DE2946194C2

DE2946194C2 - Elektronische Schaltung für die Kanaleinstellung eines Doppelüberlagerungsempfängers

Info

Publication number: DE2946194C2
Application number: DE2946194A
Authority: DE
Inventors: Saburo Higashiosaka Osaka Ikeda
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 1978-11-15
Filing date: 1979-11-15
Publication date: 1987-01-22
Also published as: JPS5567248A; DE2946194A1; US4320530A; CA1135426A; JPS6141458B2

Description

Die Erfindung betrifft eine elektronische Schaltung für die Kanaleinstellung eines Doppelüberlagerungsempfängers mit einem Empfangsoszillator mit spannungsgesteuert veränderbarer Reaktanz, mit einem ersten Frequenzteiler zur Frequenzteilung der vom Empfangsoszillator abgegebenen Oszillatorfrequenz in einem vorgegebenen Frequenzteilerverhältnis, mit einem Kanalwähler und einem entsprechend dem gewählten Kanal programmierbaren zweiten Frequenzteiler, mit einem Bezugsfrequenzsignaloszillator, mit einem Vergleicher zum Vergleichen der Frequenzen des durch den zweiten Frequenzteiler frequenzgeteilten Signals und des Bezugsfrequenzsignals mit einer Abstimmspannungs- Erzeugungs-Schaltung, die entsprechend dem Ausgangssignal des Vergleichers eine Abstimmspannung erzeugt, die der veränderbaren Reaktanz zugeführt wird, wobei der Empfangsoszillator und der erste Frequenzteiler so beschaffen sind, daß sie über einen vorbestimmten Bereich der Abstimmspannung bzw. der Eingangsfrequenz stabil arbeiten. Eine derartige elektronische Schaltung ist z. B. aus der JP-OS 1 05 925 bekannt.
Es sollen zunächst unter Bezugnahme auf Fig. 1 die Grundprinzipien der Kanaleinstellung insbesondere bei einem Fernsehempfänger beschrieben werden, bevor dann unter Bezugnahme auf Fig. 2 auf die Besonderheiten bei einem Doppelüberlagerungsempfänger eingegangen wird. Bei dem Empfänger der Fig. 1 wird das von einer Antenne 2 empfangene Fernsignal über einen HF-Verstärker 3 einer Mischstufe 5 zugeführt. Die Mischstufe 5 ist mit einem Empfangs- oder Überlagerungsoszillator 4 mit beispielsweise einer veränderlichen Kapazitätsdiode verbunden, von dem sie eine Oszillatorfrequenz empfängt. Die Mischstufe 5 dient dazu, das vom HF-Verstärker 3 erhaltene Fernsehsignal mit dem vom Empfangsoszillator 4 erhaltenen Oszillatorfrequenzsignal zu mischen, um mittels einer Überlagerung von Fernsehsignal und Oszillatorfrequenzsignal ein Zwischenfrequenz-(ZF-)Signal zu erhalten. Der HF-Verstärker 3, der Empfangsoszillator 4 und die Mischstufe 5 bilden einen Tuner. Das vom Tuner 1 und damit von der Mischstufe 5 erhaltene ZF-Signal wird über einen ZF-Verstärker 6 einem Video- oder Bildschaltkreis 7 zugeführt. Das Ausgangssignal des Video-Schaltkreises 7 dient als Treibersignal einer Bildröhre oder einer Katodenstrahlröhre 8. Andererseits wird die vom Empfangsoszillator 4 im Tuner 1 erhaltene Oszillatorfrequenz mittels eines Frequenzteilers oder Vorteilers 9 im Verhältnis von 1/64 einer Frequenzteilung unterzogen und das so erhaltene Ausgangssignal wird einem programmierbaren Frequenzteiler 10 zugeführt. Dem programmierbaren Frequenzteiler 10 werden die Frequenzteilerdaten von einem Kanalwähler 11 als Steuersignal zugeführt. Der Kanalwähler 11 spricht auf den Betrieb von entsprechenden Kanalwählern (nicht dargestellt) und einem automatischen Abtastschalter (nicht dargestellt) an, um die dem gewählten Kanal entsprechenden Daten als Frequenzteilungsverhältnis dem programmierbaren Frequenzteiler 10 zuzuführen. Der Kanalwähler 11 kann irgendein herkömmlicher Kanalwähler sein. Der programmierbare Frequenzteiler 10 unterzieht das durch den Frequenzteiler 9 frequenzgeteilte Signal bei einem eingestellten Frequenzteilungsverhältnis einer Frequenzteilung, und liefert am Ausgang 10 a dem einen Eingang eines Phasenvergleichers 12 das entsprechende Ausgangssignal. Ein mit einer festen Frequenz von beispielsweise 3,58 MHz schwingender Bezugsoszillator 13 liefert einem Frequenzteiler 14 diese feste Frequenz. Der Frequenzteiler 14 unterzieht das Bezugssignal mit einer Frequenz von 3,58 MHz einer Frequenzteilung mit beispielsweise einem Frequenzteilungsverhältnis von 1/3667, um am Ausgang 14 a ein Ausgangssignal zu liefern, das dem anderen Eingang des oben beschriebenen Phasenvergleichers 12 zugeführt wird. Der Phasenvergleicher 12 dient dazu, die Phasen der beiden Eingangssignale 10 a und 14 a miteinander zu vergleichen und gibt sein Ausgangssignal an eine Ladungseinrichtung bzw. eine Ladungspumpe 15 ab. Die Ladungseinrichtung 15 weist zwei in Reihe geschaltete Feldeffekttransistoren auf, die im nachfolgenden beschrieben werden, so daß ein nicht dargestellter Kondensator in einem Tiefpaßfilter 16 aufgeladen oder entladen wird, je nach dem Ausgangssignal des Phasenvergleichers 12. Damit wird vom Tiefpaßfilter 16 an die im Empfangsoszillator 4 des Tuners 1 enthaltene veränderliche Kapazitätsdiode eine als Abstimmspannung dienende Spannung angelegt, die der Phasendifferenz der beiden Signale 10 a und 14 a entspricht, die durch den Phasenvergleicher 12 miteinander verglichen werden.
Fig. 2 zeigt das Blockschaltbild eines sogenannten Doppelüberlagerungs- oder Doppelsuperhet-Tuners. Ein derartiger Doppelüberlagerungs-Tuner ist in der US-PS 36 39 840 beschrieben.
Wenn ein solcher Doppelüberlagerungs-Tuner als Fernsehtuner verwendet wird, so können das UHF-Fernsehsignal und das VHF-Fernsehsignal von der gleichen Schaltung empfangen werden, während lediglich eine veränderliche Kapazitätsdiode im Tunerschaltkreis verwendet wird, was von den Kosten aus gesehen einen Vorteil darstellt. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß die Ungleichmäßigkeit des Verstärkungsfaktors in der Empfangsbandbreite gering ist, so daß die Störindex-Kennlinie im VHF-Band auch verbessert wird.
