DE3318536A1

DE3318536A1 - Durchstimmbare schaltungsanordnung

Info

Publication number: DE3318536A1
Application number: DE3318536A
Authority: DE
Inventors: David John Indianapolis Ind. Carlson; Jeffrey Guy Lea
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1982-05-24
Filing date: 1983-05-20
Publication date: 1983-11-24
Also published as: CA1204175A; US4494081A; GB2120886A; KR910002979B1; IT8321144A0; GB2120886B; HK59791A; DE3318536C2; IT1171675B; JPH0412642B2; FR2527406B1; GB8312303D0; FR2527406A1; IT8321144A1; JPS58222601A; KR840004989A

Description

RCA 77 634 Ks/Ri

U.S. Serial No: 381,755

Filed: May 24, 1982

RGA Corporation New York, N.T., V.St.v.A.

Durchstimmbare Schaltungsanordnung

Die Erfindung bezieht sich allgemein auf Oszillatoren und betrifft insbesondere einen durchstimrnbaren Oszillator.

In der Abstimmeinrichtung eines Fernsehempfängers wird eine hochfrequente Trägerschwingung (HF-Träger), die einem gewünschten Fernsehkanal entspricht, mit einem Signal aus einem lokalen Oszillator überlagert, um ein Signal mit einer vorbestimmten Zwischenfrequenz (ZF) zu erzeugen.

Damit HF-Träger eines weiten Frequenzbereichs durch Über-■··■· lagerung auf die vorbestimmte Zwischenfrequenz umgesetzt werden können, wird die Frequenz des lokalen Überlagerungsoszillators abhängig von einer Abstimmspannung variiert, die entsprechend dem gewählten Kanal erzeugt wird.

Es ist eine Justierung der niedrigsten und der höchsten Frequenz des vom überlagerungsoszillator abzugebenden Signals, notwendig, um sicherzustellen, daß HF-Träger einer Minimal- und einer Maximalfrequenz auf die vorbestimmte Zwischenfrequenz umgesetzt werden können. Eine Durchfüh-

rung dieser Justierungen bei hohen Frequenzen mit Hilfe mechanisch verstellbarer reaktiver Elemente (Induktivitäten und Kapazitäten) ist schwierig, weil die Nähe eines Justierwerkzeuges oder der Hand einer die Justierung durchführenden Person am Überlagerungsoszillator dessen Frequenz ändern kann. Dieses Problem ist besonders kritisch bei einem mit Doppelüberlagerung arbeitenden Fernseh-Abstimmsystem, d.h. einem System, worin zwei Frequenzumsetzungen stattfinden. So muß beispielsweise in einem Doppelüberlagerungs-Tuner, bei welches die erste Umsetzung auf ein ZF-Signal von 4-15,75 MHz führt, die Frequenz des Überlagerungsoszillators für das UHF-Band (4-70 bis 890 MHz) zwischen 887 MHz und 1301 MHz veränderbar sein.

Das erwähnte Justierungsproblem kann wesentlich vereinfacht werden, wenn man die Möglichkeit hat, mindestens einige der mechanisch abzustimmenden Induktivitäten und

- . Kapazitäten zum Justieren der verwendeten Schwingkreise des Oszillators fortzulassen. Die Aufgabe der Erfindung besteht in der Schaffung einer solchen Möglichkeit. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im Patentanspruch 1 beschriebene Anordnung gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den UnteranSprüchen gekennzeichnet.

Die erfindungsgemäße Anordnung enthält eine Induktivität

.;£f sowie ein erstes und ein zweites Element veränderbarer Kapazität, die in einem Schwingkreis liegen. An jedes der beiden Kapazitätselemente wird in gleichem Sinne eine Steuerspannung gelegt, und eine Anordnung bewirkt, daß sich die an die beiden Kapazitätselemente gelegten Steuerspannungen um ein vorbestimmtes Maß voneinander unterscheiden.

Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen anhand von Zeichnungen näher erläutert.

Pig. 1 zeigt das Schaltbild einer erfindungsgemäß ausgelegten Oszillatorschaltung;

Fig. 2 ist eine graphische Darstellung zur Veranschaulichung der Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 1;

Figuren 3 und 4· zeigen Modifikationen der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform.

