, in dem ein Abstimmungs-Ausrastzustand bei einer Spannung unterhalb der dem Punkt f in Fig. 5 entsprechenden Abstimmspannung auftreten kann, kann ein ausrasten in gleicher Weise vermieden werden, wie es bereits oben beschrieben wurde. Damit kann selbst in diesem Fall die Schaltung auf eine dem gewünschten Kanal, beispielsweise Kanal Nr. 2, gewünschte Abstimmspannung (die Spannung am Punkt e in Fig. S) eingerastet werden.

Es wird nun der Fall betrachtet, bei dem die Abstimmspannung den Punkt b in Fig. 5 bezüglich der Kennlinie des Vorteilers überschreitet, wodurch ein Abstimmungs-Ausrastzustand auftreten kann. In diesem Fall wird, wie bereits oben beschrieben wurde, die Klemmenspannung des Kondensators C1 des Tiefpaßfilters 16 gleich 0 Volt und es wird damit die Spannung am Punkt A der Ausrastverhütungsschaltung 19 auf einem Viert in der Nähe von 0 Volt gehalten.

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Damit nimmt die Spannung am Punkt G der Ladungs-/Entladung s-Schaltung 193 auch ab. Wenn die Spannung am Punkt C, das heißt am Emitter des Transistors Tr7 etwa 0,6 Volt kleiner wird als die Spannung am Punkt E seiner Basis, so wird der Transistor Tr7 leitend. Damit nimmt die Spannung am Punkt G des Kollektors des Transistors Tr7 auf einen Wert ab, der etwa gleich der Spannung am Punkt C ist. Die Spannung am Punkt I der Integrationsschaltung 195 nimmt daher allmählich ab und macht die Schaltdiode Di+. leitend. Damit nimmt die an der Ausgangsleitung 163 des Tiefpaßfilters 16 auftretende Abstimmspannung ab. Wenn die Abstimmspannung kleiner wird als die dem Punkt b in Fig. 5 entsprechende Spannung, so ist dies im normalen einrastbaren Bereich und der Phasenregelkreis arbeitet daher normal, wodurch ein normaler Empfangszustand hergestellt wird. Damit nimmt die an der Ausgangsleitung 163 des Tiefpaßfilters 16 auftretende Abstimmspannung ab. Damit werden die beiden Transistoren 15¹ und 152 der Ladungseinrichtung 15 beide gesperrt, so daß das Potential am Punkt A der Ausrastverhütungsschaltung 19 auf etwa die Hälfte der Quellenspannung V_ßD stabilisiert wird. Damit nehmen die Spannungen an den Punkten C, G und I zu, wodurch die Diode Di+ gesperrt wird.

Fig. 8 zeigt ein Blockschaltbild, das skizzenartig eine weitere Ausführungsform der Erfindung darstellt. Diese Ausführungsform verwendet einen integrierten Schaltkreis

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des Models MC 1I4.568, der von Motorola, Inc., USA hergestellt wird und eine Ausrastfeststellschaltung 20 aufweist. Die integrierte Schaltung weist eine Ladungseinrichtung 15 mit umgekehrter Schaltungskonfiguration im Vergleich zur Schaltung nach Fig. 6 auf, so daß der Inverter 153' mit einem P-Kanal-MOS-Transistor 151¹ verbunden ist. Die Ladungseinrichtung 1£ der Ausführungsform nach Fig. 8 ist so gestaltet, daß beide Transistoren 151' und 152' nichtleitend werden, wenn die Ausgänge U und D des Phasenvergleichers beide auf L-Pegel liegen.

Die Ausrastfeststellschaltung 20 weist ein NOR-Glied auf, dessen Eingänge direkt mit den Ausgängen U und D des Phasenvergleichers 12 verbunden sind. Das NOR-Glied 201 liefert am Ausgang einen Η-Pegel, wenn beide Ausgänge U und D L-Pegel aufweisen, das heißt die dem Phasenvergleicher 12 zugeführten Eingangssignale 10 a und M\. a die gleiche Phase aufweisen, und liefert am Ausgang einen L-Pegel während der Zeitdauer, in der die beiden Signale 10 a und 11; a eine Phasendifferenz dazwischen aufweisen.