Der Tuner 1 weist ein Dämpfungsglied 101 zum Dämpfen des von der Antenne 2 empfangenen UHF- und VHF-Fernsehsignals auf, und zwar entsprechend einer vom ZF- Verstärker 6 erhaltenen AVR-(Automatische Verstärkungsregelung-)Spannung. Das Dämpfungsglied 101 weist eine PIN-Diode auf, die mittels einer Treiberschaltung 107 steuerbar ist, die die AVR-Spannung empfängt. Das Dämpfungsglied 101 dient insbesondere zur Dämpfung eines ein gewünschtes Empfangssignal beeinflussenden Störsignals und beginnt seine Betriebsweise bei etwa 70 dB bezüglich der elektrischen Empfangsfeldstärke. Das Ausgangssignal des Dämpfungsglieds 101 wird über einen Breitbandverstärker 102 einer ersten Mischstufe 103 zugeführt. Erforderlichenfalls kann vor dem Breitbandverstärker 102 ein Bandpaßfilter entsprechend einem hohen Band und einem tiefen Band im VHF-Band und einem UHF-Band vorgesehen sein. Der ersten Mischstufe 103 wird auch über einen Pufferverstärker 109 ein Oszillatorfrequenzsignal von einem veränderlichen Empfangsoszillator 108 zugeführt. Der veränderliche Empfangsoszillator 108 weist eine veränderliche Kapazitätsdiode auf und liefert Schwingungen im Frequenzbereich von etwa 2000 bis 3000 MHz, entsprechend der von dem Phasenregelkreis und damit dem Tiefpaßfilter 16 erhaltenen Abstimmspannung. Damit wird die Frequenzsumme des Fernsehsignals und des vom veränderlichen Empfangsoszillator 108 erhaltenen Oszillatorfrequenzsignal durch die erste Mischstufe 103 bestimmt, und deren Ausgangssignal wird über den ZF-Verstärker 104 einer zweiten Mischstufe 105 zugeführt. Der zweiten Mischstufe 105 wird außerdem ein Oszillatorfrequenzsignal zugeführt, das von einem Fest-Empfangsoszillator 110 mit einer festen Oszillatorfrequenz von beispielsweise 2000 MHz geliefert wird. Damit liefert die zweite Mischstufe 105 eine Überlagerung des Ausgangssignals der ersten Mischstufe 103, das heißt des ersten ZF-Signals, und des vom Fest-Empfangsoszillator 110 gelieferten Oszillatorfrequenzsignals und ihr Ausgangssignal wird einem nachfolgenden ZF-Verstärker 6 als zweites ZF-Signal zugeführt, das beispielsweise dem Ausgangssignal der Mischstufe 5 in Fig. 1 entspricht.
Wenn die Kanalwahl unter Verwendung eines PLL-Frequenzsynthesators mit Doppelüberlagerungstuner (Fig. 2) durchgeführt wird, so ist es nicht ratsam, das Ausgangssignal des veränderlichen Empfangsoszillators 108 als solches dem Frequenzteiler 9, wie in den Fig. 1 und 2 dargestellt ist, zuzuführen. Der Grund dafür liegt darin, daß die Oszillatorfrequenz des veränderlichen Empfangsoszillators 108 mit 2000 bis 3000 MHz, wie es bereits oben beschrieben wurde, relativ hoch ist. Aus diesem Grund ist bei dem in Fig. 2 dargestellten Blockschaltbild eine dritte Mischstufe 111 zum Mischen der Oszillatorfrequenz des veränderlichen Empfangsoszillators 108 mit der Oszillatorfrequenz des Fest-Empfangsoszillators 110 vorgesehen, wodurch ein Signal mit der Differenzfrequenz zwischen den beiden Signalen geliefert wird. Das Ausgangssignal der dritten Mischstufe 111 wird dem Frequenzteiler 9 zugeführt. Bei einer solchen Struktur wird das Problem des Anlegens eines Signals mit sehr hoher Frequenz an den Frequenzteiler 9 beseitigt.
Eine derartige Kanalwähleinrichtung, bei der eine dritte Mischstufe in einem sogenannten Doppelüberlagerungstuner so verwendet wird, daß das Ausgangssignal der dritten Mischstufe einem Frequenzteiler zugeführt wird, ist in der japanischen Offenlegungsschrift 105 925/1978 beschrieben.
Fig. 3 zeigt die Beziehung zwischen der Frequenz f 0 des Ausgangssignals der dritten Mischstufe 111 und der vom Tiefpaßfilter 16 erhaltenen Abstimmspannung, die dem veränderlichen Empfangsoszillator 108 im Doppelüberlagerungstuner zugeführt wird. Der Veränderungsbereich der Frequenz f 0 liegt im Bereich von 200 bis 0 MHz und dann bis 1000 MHz, bei einer entsprechenden Änderung der Abstimmspannung. Wenn die Abstimmspannung kleiner als der Punkt a (Frequenz f 0 gleich 0 MHz) ist, so nimmt umgekehrt die Frequenz f 0 zu. Das heißt, die Veränderung der Frequenz f 0 bezüglich der Abstimmspannung wird umgekehrt, mit dem Punkt a als Grenze. Darüber hinaus kann es in der Nähe des Punktes b in Fig. 3 passieren, daß die Frequenzänderung in Abhängigkeit von der Tuner-Konstruktion 1000 MHz überschreitet. Der Grund dafür wird im nachfolgenden beschrieben. Insbesondere ist die Frequenz f 0 des Ausgangssignals der dritten Mischstufe 110 eine Differenz zwischen der Frequenz f 1 der Oszillatorfrequenz des veränderlichen Empfangsoszillators 108 und der Frequenz f 2 der Oszillatorfrequenz des Fest-Empfangsoszillators 110, wobei die Frequenz f 1 sich im Bereich von etwa 2000 bis 3000 MHz ändert, während die Frequenz f 2 eine feste Frequenz von etwa 2000 MHz ist. Diese Frequenzen f 1 und f 2 sind relativ hoch und es ist im Bereich der Abstimmspannung von etwa 0 bis 30 Volt relativ schwierig, die Bedingungen f 1 größer f 2, f 1 - f 2 kleiner 1000 MHz zu erfüllen. Wenn die Abstimmspannung etwa 2 Volt ist, wird die Frequenz f 1 gleich 2000 MHz und damit die Frequenz f 0 gleich 0, da f 1 gleich f 2 gleich 2000 MHz ist, wodurch der Punkt a in Fig. 3 erreicht wird. Wenn die Abstimmspannung kleiner als 2 Volt wird, so nimmt die Frequenz f 1 im Vergleich zu 2000 MHz allmählich ab und erreicht einen Zustand, bei dem die Frequenz f 1 gleich 1800 MHz bei einer Abstimmspannung von 0 Volt ist, was dazu führt, daß die Frequenz f 0 gleich 200 MHz wird (1800 MHz - 2000 MHz). Wenn die Abstimmspannung annähernd 30 Volt ist, so überschreitet die Oszillatorfrequenz f 1 des veränderlichen Empfangsoszillators 108 die Frequenz von 3000 MHz, so daß die Differenzfrequenz f 0 von der Oszillatorfrequenz f 2 des Fest-Empfangsoszillators 110 die Frequenz 1000 MHz überschreitet.
Bei einer derartigen in Fig. 3 dargestellten Kennlinien eines Tuners, bei der eine sich ändernde Beziehung zwischen der Abstimmspannung und der Frequenz an einem Grenzpunkt a umgekehrt wird, kann ein sogenannter Abstimmungs-Ausrastzustand auftreten, wenn die Abstimmspannung kleiner ist als die Spannung am Punkt a in Fig. 3. Wenn die Ausgangsfrequenz der dritten Mischstufe 111, das heißt die Eingangsfrequenz f 0 des Frequenzteilers 9 die Frequenz 1000 MHz überschreitet, so tritt in gleicher Weise ein Abstimmungs-Ausrastzustand auf. Der Grund dafür, warum ein Abstimmungs-Ausrastzustand bei einer 1000 MHz überschreitenden Frequenz f 0 auftritt, liegt darin, daß es bei einem Vorteiler, das heißt einem Frequenzteiler in integrierter Schaltungstechnik immer noch einen Frequenzbereich gibt, in dem die Frequenzteilung bei einer so hohen Frequenz unmöglich ist.