Die in Fig. 1 dargestellte Anordnung bildet einen durchstimmbaren UHF-Überlagerungsoszillator, der aus einem Verstärker 20 und einer Resonanzschaltung 10 besteht. Der Verstärker 20 enthält einen npn-Bipolartransistor T1, der ν an seinem Kollektor über einen Widerstand R7 eine positive Betriebsspannung von einer Versorgungsspannungskleinine +V "'empfängt. Der !Transistor T1 ist als Verstärker vorgespannt, und zwar mittels eines zwei Widerstände R4 und R5 enthaltenden Spannungsteilers, der einen Teil der Kollektorspsnnung an die Basis des Transistors legt. Der Emitter des Transistors T1 ist über die Parallelschaltung eines Widerstandes R6 und eines Kondensators C5 mit Masse G verbunden. Ein weiterer Kondensator C6 liegt zwischen dem Kollektor des Transistors T1 und Masse G.

Der Transistor T1 ist in seinen aktiven Betriebsbereich vorgespannt, wo er eine Verstärkung bringt, die wesentlich größer.„als 1 ist. Verschiedene Reaktanzen bewirken eine positive Rückkopplung (Mitkopplung) im Verstärker 20, so daß der Verstärker instabil ist und über ein Band von Frequenzen oszillieren kann. Diese Reaktanzen sind die Blindwiderstände der Kondensatoren C5 und C6, der Blindwiderstand der internen Kapazität zwischen Kollektor und Basis des Transistors T1 und der Blindwiderstand einer (weiter unten beschriebenen) Schaltung, die zwischen dem Anschluß 12 und Masse G liegt. Die Werte dieser Reaktanzen sind so gewählt, daß der Verstärker 20 am Anschluß 12 eine negative Impedanz über einen Frequenzbereich zeigt, der breiter

ist als der z.B. von 887 MHz bis 1301 MHz reichende Frequenzbereich, den ein UHF-Überlagerungsoszillator in einem mit Doppelüberlagerung arbeitenden Fernseh-Abstiminsystem haben muß, dessen erste Zwischenfrequenz z.B. 4-15,75 MHz beträgt.

Die jeweilige Frequenz der Schwingung des Verstärkers 20 wird durch die zwischen dem Anschluß 12 und Masse G liegende Resonanzschaltung 10 bestimmt. Die Resonanzschaltung 10 enthält eine Serienschaltung aus"einer Induktivität 11 und einer Kapazität, welche gebildet ist durch veränderbare Kapazitätsdioden CD1 und CD2 und einen Kondensator C1. Die Serienresonanzfrequenz der Schaltung 10 bestimmt die Freauenz,mit welcher der Verstärker 20 schwingt. Das Ausgangssignal des so gebildeten Überlagerungsoszillators wird von einer Anzapfung der Induktivität 11 über einen Kondensator C3 auf eine Ausgangsklemme VO gekoppelt.

Die Schwingfrequenz des in Fig. 1 dargestellten Oszillators wird durch eine positive Abstimmspannung VT gesteuert, die über einen Widerstand R1 an die Kathoden der Kapazitätsdioden CD1 und GD2 am Verbindungspunkt 14 gelegt wird. Da die Anode der Diode CD1 über die Induktivität L1 mit Masse G gekoppelt ist und die Anode der Diode CD2 über Widerstände R3 und R2 mit Masse G verbunden ist, wird.die Abstimmspannung VT in gleichem Sinn an die beiden Dioden -"CD1 und CD2 gelegt. Das heißt, eine Erhöhung.der Abstimmspannung VT bewirkt, daß die Spannungen zwischen Kathode und Anode jeder der Dioden 0D1 und CD2 beide höher werden, und umgekehrt.

Für die nachfolgende Beschreibung sei angenommen, daß der Schleifer des mit dem Widerstand R2 gebildeten Potentiometers an demjenigen Ende steht, das dem Massepotential G am nächsten ist, so daß das Ruhepotential an der Anode der Kapazitätsdiode .CD2 im wesentlichen gleich dem Massepotential G ist. In diesem Zustand wird an beide Dioden

CD1 und GD2 im wesentlichen die gleiche Spannung gelegt, nämlich VT. Wenn die Abstimmspannung VT auf ihren Minimalwert reduziert ist, dann hat die angelegte Spannung an jeder der Dioden CD1 und CD2 jeweils ihren Minimalwert, so daß die Dioden maximale Kapazität haben und der Resonanzkreis 10 auf seine niedrigste Resonanzfrequenz abgestimmt ist. In diesem Zustand schwingt der Verstärker 20 mit seiner Minimalfrequenz· Wenn andererseits die Abstimmspannung VT auf ihren Maximalwert erhöht wird, dann ha- ■ ben die Dioden CD1 und CD2 Jeweils maximale angelegte Spannung und somit minimale Kapazität, so daß-der Resonanzkreis 10 auf seine höchste Frequenz abgestimmt ist. In diesem Zustand schwingt der Verstärker 20 mit seiner Maximalfrequenz.