Der Ausgang des NOR-Glieds 201 ist über Inverter 202 und 203 mit der Ausgangsklemme 20I4. verbunden. Bei der herkömmlichen Verwendung des integrierten Schaltkreises MC 1/4.568 wurde das von der Ausgangsklemme 20I4. der Schaltung 20 erhaltene Signal lediglich dazu verwendet, die Übertragung des Sende-Empfangs-Geräts zu unterbrechen, wenn ein Ausrastzustand des Phasenregelkreises im Sende-Empfangs-Gerät auftritt. Bei der Erfindung wird jedoch

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die an der Ausgangsleitung 163 des Tiefpaßfilters auftretende Abstimmspannung auf Grund des Spannungssignals von der Ausgangsklemme P.üi+ korrigiert. Zu diesem Zweck wird ein zusätzlicher Schaltkreis, w: e er durch die

i> beiden gestrichelten Linien in Fig. 8 dargestellt ist, hinzugefugt. 80 weist die Ausführungsform nach Fig. 8 einen Integrationsschaltkreis 21 zur Integration der Spannung an der Ausgangsklemme 20 U der Ausrastf eststeilschaltung 20 sowie einen Schaltkreis 22 zur Korrektur der Abstimmspannung an der Ausgangsleitung I63, entsprechend der Spannung der Integrationsschaltung, auf. Die in Fig. dargestellten Schaltkreise 21 und 22 können beispielsweise die Schaltungskonfiguration der Integrationsschaltung 19l\. (oder 195) und des Transistors Tr8 und der Diode D3 (oder des Transistors Tr9 und der Diode Dl+) nach Fig. 7 aufweisen.

Mit der in Fig. 8 dargestellten Ausführungsform kann lediglich einer der beiden Ausrastzustande festgestellt werden, nämlich der Ausrastzustand, bei dem die Abstimmspannung kleiner ist als der Punkt c in Fig. 5, oder der Ausrastzustand, bei dem die Abstimmspannung größer ist als der Punkt b in Fig. 5· Bei der in Fig. 8 dargestellten Ausführungsform ist es daher erwünscht oder erforderlich, den Vorteiler 9 so zu gestalten, daß der Ausrastzustand im jeweils anderen Fall nicht auftritt, also wenn die Abstimmspannung kleiner ist als der Punkt c in Fig. 5 oder die Abstimmspannung größer ist als der Punkt b in

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Fig. 5.

Pig. 9 zeigt eine schematische Darstellung eines wesentlichen Teils einer weiteren Ausführungsform der Erfindung. Die Ausführungsform weist einen Schaltkreis 23 zum feststellen eines Abstimmungs-Ausrastzustands auf. Der Schaltkreis 23 ist ebenso wie der in Fig. 8 in einem integrierten Halbleiterchip enthalten, das die Ladungseinrichtung 15 und dergleichen enthält. Die in Fig. 9 dargestellte Ausführungsform stellt jedoch sowohl den Ausrastzustand, bei dem die Abstimmspannung kleiner ist als der Punkt c in Fig. 5, als auch den Ausrastzustand fest, bei dem die Abstimmspannung größer ist als der Punkt b in Fig. 5· 2u diesem Zweck weist der Schaltkreis 23 ein Schaltkreispaar mit der gleichen Konstruktion auf, wobei die Ladungseinrichtung 15 und die Ausgangsklemmen 235 und 235' des Schaltkreispaares 23 mit den Integrationsschaltungen 2i| und 2S verbunden sind. Diese Integrationsschaltkreise 2\\. und 25 sind außenseitig mit der integrierten Schaltung verbunden.