Fig. 4 zeigt die Kennlinie der Abstimmspannung gegenüber der Ausgangsfrequenz des Frequenzteilers, wobei auf der Ordinate die Ausgangsfrequenz des Frequenzteilers 9 und auf der Abszisse die Abstimmspannung aufgetragen ist. Die Punkte a bzw. b in Fig. 4 entsprechen den Punkten a bzw. b in Fig. 3. Der Punkt a, bei dem die Ausgangsfrequenz des Frequenzteilers 9 gleich 0 wird, wird bestimmt durch die Bauart des Tuners. Tatsächlich wird die Ausgangsfrequenz des Frequenzteilers jedoch bereits bei den Punkten c und d in Fig. 4 gleich 0. Dies liegt daran, daß die Abstimmspannung sich je nach dem Tuner stark ändert, was auf die Frequenzkennlinie des Verstärkers (nicht dargestellt) zurückzuführen ist, der in der Stufe vor dem Frequenzteiler 9 vorgesehen ist. Von der Technologie und den Kosten her gesehen besteht ein Problem darin, die Frequenzkennlinie des oben beschriebenen Verstärkers so zu gestalten, daß sie bis 0 MHz reicht. Daher ist der Frequenzteiler 9 so beschaffen, daß er in der Nähe davon nicht arbeitet. Hinsichtlich der amerikanischen Fernsehkanäle ist beispielsweise der Kanal Nr. 2 zwischen den Punkten c und b und näher beim Punkt c gelegen. Wenn daher die Abstimmspannung auf Grund der Verschiedenheit der Werte der verschiedenen Bauelemente im Tuner, auf Grund einer Temperaturänderung oder dergleichen zwischen die Punkte c und d zu liegen kommt, so tritt beim Kanal Nr. 2 ein Abstimmungs-Ausrastzustand auf. Da insbesondere der in der dem Frequenzteiler 9 vorhergehenden Stufe vorgesehene Verstärker (nicht dargestellt) mit hoher Verstärkung arbeitet, kann es passieren, daß Eigenschwingungen auftreten, wenn die Eingangsfrequenz gleich 0 ist. Wenn Eigenschwingungen auftreten, so kann das Ausgangssignal des Frequenzteilers 9 ein sogenanntes unkontrolliertes Wandern bewirken, wie es durch die gestrichelte Linie g in Fig. 4 dargestellt ist. Wenn darüber hinaus eine das Verarbeitungsvermögen des Frequenzteilers 9 übersteigende höhere Frequenz, das heißt eine Frequenz oberhalb von 1000 MHz, angelegt wird, so kann ein unkontrolliertes Wandern auftreten, wie es durch die gestrichelte Linie h in Fig. 4 dargestellt ist. Damit wird bei einem solchen Bereich unkontrollierten Wanderns des Ausgangssignals des Frequenzteilers 9 der oben beschriebene Abstimmungs-Ausrastzustand ein Problem.
Bei der schematischen Darstellung in Fig. 5 ist der Phasenvergleicher 12, die Ladungseinrichtung bzw. Ladungspumpe 15 und der Tiefpaßfilter 16 im Detail dargestellt. Anhand von Fig. 5 wird nun eine genauere Beschreibung des Ausrastens des Abstimmzustands gegeben. Der Phasenvergleicher 12 vergleicht die Phasen des Eingangssignals 10 a, das durch den Vorteiler 9, den Frequenzteiler 172 bzw. den programmierbaren Frequenzteiler 10 frequenzgeteilt wird, sowie des über den festen Frequenzteiler 14 vom Bezugsoszillator 13 erhaltenen Bezugssignals 14 a. Damit weisen die Ausgänge U und D des Phasenvergleichers 12 beide den H-Pegel (hoher Pegel) auf, wenn die Phasen der beiden angelegten Signale 10 a und 14 a miteinander übereinstimmen, was im normalen Empfangszustand der Fall ist. Andererseits nehmen die Ausgänge U und D bei einer Phasendifferenz der angelegten Signale 10 a und 14 a L-Pegel (niedriger Pegel) an. Der Ausgang U des Phasenvergleichers 12 ist direkt mit der Gate-Elektrode eines in der Ladungseinrichtung 15 enthaltenen P-Kanal- MOS-Transistors 151 verbunden. Andererseits ist der Ausgang D des Phasenvergleichers 12 über einen Inverter 153 mit der Gate-Elektrode eines N-Kanal-MOS-Transistors 152 verbunden. Die Source-Elektrode des P-Kanal-MOS-Transistors 151 ist in Reihe mit der Drain-Elektrode des N-Kanal-MOS- Transistors 152 und die Drain-Elektrode des P-Kanal-MOS- Transistors 151 mit der Spannungsquelle V _DD verbunden, während die Source-Elektrode des N-Kanal-MOS-Transistors 152 mit Erde verbunden ist. Der Transistor 151 oder 152 wird nichtleitend gemacht bzw. gesperrt, wenn der Ausgang U oder D des Phasenvergleichers 12 auf H- Pegel ist, und leitend gemacht, wenn der Ausgang U oder D des Phasenvergleichers 12 auf L-Pegel liegt. Wenn beispielsweise der Ausgang U auf H-Pegel und der Ausgang D auf L-Pegel liegt, so wird der P-Kanal-MOS-Transistor 151 gesperrt und der N-Kanal-MOS-Transistor 152 leitend. Der Verbindungspunkt 154 der beiden Transistoren 151 und 152 ist über die Klemme 155 mit dem Tiefpaßfilter 16 verbunden. Das Tiefpaßfilter 16 weist einen Integrations- oder Glättungsschaltkreis 161 mit einem Widerstand R 1 und einem Kondensator C 1 so auf, daß das Ausgangssignal der Ladungseinrichtung 15 durch den Schaltkreis 161 geglättet wird. Gleichzeitig wird im Tiefpaßfilter 16 einem Schalttransistor T 3 über Transistoren Tr 1 und Tr 2 die Klemmenspannung des Kondensators C 1 zugeführt. Der Transistor T 3 dient zur Verstärkung der invertierten Spannung des Ausgangssignals des Schaltkreises 161 wodurch eine Abstimmspannung am Ausgangspunkt Q und damit an der Ausgangsleitung 163 geliefert wird. Das Tiefpaßfilter 16 weist einen Gegenkopplungsschaltkreis 162 auf. Der Gegenkopplungsschaltkreis 162 wird gebildet von Kondensatoren C 2 und C 3 und einem Widerstand R 7, so daß das Gegenkopplungssignal der Basiselektrode des Transistors Tr 1zugeführt wird, wodurch der Welligkeitsanteil im Ausgangssignal beseitigt wird.