Für die vorstehend beschriebenen Bedingungen schwingt der . -.Oszillator nach Fig. 1 mit einer Frequenz in einem Band von Frequenzen, die zur Abstimmspannung VT in einer Beziehung stehen, wie es die ausgezogene Kurve 100 in Fig. aufzeigt.

Damit der tatsächliche Bereich der Schwingfrequenz des Verstärkers 20 mindestens den erforderlichen Bereich von beispielsweise 887 MHz bis 1301 MHz umfaßt, ist es notwendig, die Werte der Induktivitäten oder Kapazitäten in der Schaltung zu justieren bzw. zu "trimmen". Bei den erwähnten hohen Frequenzen bewirkt jedoch das Vorhandensein einer menschlichen Hand oder eines Justierwerkzeuges in dS5*"Nähe ^!der Schaltung, daß sich die Schwingfrequenz der Schaltung ändert, wodurch die Justierung schwierig

^O wird.

Dieses Problem ist wesentlich vermindert, wenn die höchste Schwingfrequenz elektronisch justiert wird. Dies wird in bequemer Weise erreicht, indem man dafür sorgt, daß sich die an die Diode CD2 gelegte Spannung um ein vorbestimmtes Maß von der an die Diode 0D1 gelegten Spannung unterscheidet. Zu diesem Zweck wird für die Justierung der oberen

Frequenz ein vorbestimmter Teil der Abstimmspannung VT über den Widerstand R3 und die Verbindung 16 an die Anode der Kapazitätsdiode CD2 gelegt, während im wesentlichen die gesamte Abstimmspannung VT an die Kathoden der Dioden CD1 und CD2 gelegt wird.

Wenn der Schleifer des Potentiometers R2 in einer Richtung vom Massepotential G weg verschoben wird, dann wird der an die Anode der Kapazitätsdiode CD2 gelegte Teil der Abstimmspannung VT größer. Somit wird die Spannung zwischen Anode und Kathode der Diode CD2 niedriger, weil der zur Verbindung 16 (Anode von CD2) gelangende Anteil der Abstimmspannung VT an der Verbindung 14 (Kathode von CD2) vom Wert VT subtrahiert wird. Diese Verminderung der Anoden-Kathoden-Spannung der Diode CD2 bewirkt eine Erhöhung der Kapazität dieser Diode, so daß die sich bei einem gegebenen Wert von VT ergebende Schwingfrequenz des Verstärkers 20 niedriger ist. Diese Erniedrigung ist am ausgeprägtesten bei hohen Frequenzen und mit der gestrichelten Kurve 110 in Fig. 2 veranschaulicht. Da der Einfluß der Einstellung des Potentiometers R2 auf die Frequenz bei niedrigen Frequenzen weniger stark ist, kann die Justierung an diesem Punkt dadurch erfolgen, daß man den Wert der Induktivität L1 (durch mechanische Mittel) verstellt oder die Spannung an der Diode CD2 elektronisch

weitermodifiziert, wie es weiter unten in Verbindung mit -F^Fig. 3 erläutert wird. Ein Ableitkondensator 02 hat bei den Oszillatorfrequenzen eine niedrige Impedanz, um zu verhindern, daß die an der Verbindung 12 erscheinenden Oszillatorsignale über die Widerstände R3 und R2 geleitet werden und den Betrag der Abstimmspannung VT beeinflussen.