Wenn beispielsweise ein Abstimmungs-Ausrastzustand in Folge einer Abstimmspannung auftritt, die kleiner ist als die am Punkt c in Fig. 5» so ändert sich die Ausgangsspannung an der Ausgangsklemme B der Integrationsschaltung 2\\ von 0 Volt auf die Quellenspannung V_ßD, während die Spannung an der Ausgangsklemme C der anderen Integrationsschaltung

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?5 auf der Quellenspannung V^₀ gehalten wird. Wenn andererseits ein Abstimmungs-Ausrastzustand in Folge einer Abstimmspannung auftritt, die höher ist als die am Punkt b in Fig. 5» so wird die Ausgangsklemme B der Integrationsschaltung 2i+ auf ü Volt gehalten, während die Ausgangsspannung an der Ausgangsklemme C der Integrationsschaltung ?^lj sich von der Quellenspannung V. .. auf 0 Volt ändert. Indem damit beispielsweise die Ausgangsklemmen B und C der Integrationsschaltkreise 2\\ und 25 mit den Schaltkreisen verbunden werden, die den Funkten b und ü in Fig. 7 erfolgen, so kann der Abstimmungs-Ausrastzustand in der gleichen 'Weise, wie er bereits im Zusammenhang mit der Ausführungsform nach Fig. 7 beschrieben wurde, in wirkungsvoller Weise freigegeben werden.

5> änderungen und Ausgestaltungen der beschriebenen Ausführungsformen sind für den Fachmann ohne weiteres möglich und fellen in den Rahmen der Erfindung.

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Claims

Patentansprüche

¹ i Kanalwahl einrichtung unter Verwendung eines Frequenzsynthesators mit einem Empfangsoszillator mit spannungsgesteuert veränderbarer Reaktanz, mit einem Frequenzteiler zur Frequenzteilung der vom Empfangsoszillator abgegebenen Oszillatorfrequenz mit einem gegebenen Frequenzteilerverhältnis, einer Bezugsfrequenzsignal-Erzeugungseinrichtung zur Erzeugung eines Bezugsfrequenzsignals, einem Phasenvergleicher zum Vergleichen der Phasen des durch den Frequenzteiler frequenzgeteilten Signals und des Bezugsfrequenzsignals und mit einer AbStimmspannung-Erζeugungseinrichtung, die entsprechend dem Ausgangssignal des Phasenvergleichers eine Abstimmspannung erzeugt, die der veränderbaren Reaktanz zugeführt wird, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfangsoszillator (Ii) und der Frequenzteiler (9) so beschaffen sind, daß sie über einen vorbestimmten Bereich der Abstimmspannung

BANK DRESDNER BANK. HAMBURG. 4 030 448 (BLZ 200

ORIGINAL INSPECTED

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bzw. der Eingangsfrequenz stabil arbeiten und

daß die Kanalwähleinrichtung eine Ausrastzustands Detektoreinrichtung w~ü, ^3), die entsprechend dem Ausgangssignal des Phasenvergleichers (12) mindestens die Abweichung des Empfangsoszillators (ij.) oder des Frequenzteilers (9ί ^vom stabilen Betriebsbereich zur Feststellung des Ausrastzustandes feststellt, und

eine Abstimmspannungε-Korrektureinrichtung (21, 22) zur Korrektur der von der Abstimmspannungs-Erzeugungseinrichtung (15» 1&) zugeführten Abstimmspannung aufweist, die auf das Ausgangssignal der Ausrastfeststelleinrichtung (20, ?3) anspricht und mindestens den Empfangs oszillator (1+) oder den Frequenzteiler (9) in den stabilen Betriebsbereich bringt.

2. Kanalwähleinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die Abstimmspannungs-Erzeugungseinrichtung (15» 16) eine mit dem Ausgang des Phasenvergleichers (12) verbundene Ladungseinrichtung (15) und einen Glättungsschaltkreis (161) zum Glätten des Ausgangssignals der Ladungseinrichtung (15) aufweist, wobei die Abstimmspannung auf Grund der Ausgangsspannung des Glättungsschaltkreises erzeugt wird.

3. Kanalwähleinrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Abstimmspannungs-Erzeugungseinrichtung weiterhin einen Inverter/Verstärker

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zum Invertieren/Verstärken der Ausgangsspannung des Glättungsschaltkreises aufweist, um eine invertierte/ verstärkte Ausgangsspannung als Abstimmspannung zu liefern.