Obwohl die Ladungseinrichtung 15 in Abhängigkeit vom Ausgangssignal des Phasenvergleichers 12 gesteuert wird, erhält die Ausgangsspannung infolge des Schaltens zwischen leitendem und nichtleitendem Zustand die Form eines Impulses. Da es nicht erwünscht ist, daß diese impulsförmige Spannung der Ausgangsspannung des Tiefpaßfilters 16 überlagert wird, wird eine derartige impulsförmige Veränderung, das heißt die Welligkeit durch den Schaltkreis 162 beseitigt. Die Gegenkopplungsschaltung 162 wird auch dazu verwendet, um den sogenannten Schwingungszustand des Phasenregelkreises mit Sicherheit stabil zu halten. Wenn beispielsweise das vorbestimmte Frequenzteilungsverhältnis im programmierbaren Frequenzteiler 10 so eingestellt wird, daß die Abstimmfrequenz zunimmt, wenn beispielsweise eine Phasendifferenz zwischen den beiden dem Phasenvergleicher 12 zugeführten Signalen 10 a und 14 a auftritt, so daß der Ausgang D des Phasenvergleichers 12 auf L-Pegel liegt. Damit wird der Transistor 152 der Ladungseinrichtung 15 leitend und die Klemmenspannung des eine Zeitkonstantschaltung bzw. den Glättungsschaltkreis 161 des Tiefpaßfilters 16 bildenden Kondensators C 1 nimmt ab. Die Klemmenspannung des Kondensators C 1 wird über die Impedanzwandler-Transistoren Tr 1 und TR 2 dem einen Invertierverstärker bildenden Transistor T 3 zugeführt. Wenn damit die Klemmenspannung des Kondensators C 1 L-Potential annimmt, so wird dieses L-Potential invertiert und durch den Transistor T 3 so verstärkt, daß das Potential am Ausgangspunkt Q des Verstärkers auf H-Potential liegt. Zu diesem Zeitpunkt wird das Potential am Punkt Q größer als ein vorgeschriebener Wert, das heißt größer als eine einem eingestellten gewünschten Kanal entsprechende Spannung, die dem Empfangsoszillator 4 in Fig. 1 bzw. dem veränderbaren Empfangsoszillator 108 in Fig. 2 als Abstimmspannug zugeführt wird. In diesem Fall befindet sich der Ausgang U des Phasenvergleichers 12 auf L-Pegel, so daß der Transtistor 151 der Ladungseinrichtung 15 leitend wird und der die Zeitkonstantschaltung bzw. die Glättungsschaltung 161 bildende Kondensator C 1 durch die Spannungsquelle V _DD aufgeladen wird, wodurch die Klemmenspannung zunimmt. Das hohe Potential des Kondensators C 1 wird invertiert und verstärkt durch den Transistor Tr 3. Damit wird das Potential am Punkt Q kleiner als der vorgeschriebene Wert, das heißt kleiner als die dem voreingestellten Kanal entsprechende Spannung. Damit wiederholt die vom Ausgangspunkt Q des Tiefpaßfilters 16 und damit von der Ausgangsleitung 163 erhaltene Abstimmspannung eine aufwärts und abwärts gerichtete Veränderung, und zwar mit der dem gewünschten Kanal entsprechenden Abstimmspannung als Mitte, wodurch schließlich die dem gewünschten Kanal entsprechende Spannung angenähert wird. Eine solche wiederholte Veränderung der Abstimmspannung, das heißt die Schwingung des Phasenregelkreises erfordert eine lange Zeitdauer, bis der Abstimmungs-Einrastzustand bzw. der normale Empfangszustand erreicht wird. Damit wird das Potential am Ausgangspunkt Q mittels der Gegenkopplungsschaltung 162 des Tiefpaßfilters 16 zur Basiselektrode des Transistors Tr 1 gegengekoppelt, wodurch eine Welligkeit in der Abstimmspannung infolge des oben beschriebenen Schwingungsvorgangs wirkungsvoll entfernt wird.
Es soll nun der Kanalwähler 11 so betrieben werden, daß der Kanal vom Kanal Nr. 2 in einem normalen Empfangszustand (im Abstimmungs-Einrastzustand) zum Kanal Nr. 3 umgeschaltet wird. Dann werden die dem Kanal Nr. 3 entsprechenden Daten für das Frequenzteilungsverhältnis vom Kanalwähler 11 erhalten. Damit wird das Frequenzteilungsverhältnis des programmierbaren Frequenzteilers 10 vom Wert N 2 für den vorhergehenden Empfang des Kanals Nr. 2 auf das Frequenzteilungsverhältnis N 3 entsprechend dem Kanal Nr. 3 geändert. Damit wird die Frequenz des Ausgangssignals 10 a des programmierbaren Frequenzteilers 10 kleiner als die Frequenz des Ausgangssignals 14 a des festen Frequenzteilers 14, so daß der Transistor 152 der Ladungseinrichtung 15 im Vergleich zum Transistor 151 über eine längere Zeitdauer hinweg sich im leitenden Zustand befindet. Damit nimmt die Klemmenspannung des im Tiefpaßfilter 16 enthaltenen Kondensators C 1 ab.
Zu diesem Zeitpunkt wurde die Klemmenspannung des Kondensators C 1 auf etwa der Hälfte der Quellenspannung V _DD im Abstimmungs-Einrastzustand stabilisiert. Wenn die Klemmenspannung des Kondensators C 1 in der oben beschriebenen Weise abnimmt, so nimmt das Basispotential des Transistors Tr 1 ab, so daß die Spannung am Ausgangspunkt Q des Transistors Tr 3 zunimmt. Damit nimmt die von der Ausgangsleitung 163 erhaltene Abstimmspannung zu, so daß die Oszillatorfrequenz des Empfangsoszillators 4 in Fig. 1 bzw. des veränderbaren Empfangsoszillators 108 in Fig. 2 den Wert der dem Kanal Nr. 3 entsprechenden Frequenz abnimmt. Dann fallen die Phasen der beiden Eingangssignale 10 a und 14 a des Phasenvergleichers 12 miteinander zusammen, und es werden beide Transistoren 151 und 152 der Ladungseinrichtung 15 gesperrt, wodurch der Kondensator C 1 bei der dem Kanal Nr. 3 entsprechenden Klemmenspannung stabilisiert wird. Selbstverständlich ist zu diesem Zeitpunkt die Klemmenspannung des Kondensators C 1 im Falle des Empfangs des Kanals Nr. 3 kleiner als beim vorhergehenden Empfang des Kanals Nr. 2. Da aber selbst in einem solchen stabilisierten Zustand der Kondensator C 1 leicht entladen wird, nimmt auch die Klemmenspannung ab, wodurch eine Drift der Abstimmfrequenz verursacht wird. Allerdings arbeiten der Phasenvergleicher 12, die Ladungseinrichtung 15 und das Tiefpaßfilter 16 so, daß die Drift korrigiert wird. Damit werden die Transistoren 151 und 152 wiederholt ein- und ausgeschaltet und die Drift-Frequenz liegt etwa bei 1 kHz.
Wenn bei der in Fig. 5 dargestellten Struktur das Eingangssignal mit der in Fig. 4 dargestellten Kennlinie dem Phasenregelkreis zugeführt wird, so ist es klar, daß ein Abstimmungs-Ausrastzustand auftritt, wie es bereits oben beschrieben wurde.
Es wird zunächst der Fall betrachtet, bei dem der Frequenzteiler 9 ein solches unkontrolliertes Wandern verursacht, wie es durch die gestrichelte Linie g in Fig. 4 dargestellt ist. Es wird angenommen, daß beispielsweise beim Kanal Nr. 2 in einem solchen Fall die Abstimmspannung zwischen den Punkten c und d in Fig. 4 liegt. Da der Frequenzteiler 9 in diesem Bereich ein unkontrolliertes Wandern durchführt, ist die Ausgangsfrequenz des Frequenzteilers 9 größer als die dem Kanal Nr. 2 entsprechende Frequenz. Damit stellt der Phasenvergleicher 12 irrtümlich fest, daß ein Kanal mit einer höheren Frequenz als die des Kanals Nr. 2 empfangen wird, so daß er so betrieben wird, daß die vom Tiefpaßfilter 16 erhaltene Abstimmspannung vermindert wird. Damit wird der Transistor 151 der Ladungseinrichtung 15 im Vergleich zum Transistor 152 eine beträchtlich längere Zeit leitend gemacht und es wird damit der Betrieb des PLL-Frequenzsynthesators umgekehrt, wodurch eine größere Abweichung vom normalen Abstimmzustand auftritt. Schließlich wird die Klemmenspannung des Kondensators C 1 an der Klemmenspannung V _DD stabilisiert, was zu einem Abstimmungs-Ausrastzustand führt.