Es sei erwähnt, daß die SerienanOrdnung der Kapazitätsdioden GD1 und CD2 in der Schaltung 10 dazu dient, das Ausmaß zu reduzieren, in welchem das Oszillatorsignal die effektive Kapazität dieser Dioden ändert. Da die Elemente CD1 und CD2 für das zwischen dem Anschluß 12 und

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COPY

-ΙΟΙ Masse G vorhandene Oszillatorsignal in Serie geschaltet sind, empfängt jedes dieser Elemente etwa die Hälfte der Amplitude des Oszillatorsignals. Infolgedessen ist die Kapazitätsänderung, die jedes dieser Elemente aufgrund des 5 Oszillatorsignals erfährt, nur etwa halb so groß wie es sonst der Fall wäre. Außerdem ist wegen der Hintereinanderschaltung der Dioden CD1 und CD2 die kombinierte Kapazität dieser Elemente nur etwa halb so groß wie der Kapazitätswert jeder einzelnen Diode, wodurch der Einfluß der Amplitude des Oszillatorsignals auf die Kapazität weiter vermindert wird. Dieser Vorteil ist besonders günstig bei der Oszillatoranordnung nach Fig. 1, die am Anschluß 12 das Oszillatorsignal mit einer Amplitude von etwa 5 bis 10 Volt erzeugt, wenn die Betriebsspannung an der Klemme +V etwa 18 Volt beträgt und die einzelnen Bauelemente -;gemäß den Eintragungen in Fig. 1 dimensioniert sind. Die Dioden CD1 und CD2 sind im dargestellten Beispiel Varaktordioden des Siemens-Typs BB-105, und der Transistor T1 ist ein Element mit der Typenbezeichnung 2SG 2026 der Firma NEC (Japan).

Die Fig. 3 zeigt eine Abwandlung des in Fig. 1 dargestellten Oszillators mit einer Anordnung zum Justieren der Schwingfrequenz nahe dem niedrigfrequenten Ende des Durchstimmbereichs. Die Resonanzschaltung 10 und der Verstärker 20 können in der gleichen Weise aufgebaut und miteinander verbunden sein, wie es in Fig. 1 dargestellt-ist. Die J-estieruhg der unteren Frequenz erfolgt dadurch, daß ■ dafür gesorgt wird, daß sich die an die Diode CD2 geleg-

jO te Spannung um ein vorbestimmtes festes Maß von der an die Diode GD1 gelegten Spannung unterscheidet. Ein Potentiometer R8 legt einen vorbestimmten Teil der Betriebsspannung +V, die von der Abstimmspannung VT nicht beeinflußt ist, über einen Widerstand R9 an die Resonanzschaltung 10, und zwar an der Verbindung 16. Die Spannung +V ist zweckmäßigerweise dieselbe Betriebsspannung, die auch dem Verstärker 20 angelegt wird. Der an die Verbindung 16 geleg-

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te, im wesentlichen feste Teil der Spannung +V kann irgendeinen beliebigen Betrag haben, der den Mindestbetrag der Abstimmspannung VT nicht um mehr als den Durchlaßspannungsabfall der Kapazitätsdiode CD2 übersteigt. Die an die Anode der Diode CD2 über das Potentiometer R1 und den Widerstand R9 gelegte Spannung subtrahiert sich von der an die Kathode dieser Diode gelegten Abstimmspannung VT. Damit hat .sie einen stärkeren Einfluß bei niedrigen Vierten von VT, die dem unteren Ende des Frequenzbereichs des Oszillators entsprechen. Diese Justiercharakteristik ist durch die lang-kurzgestrichelte Kurve 120 in-Fig. 2 für die Bedingung dargestellt, daß der Schleifer des Potentiometers R2 im wesentlichen auf Massepotential G steht.

Es ist zu bemerken, daß bei der erfindungsgemäßen Anordnung der Bedarf für mechanisch justierbare reaktive Bauteile wie z.B. Induktivitäten oder Kapazitäten beträchtlich reduziert ist. Dieser Vorteil ist besonders von Bedeutung bei einem UHF-überlagerungsoszillator, da zufriedenstellende mechanisch justierbare reaktive Elemente, wenn sie überhaupt zur Verfugung stehen, recht teuer sind. Die Potentiometer hingegen, die bei der hier beschriebenen Anordnung verwendet werden, brauchen keine speziellen Hochfrequenzeigenschaften zu haben und sind billig. Außerdem können die Potentiometer relativ weit entfernt von der Os„zillatorschaltung selbst angeordnet sein, wodurch es .■'"weit weniger wahrscheinlich ist, daß das Vorhandensein eines Justierwerkzeuges oder der Hand einer die Justierung durchführenden Person einen merklichen Einfluß auf die Fre-

JO quenz der Oszillatorschaltung hat.