I4.. Kanalwahl einrichtung nach einem der Ansprüche 2 oder 3» dadurch gekennzeichnet, daß die Ausrastzustandsfeststelleinrichtung den Ausrastzustand durch die Feststellung bestimmt, ob die der Ausgangsspannung des Glättungsschaltkreises entsprechende Spannung auf einem vorbestimmten Wert stabilisiert ist.

5. Kanalwahl einrichtung nach Anspruch I4., dadurch gekennzeichnet , daß die Ausrastzustandfeststelleinrichtung aufweist:

einen ersten gerichteten Ladungs-ZEntladungs-Schaltkreis, der dann aufgeladen wird, wenn die der Ausgangsspannung des Glättungsschaltkreises entsprechende Spannung sich in einer vorbestimmten Richtung ändert,

einen zweiten gerichteten Ladungs-ZEntladungs-Schaltkreis, der dann aufgeladen wird, wenn die der Ausgangsspannung des Glättungsschaltkreises entsprechende Spannung sich entgegengesetzt zur vorbestimmten Richtung ändert,

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eine erste Spannungsveränderungseinrichtung, die entsprechend dem Ausgangssignal des ersten Ladungs-/Entladungsschaltkreises die von der Abstimmspannungserzeugungseinrichtung abgelieferte Abstimmspannung in zunehmender Richtung ändert, und

eine zweite Spannungsveränderungseinrichtung, die entsprechend der Ausgangsspannung des zweiten Ladungs-/ Entladungsschaltkreises die von der AbStimmspannungserzeugung seinrichtung gelieferte Abstimmspannung in abnehmender Richtung ändert.

6. Kanalwähleinrichtung nach Anspruch 5» dadurch gekennzeichnet, daß die Ausrastzustandsfeststelleinrichtung weiterhin aufweist:

eine Einrichtung mit hoher Impedanz, die mit dem Ausgang der Ladungseinrichtung verbunden ist, eine Integrationsschaltung zur Integration der von der Einrichtung mit hoher Impedanz gelieferten Ausgangsspannung und eine Schalteinrichtung, die entsprechend der Ausgangsspannung der Integrationsschaltung leitend bzw. gesperrt wird, wobei der erste Ladungs-/Entladungs-Schaltkreis bei leitender Schalteinrichtung und der zweite Ladungs-/Entladungs-Schaltkreis bei gesperrter Schalteinrichtung aufgeladen wird.

7. Kanalwähleinrichtung nach einem der Ansprüche 5 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die

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erste und zweite Spannungsveränderungseinrichtung jeweils Schaltdioden aufweisen, die jeweils entsprechend der Ausgangsspannung des entsprechenden Ladungs-/Entladungs-Schaltkreises leitend gemacht werden, jm die Abstimmspannung zu erhöhen oder zu vermindern.

8. Kanalwahleinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausrastzustandfeststelleinrichtung eine Summierschaltung zum Empfang der Ausgangssignale des Phasenvergleichers und die Abstimmspannungskorrektureinrichtung eine Integrationsschaltung zur Integration der Ausgangs spannung der Summierschaltung sowie eine Spannungsveränderungseinrichtung aufweist, die entsprechend der Ausgangsspannung der Integrationsschaltung die von der AbStimmspannungserzeugungseinrichtung gelieferte Abstimmspannung erhöht bzw. vermindert.

9. Kanalwahleinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausrastzustandsfeststelleinrichtung aufweist:

mit dem Ausgang des Phasenvergleichers verbundene erste und zweite Ladungseinrichtungen, eine erste Integrationsschaltung zur Integration des Ausgangssignals der ersten Ladungseinrichtung und eine zweite Integrationsschaltung zur Integration des Ausgangssignals der zweiten Ladungseinrichtung, wobei die Abstimmspannungs·

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Korrektureinrichtung entsprechend der Ausgangsspannung der ersten Integrationsschaltung die Abstimmspannung erhöht bzw. entsprechend der Ausgangsspannung der zweiten Integrationsschaltung die Abstimmspannung vermindert.

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