Aber selbst dann, wenn der Frequenzteiler 9 kein unkontrolliertes Wandern bewirkt, wie es durch die gestrichelte Linie g in Fig. 4 dargestellt ist, da die linke Seite vom Punkt d in Fig. 4 (die Seite mit der geringeren Abstimmspannung) eine Kurve mit umgekehrter Frequenzkennlinie ist, arbeitet der Phasenvergleicher 12 so, daß die Abstimmspannung abnimmt, wenn beim Empfang von beispielsweise dem Kanal Nr. 2 die Abstimmspannung kleiner wird als die Abstimmspannung, die der Frequenz am Punkt f gleich der Abstimmspannung des Kanals Nr. 2 (die Spannung am Punkt e) entspricht, so wird wie im oben beschriebenen Falle ein Ausrastzustand bewirkt.
Wenn eine Frequenz F 0 oberhalb des Punktes b, der die obere Grenze der Ausgangsfrequenz des Frequenzteilers 9 bildet, zugeführt wird, so ergibt sich ein Abstimmungs- Ausrastzustand, unabhängig davon, ob ein unkontrolliertes Wandern, wie es in Fig. 4 durch die gestrichelte Linie h dargestellt ist, auftritt oder nicht. Es wird nun ein Fall betrachtet, bei dem beispielsweise der Kanal Nr. 83 ausgewählt wurde, also ein Kanal, bei dem eine höhere Abstimmspannung empfangen wird als die dem Punkt b in Fig. 4 entsprechende Abstimmspannung. Dann wird die Ausgangsfrequenz des Frequenzteilers 9 auf Grund der Ansprechcharakteristik kleiner als die dem Kanal Nr. 83 entsprechende Ausgangsfrequenz. Damit stellt der Phasenvergleicher 12 irrtümlich fest, daß ein unterhalb dem Kanal Nr. 83 liegender Kanal empfangen wurde, wodurch er so arbeitet, daß die Abstimmspannung vom Tiefpaßfilter 16 erhöht wird. Damit wird aber die Zeitdauer, in der der Transistor 152 in der Ladungseinrichtung 15 leitet, beträchtlich lange im Vergleich zu der des Transistors 151, was zur Folge hat, daß die Klemmenspannung des im Tiefpaßfilter 16 enthaltenen Kondensators C 1 bei 0 Volt stabilisiert wird, wodurch ein Abstimmungs-Ausrastzustand auftritt.
Eine Schaltung zur Beseitigung eines Abstimmungs-Ausrastzustandes ist aus der DE-OS 27 08 232 bekannt. Mit dieser Schaltung soll ein Ausrastzustand beseitigt werden, wie er durch vorübergehende Störungen (z. B. ein sich vorbeibewegendes Flugzeug) auftritt. Durch die Schaltung wird dann, wenn der Ausrastzustand festgestellt ist, erneut ein Abstimmvorgang begonnen, bis der Sender wieder eingestellt ist.
Tritt aber der Ausrastzustand nicht nur vorübergehend auf, sondern bleibt dieser Zustand aufgrund der Charakteristiken der Fig. 3 und 4 dauernd bestehen, so würde bei dieser vorbekannten Schaltung zwar dauernd ein neuer Abstimmversuch unternommen, der aber nicht zum Erfolg führen kann.
Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine Schaltung der eingangs genannten Art zu schaffen, mit der eine schnelle und stabile Einstellung des gewählten Kanals auch bei für die Kanalfrequenz ungünstigen Schaltungscharakteristiken möglich ist.
Die erfindungsgemäße Lösung besteht darin, daß die Schaltung eine Einrichtung zur Detektion und Beseitigung des Ausrastzustands aufweist, die entsprechend dem Ausgangssignal des Vergleichers mindestens die Abweichung des Empfangsoszillators vom stabilen Betriebsbereich feststellt, wobei diese Einrichtung Schaltelemente zur Korrektur der von der Abstimmspannungs-Erzeugungsschaltung zugeführten Abstimmspannung aufweist, durch die mindestens der Empfangsoszillator oder der erste Frequenzteiler in den stabilen Betriebsbereich gebracht werden. Die erfindungsgemäße Schaltung zeichnet sich dadurch aus, daß sie gegenüber dem Einfluß der verschiedenartigen Werte der einzelnen Schaltungsbauteile unempfindlich ist. Außerdem ist der Abstimmvorgang unabhängig von einer Schwankung der Quellenspannung und dergleichen möglich. Eine stabile Kanalwahl ist auch unabhängig vom Ansprechverhalten des Vorteilers oder Frequenzteilers erreichbar.
Bei der erfindungsgemäßen Schaltung wird bei Auftreten eines Ausrastzustandes zur Abstimmspannung eine zusätzliche Spannung hinzuaddiert oder subtrahiert, um so die Abstimmschaltung in einen stabilen Arbeitsbereich zu bringen.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird die Abweichung vom stabilen Betriebsbereich durch die Feststellung bestimmt, ob die Klemmenspannung eines im Tiefpaßfilter enthaltenen Kondensators auf 0 Volt oder auf die Klemmenspannung stabilisiert ist. Bei einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist ein Summier-Schaltkreis zum Empfang der Ausgangssignale des Phasenvergleichers vorgesehen, so daß mindestens die Abweichung des Empfangsoszillators oder die des Frequenzteilers entsprechend der Ausgangsspannung der Summier- Schaltung festgestellt wird. Bei einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung sind zwei getrennte Ladungseinrichtungen vorgesehen, so daß die Abweichung vom oben beschriebenen stabilen Betriebsbereich auf Grund der Spannung des Integrationsschaltkreises bestimmt wird, je nachdem ob er durch die Ladungseinrichtungen aufgeladen oder entladen ist. Ein Ausrastzustand wird dabei festgestellt, wenn der Empfangsoszillator und/oder der erste Frequenzteiler nicht mehr im stabilen Betriebsbereich ist.
Ausführungsformen der Erfindung werden anhand der Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigt
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines herkömmlichen Fernsehtuners;
Fig. 2 ein Blockschaltbild eines herkömmlichen Doppelüberlagerungstuners, in dem die Erfindung verwendet werden kann;
Fig. 3 die Frequenzkennlinie eines veränderbaren Empfangsoszillators (eine dritte Mischstufe) des Tuners nach Fig. 2, wobei auf der Ordinate die Ausgangsfrequenz der dritten Mischstufe und auf der Abszisse die Abstimmspannung aufgetragen ist;
Fig. 4 die Kennlinie der Ausgangsfrequenz eines Vorteilers im Tuner nach Fig. 2, wobei auf der Ordinate die Ausgangsfrequenz und auf der Abszisse die Abstimmspannung aufgetragen ist;
Fig. 5 eine schematische Darstellung insbesondere einer Ladungseinrichtung und eines Tiefpaßfilters eines herkömmlichen Phasenregelkreises;
Fig. 6 eine schematische Darstellung einer ersten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 7 ein Blockschaltbild, das skizzenartig eine weitere Ausführungsform der Erfindung zeigt und
Fig. 8 eine schematische Darstellung des wesentlichen Teils einer weiteren Ausführungsform der Erfindung.
Fig. 6 zeigt schematisch eine erste Ausführungsform der Erfindung. Die in Fig. 6 dargestellte Ladungseinrichtung beziehungsweise Ladungspumpe 15 und das Tiefpaßfilter 16 können gleich wie in Fig. 5 sein und es wird daher auf eine detaillierte Beschreibung verzichtet.
In Fig. 6 ist mit dem Bezugszeichen 19 eine Ausrastverhütungsschaltung 19 bezeichnet, die einen Transistor Tr 4 in Form eines N-Kanal-MOS-Transistors, Transistoren Tr 5 und Tr 7 bis Tr 9 in Form von NPN-Bipolartransistoren und einen Transistor Tr 6 in Form eines PNP-Bipolartransistors aufweist. Die Dioden D 1 bis D 4 können Schaltdioden sein. Die Ausgangsklemme 155 der Ladungseinrichtung 15 ist über einen Widerstand R 11 mit der Ausrastverhütungsschaltung, das heißt der Gate-Elektrode des Transistors Tr 4 verbunden. Der Widerstand R 11 soll einen so hohen Widerstandswert aufweisen, daß die Ladungs-/Entladungs- Zeitkonstante der Glättungsschaltung 161 des Tiefpaßfilters 16 nicht beeinflußt wird. Der Transistor Tr 4 dient als Impedanzwandler und steuert den Lade- oder Entladebetrieb einer Integrationsschaltung oder Glättungsschaltung 191. Obwohl die Glättungsschaltung 191 ähnlich wie die Glättungsschaltung 161 im Tiefpaßfilter arbeitet, wird die Ladungs-/Entladungs-Zeitkonstante mit einem relativ kleinen Wert gewählt. Der Transistor Tr 5 wird in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung der Glättungsschaltung 191 gesteuert. Der Transistor Tr 5 ist als Emitterfolger geschaltet und dient als Treiber-Impedanzwandler für die Transistoren Tr 6 und Tr 7 der nachfolgenden Stufe. Die gerichteten Ladungs-/Entladungs-Schaltkreise 192 und 193 sind mit der Emitter des Transistors Tr 5 verbunden. Der Schaltkreis 192 dient als Treiberschaltkreis für den Transistor Tr 6, so daß der Transistor Tr 6 leitend wird, wenn die Ausgangsspannung der Glättungsschaltung 191 ansteigt. Andererseits dient der andere Schaltkreis 193 als Treiberschaltkreis für den Transistor Tr 7, so daß dieser leitend wird, wenn die Ausgangsspannung der Glättungsschaltung 191 abnimmt. Insbesondere wird der Transistor Tr 6 dann leitend, wenn seine Emitterspannung einen vorbestimmten Wert überschreitet, während der andere Transistor Tr 7 dann leitend wird, wenn seine Emitterspannung unterhalb einer vorbestimmten Spannung liegt. Die Widerstände R 22, R 23 und den Kondensator C 7 bzw. die Widerstände R 24 und R 25 und der Kondensator C 8 bilden jeweils Integrationsschaltkreise 194 bzw. 195. Diese Integrationsschaltkreise 194 und 195 haben auch eine Spannungsbegrenzungsfunktion. Die Transistoren Tr 8 und Tr 9 sind jeweils als Emitterfolger geschaltet, so daß der leitende oder nichtleitende Zustand der Schaltdioden D 3 und D 4 gesteuert wird.
Unter gleichzeitiger Bezugnahme auf Fig. 4 wird nun die Betriebsweise der Ausführungsform nach Fig. 6 beschrieben. Zuerst wird der Fall beschrieben, bei dem der Vorteiler 9 (Fig. 1) ein unkontrollierters Wandern verursacht, das durch die gestrichelte Linie g in Fig. 4 dargestellt ist. Wenn beispielsweise der Kanal Nr. 2 des amerikanischen Fernsehbands unter Verwendung eines derartigen Vorteilers empfangen werden soll, so liegt die vom Tiefpaßfilter 16 erhaltene Abstimmspannung zwischen den Punkten c und d in Fig. 4. Dann wird, wie bereits oben beschrieben wurde, die Klemmenspannung des Kondensators C 1 im Tiefpaßfilter 16 auf die Quellenspannung V _DD stabilisiert. Damit wird die Gate-Spannung des Transistors Tr 4 der Ausrastverhütungsschaltung 19 gleich der Quellenspannung V _DD. Der Transistor Tr 4 dient lediglich als Impedanzwandler und die gegebene Gate-Spannung als solche tritt an seiner Drain-Elektrode auf. Damit wird das Potential am Punkt A in Fig. 6 an einem Punkt in der Nähe der Quellenspannung V _DD gehalten. Dies hat zur Folge, daß das Potential am Punkt B der gerichteten Ladungs-/ Entladungs-Schaltung 192 zunimmt. Wenn die Spannung am Punkt B, das heißt die Emitterspannung des Transistors Tr 6 etwa 0,6 Volt größer wird als das Potential am Punkt D seiner Basiselektrode, so wird der Transistor Tr 6 leitend und die Spannung an seiner Kollektorelektrode, das heißt die Spannung am Punkt F nimmt einen Wert an, der näher bei der Spannung am Punkt B liegt. Damit nimmt die Spannung am Punkt H der Integrationsschaltung 194 allmählich zu, so daß die Diode D 3 auf Grund der zunehmenden Spannung am Punkt H leitend wird. Wenn die Diode D 3 leitend wird, nimmt über den Transistor Tr 8 und die Diode D 3 die Abstimmspannung zu, die an der Ausgangsleitung 163 des Tiefpaßfilters 16 von der Spannungsquelle + B von beispielsweise 15 Volt auftritt. Damit wird die von der Ausgangsleitung 163 dem Empfangsoszillator 4 (Fig. 1) oder dem veränderbaren Empfangsoszillator 108 (Fig. 2) zugeführte Abstimmspannung auf eine Spannung korrigiert, die (etwa 2 Volt) größer ist als die Spannung zwischen den Punkten c und d in Fig. 4. Wenn die Abstimmspannung so korrigiert wird, kommt der Vorteiler 9 aus dem Bereich des unkontrollierten Wanderns und wird damit in den Bereich des normalen Einrastens (zwischen den Punkten c und d in Fig. 4) verschoben, so daß danach ein gewünschter Kanal, wie etwa der Kanal Nr. 2, bei einem Nomalbetrieb des Phasenregelkreises eingestellt wird. So wird dann, wenn die Abstimmspannung einen Spannungswert aufweist, der dem zwischen den Punkten c und d in Fig. 4 entspricht, die Ausgangsfrequenz des Vorteilers 9 infolge eines unkontrollierten Wanderns erhöht. Wenn jedoch die Abstimmspannung erhöht wird und den Punkt c in Fig. 4 überschreitet, so wird das bis dahin auf Grund eines unkontrollierten Wanderns eingegebene Frequenzsignal nicht mehr dem Phasenvergleicher 12 zugeführt und es wird ein Signal mit einer Frequenz unterhalb der Frequenz des unkontrollierten Wanderns und mit einer Frequenz entsprechend dem Kanal Nr. 2 dem Phasenvergleicher 12 so zugeführt, daß die den Phasenvergleicher 12, die Ladungseinrichtung 15 und das Tiefpaßfilter 16 aufweisende Abstimmschleife so betätigt wird, daß die Abstimmspannung zunimmt, was zur Folge hat, daß schließlich eine normale, dem gewünschten Kanal, beispielsweise Kanal Nr. 2, entsprechende Spannung erreicht wird. Daher werden die beiden Transistoren 151 und 152 der Ladungseinrichtung 15 beide gesperrt, wodurch ein Abstimmungs-Einrastzustand (ein normaler Empfangszustand) hergestellt wird. Damit nimmt das Potential am Punkt A der Ausrastverhütungsschaltung 19 etwa die Hälfte der Quellenspannung V _DD wie im Falle des Kondensators C 1 des Tiefpaßfilters 16 an und auch die Spannungen an den Punkten B, F und H nehmen ab, während die Schaltdiode D 3 abgeschaltet wird, was zur Folge hat, daß ein Einfluß auf die an der Ausgangsleitung 163 auftretende Abstimmspannung beseitigt wird.
Aber selbst in dem Falle, in dem ein Abstimmungs-Ausrastzustand bei einer Spannung unterhalb der dem Punkt f in Fig. 4 entsprechenden Abstimmspannung auftreten kann, kann ein Ausrasten in gleicher Weise vermieden werden, wie es bereits oben beschrieben wurde. Damit kann selbst in diesem Fall die Schaltung auf eine dem gewünschten Kanal, beispielsweise Kanal Nr. 2, gewünschte Abstimmspannung (die Spannung am Punkt e in Fig. 4) eingerastet werden.
Es wird nun der Fall betrachtet, bei dem die Abstimmspannung den Punkt b in Fig. 4 bezüglich der Kennlinie des Vorteilers überschreitet, wodurch ein Abstimmungs- Ausrastzustand auftreten kann. In diesem Fall wird, wie bereits oben beschrieben wurde, die Klemmenspannung des Kondensators C 1 des Tiefpaßfilters 16 gleich 0 Volt und es wird damit die Spannung am Punkt A der Ausrastverhütungsschaltung 19 auf einem Wert in der Nähe von 0 Volt gehalten.
Damit nimmt die Spannung am Punkt C der Ladungs-/ Entladungs-Schaltung 193 auch ab. Wenn die Spannung am Punkt C, das heißt am Emitter des Transistors Tr 7 etwa 0,6 Volt kleiner wird als die Spannung am Punkt E seiner Basis, so wird der Transistor Tr 7 leitend. Damit nimmt die Spannung am Punkt G des Kollektors des Transistors Tr 7 auf einen Wert ab, der etwa gleich der Spannung am Punkt C ist. Die Spannung am Punkt I der Integrationsschaltung 195 nimmt daher allmählich ab und macht die Schaltdiode D 4 leitend. Damit nimmt die an der Ausgangsleitung 163 des Tiefpaßfilters 16 auftretende Abstimmspannung ab. Wenn die Abstimmspannung kleiner wird als die dem Punkt b in Fig. 5 entsprechende Spannung, so ist dies im normalen einrastbaren Bereich und der Phasenregelkreis arbeitet daher normal, wodurch ein normaler Empfangszustand hergestellt wird. Damit nimmt die an der Ausgangsleitung 163 des Tiefpaßfilters 16 auftretende Abstimmspannung ab. Damit werden die beiden Transistoren 151 und 152 der Ladungseinrichtung 15 beide gesperrt, so daß das Potential am Punkt A der Ausrastverhütungsschaltung 19 auf etwa die Hälfte der Quellenspannung V _DD stabilisiert wird. Damit nehmen die Spannungen an den Punkten C, G und I zu, wodurch die Diode D 4 gesperrt wird.
Fig. 7 zeigt ein Blockschaltbild, das skizzenartig eine weitere Ausführungsform der Erfindung darstellt. Diese Ausführungsform verwendet einen integrierten Schaltkreis des Models MC 14568, der eine Ausrastzustand-Detektionsschaltung 20 aufweist. Die integrierte Schaltung weist eine Ladungseinrichtung 15 mit umgekehrter Schaltungskonfiguration im Vergleich zur Schaltung nach Fig. 5 auf, so daß der Inverter 153&min; mit einem P-Kanal-MOS-Transistor 151&min; verbunden ist. Die Ladungseinrichtung 15 der Ausführungsform nach Fig. 7 ist so gestaltet, daß beide Transistoren 151&min; und 152&min; nichtleitend werden, wenn die Ausgänge U und D des Phasenvergleichers beide auf L-Pegel liegen. Die Ausrastzustand-Detektionsschaltung 20 weist ein NOR-Glied 201 auf, dessen Eingänge direkt mit den Ausgängen U und D des Phasenvergleichers 12 verbunden sind. Das NOR-Glied 201 liefert am Ausgang einen H-Pegel, wenn beide Ausgänge U und D L-Pegel aufweisen, das heißt die dem Phasenvergleicher 12 zugeführten Eingangssignale 10 a und 14 a die gleiche Phase aufweisen, und liefert am Ausgang einen L-Pegel während der Zeitdauer, in der die beiden Signale 10 a und 14 a eine Phasendifferenz dazwischen aufweisen. Der Ausgang des NOR-Glieds 201 ist über Inverter 202 und 203 mit der Ausgangsklemme 204 verbunden. Bei der herkömmlichen Verwendung des integrierten Schaltkreises MC 14568 wurde das von der Ausgangsklemme 204 der Schaltung 20 erhaltene Signal lediglich dazu verwendet, die Übertragung des Sende-Empfangs-Geräts zu unterbrechen, wenn ein Ausrastzustand des Phasenregelkreises im Sende- Empfangs-Gerät auftritt. Bei der Erfindung wird jedoch die an der Ausgangsleitung 163 des Tiefpaßfilters auftretende Abstimmspannung auf Grund des Spannungssignals von der Ausgangsklemme 204 korrigiert. Zu diesem Zweck wird ein zusätzlicher Schaltkreis, wie er durch die beiden gestrichelten Linien in Fig. 7 dargestellt ist, hinzugefügt. So weist die Ausführungsform nach Fig. 7 einen Integrationsschaltkreis 21 zur Integration der Spannung an der Ausgangsklemme 204 der Ausrastzustand-Detektionsschaltung 20 sowie einen Schaltkreis 22 zur Korrektur der Abstimmspannung an der Ausgangsleitung 163, entsprechend der Spannung der Integrationsschaltung, auf. Die in Fig. 7 dargestellten Schaltkreise 21 und 22 können beispielsweise die Schaltungskonfiguration der Integrationsschaltung 194 (oder 195) und des Transistors Tr 8 und der Diode D 3 (oder des Transistors Tr 9 und der Diode D 4) nach Fig. 6 aufweisen.
Mit der in Fig. 7 dargestellten Ausführungsform kann lediglich einer der beiden Ausrastzustände festgestellt werden, nämlich der Ausrastzustand, bei dem die Abstimmspannung kleiner ist als der Punkt c in Fig. 4, oder der Ausrastzustand, bei dem die Abstimmspannung größer ist als der Punkt b in Fig. 4. Bei der in Fig. 7 dargestellten Ausführungsform ist es daher erwünscht oder erforderlich, den Vorteiler 9 so zu gestalten, daß der Ausrastzustand im jeweils anderen Fall nicht auftritt, also wenn die Abstimmspannung kleiner ist als der Punkt c in Fig. 4 oder die Abstimmspannung größer ist als der Punkt b in Fig. 4.
Fig. 8 zeigt eine schematische Darstellung eines wesentlichen Teils einer weiteren Ausführungsform der Erfindung. Die Ausführungsform weist einen Schaltkreis 23 zum Feststellen eines Abstimmungs-Ausrastzustands auf. Der Schaltkreis 23 ist ebenso wie der in Fig. 7 in einem integrierten Halbleiterchip enthalten, das die Ladungseinrichtung 15 und dergleichen enthält. Die in Fig. 8 dargestellte Ausführungsform stellt jedoch sowohl den Ausrastzustand, bei dem die Abstimmspannung kleiner ist als der Punkt c in Fig. 4, als auch den Ausrastzustand fest, bei dem die Abstimmspannung größer ist als der Punkt b in Fig. 4. Zu diesem Zweck weist der Schaltkreis 23 ein Schaltkreispaar mit der gleichen Konstruktion auf, wobei die Ladungseinrichtung 15 und die Ausgangsklemmen 235 und 235&min; des Schaltkreispaares 23 mit den Integrationsschaltungen 24 und 25 verbunden sind. Diese Integrationsschaltkreise 24 und 25 sind außenseitig mit der integrierten Schaltung verbunden.
Wenn beispielsweise ein Abstimmungs-Ausrastzustand in Folge einer Abstimmspannung auftritt, die kleiner ist als die am Punkt c in Fig. 4, so ändert sich die Ausgangsspannung an der Ausgangsklemme B der Integrationsschaltung 24 von 0 Volt auf die Quellenspannung V _DD, während die Spannung an der Ausgangsklemme C der anderen Integrationsschaltung 25 auf der Quellenspannung V _DD gehalten wird. Wenn andererseits ein Abstimmungs-Ausrastzustand in Folge einer Abstimmspannung auftritt, die höher ist als die am Punkt b in Fig. 4, so wird die Ausgangsklemme B der Integrationsschaltung 24 auf 0 Volt gehalten, während die Ausgangsspannung an der Ausgangsklemme C der Integrationsschaltung 25 sich von der Quellenspannung V _DD auf 0 Volt ändert. Indem damit beispielsweise die Ausgangsklemmen B und C der Integrationsschaltkreise 24 und 25 mit den Schaltkreisen verbunden werden, die den Punkten B und C in Fig. 6 erfolgen, so kann der Abstimmungs-Ausrastzustand in der gleichen Weise, wie er bereits im Zusammenhang mit der Ausführungsform nach Fig. 6 beschrieben wurde, in wirkungsvoller Weise beendet werden.

Claims

1. Elektronische Schaltung für die Kanaleinstellung eines Doppelüberlagerungsempfängers mit einem Empfangsoszillator mit spannungsgesteuert veränderbarer Reaktanz, mit einem ersten Frequenzteiler zur Frequenzteilung der vom Empfangsoszillator abgegebenen Oszillatorfrequenz in einem vorgegebenen Frequenzteilerverhältnis, mit einem Kanalwähler und einem entsprechend dem gewählten Kanal programmierbaren zweiten Frequenzteiler, mit einem Bezugsfrequenzsignaloszillator, mit einem Vergleicher zum Vergleichen der Frequenzen des durch den zweiten Frequenzteiler frequenzgeteilten Signals und des Bezugsfrequenzsignals mit einer Abstimmspannungs-Erzeugungs-Schaltung, die entsprechend dem Ausgangssignal des Vergleichers eine Abstimmspannung erzeugt, die der veränderbaren Reaktanz zugeführt wird, wobei der Empfangsoszillator und der erste Frequenzteiler so beschaffen sind, daß sie über einen vorbestimmten Bereich der Abstimmspannung bzw. der Eingangsfrequenz stabil arbeiten, dadurch gekennzeichnet, daß sie eine Einrichtung (19, 20, 23) zur Detektion und Beseitigung des Ausrastzustands aufweist, die entsprechend dem Ausgangssignal des Vergleichers (12) mindestens die Abweichung des Empfangsoszillators (4) vom stabilen Betriebsbereich feststellt, wobei diese Einrichtung (19, 20, 23) Schaltelemente zur Korrektur der von der Abstimmspannungs-Erzeugungsschaltung (15, 16) zugeführten Abstimmspannung aufweist, durch die mindestens der Empfangsoszillator (4) oder der erste Frequenzteiler (9) in den stabilen Betriebsbereich gebracht wird.

2. Kanalwähleinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausrastzustand-Detektionseinrichtung aufweist:
einen ersten gerichteten Ladungs-/Entladungs-Schaltkreis (192), der dann aufgeladen wird, wenn die der Ausgangsspannung eines Glättungsschaltkreises (191) entsprechende Spannung sich in einer vorbestimmten Richtung ändert,
einen zweiten gerichteten Ladungs-/Entladungs-Schaltkreis (193), der dann aufgeladen wird, wenn die der Ausgangsspannung des Glättungsschaltkreises (191) entsprechende Spannung sich entgegengesetzt zur vorbestimmten Richtung ändert,
eine erste Spannungsveränderungseinrichtung (194, Tr 8, D 3), die entsprechend dem Ausgangssignal des ersten Ladungs-/ Entladungsschaltkreises (192) die von der Abstimmspannungserzeugungseinrichtung (15, 16) abgelieferte Abstimmspannung in zunehmender Richtung ändert, und
eine zweite Spannungsveränderungseinrichtung (195, Tr 9, D 4), die entsprechend der Ausgangsspannung des zweiten Ladungs-/ Entladungsschaltkreises (193 ) die von der Abstimmspannungserzeugungseinrichtung (15, 16) gelieferte Abstimmspannung in abnehmender Richtung ändert.

3. Kanalwähleinrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausrastzustands-Detektionseinrichtung weiterhin aufweist:
ein Schaltelement (R 11) mit hoher Impedanz, das mit dem Ausgang der Ladungseinrichtung (15) verbunden ist, eine Integrationsschaltung (191) zur Integration der von der Einrichtung mit hoher Impedanz (R 11) gelieferten Ausgangsspannung und ein Schaltungselement (Tr 5), das entsprechend der Ausgangsspannung der Integrationsschaltung (191) leitend bzw. gesperrt wird, wobei der erste Ladungs-/ Entladungs-Schaltkreis (192) bei leitender Schalteinrichtung und der zweite Ladungs-/Entladungs-Schaltkreis (193) bei gesperrter Schalteinrichtung aufgeladen wird.

4. Kanalwähleinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die erste (194, Tr 8, D 3) und zweite (195, Tr 9, D 4) Spannungsveränderungseinrichtung jeweils Schaltdioden (D 3, D 4) aufweisen, die jeweils entsprechend der Ausgangsspannung des entsprechenden Ladungs-/Entladungs-Schaltkreises (192, 193) leitend gemacht werden, um die Abstimmspannung zu erhöhen oder zu vermindern.

5. Kanalwähleinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausrastzustand-Detektionseinrichtung eine Summierschaltung (20) zum Empfang der Ausgangssignale des Phasenvergleichers (12) und die Abstimmspannungskorrektureinrichtung eine Integrationsschaltung (21) zur Integration der Ausgangsspannung der Summierschaltung (20) sowie eine Spannungsveränderungseinrichtung (22) aufweist, die entsprechend der Ausgangsspannung der Integrationsschaltung (21) die von der Abstimmspannungserzeugungseinrichtung (15, 16) gelieferte Abstimmspannung erhöht bzw. vermindert.

6. Kanalwähleinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausrastzustands-Detektionseinrichtung aufweist:
mit dem Ausgang des Phasenvergleichers (12) verbundene erste und zweite Ladungseinrichtungen (231-234; 231&min;-234&min; ), eine erste Integrationsschaltung (24) zur Integration des Ausgangssignals der ersten Ladungseinrichtung (231-234) und eine zweite Integrationsschaltung ( 25) zur Integration des Ausgangssignals der zweiten Ladungseinrichtung (231&min;-235&min;), wobei die Abstimmspannungs-Korrektureinrichtung entsprechend der Ausgangsspannung der ersten Integrationsschaltung (24) die Abstimmspannung erhöht bzw. entsprechend der Ausgangsspannung der zweiten Integrationsschaltung (25) die Abstimmspannung vermindert.