Die Fig. 4- zeigt eine Ausführungsform der Induktivität L1 und des Kondensators 03, bei welcher gedruckte Leiter auf einem Substrat verwendet werden und die sich als zufriedenstellend für den Fall erwiesen hat, daß die Frequenz des Oszillators nach Fig. 1 über den Bereich von MHz bis 1301 MHz veränderbar sein soll. Die Induktivität

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L1¹ nach Fig. 4 ist gebildet durch einen Bereich des gedruckten Leiters, der ähnlich der Gestalt des Buchstabens "Z" verläuft und ungefähre Abmessungen (in Millimetern) hat, wie es die in Fig. 4- eingetragenen Zahlen angeben. Me Masse G besteht aus einem relativ großen Bereich des gedruckten Leiters, der mit G¹ bezeichnet ist. Die Kapazität C3' ist gebildet durch einen Spalt im gedruckten Leiter, der als die Anzapfung dient, über welche die Induktivität L1¹ mit der Ausgangsklemme VO gekoppelt ist.

Eine Justierung des Induktivitätswerts von L1¹ erfolgt mittels einer Messingschraube BS. Die Schraube BS ist in einen Einsatz gedreht, der sich im Substrat der gedruckten Schaltung in demjenigen Bereich befindet, der durch eine Innenecke der ⁿZ^w-Form der Induktivität L1' gebildet ist. Die Schraube BS hat einen Kopf, dessen Durchmesser so groß ist, daß er über den erwähnten Bereich absteht. Die Nähe des Kopfs der Schraube BS beeinflußt den Induktivitätswert von L1', ohne eine galvanische Verbindung zum L1'-Bereich des gedruckten Leiters zu haben.

Neben den beschriebenen Ausführungsformen sind auch andere Ausgestaltungen der Erfindung möglich. So kann es beispielsweise ausreichen, nur das Potentiometer R8 zu verwenden, um einen vorbestimmten Teil der Spannung +V an eine der Kapazitätsdioden CD1 und CD2 zu legen. Auch führt es zu zufriedenstellenden Ergebnissen, wenn man einen Teil der Spannung VT an eine der Dioden CD1 und CD2 und einen Teil der Spannung +V an die andere dieser Dioden legt.

Die erfindungsgemäße Anordnung kann auch bei einer anderen Einrichtung als einem Oszillator Verwendung finden, z.B. bei einem abgestimmten Filter oder einem Resonanzverstärker, wo eine abhängig von einer Steuerspannung abstimmbare Resonanzschaltung erforderlich ist. Die Anordnung kann ferner auch in anderen Oszillatoren als dem hier beschriebenen speziellen Oszillator verwendet werden, z.B. in den

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Λ Resonanzschaltungen eines Golpitts- oder eines Hartley-Oszillators· Schließlich ist auch eine Verwendung in einer Parallelresonanzschaltung möglich, worin die hintereinandergeschalteten Kapazitätsdioden CD1 und GD2 parallel zu einer Induktivität angeordnet sind.

Leerseite

Claims

Patentansprüche

Schaltungsanordnung mit folgenden Teilen: einer Quelle für elektrische Signale und einer Quelle für eine Steuerspannung; einer Resonanzschaltung, die eine Induktivität enthält und eine erste und eine zweite veränderbare Kapazitätseinrichtung enthält, deren ο ede eine erste und eine zweite Elektrode mit einer dazwischen wirksamen Kapazität hat, deren Wert von einer an die betreffende Kapazitätseinrichtung angelegten Steuerspannung abhängt; einer Koppeleinrichtung zum Koppeln der Quelle elektrischer Signale mit der Resonanzschaltung; einer Einrichtung zum Anlegen der Steuerspannung an die erste und die zweite KapazitätseinrichtuDg in jeweils gleichem Sinne, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (R2, R3, 16; R2, R3, R8, R9), welche dafür sorgt, daß sich die an die erste Kapazi-

tätseinrichtung (CDI) gelegte Spannung um ein vorbestimmtes Maß von der an die zweite Kapazitätseinrichtung (0D2) gelegten Spannung unterscheidet.

2· Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, worin die Quelle elektrischer Signale eine Verstärkungseinrichtung enthält, die mit einer Mitkopplungsstrecke versehen ist, um die Verstärkungseinrichtung schwingend zu machen, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonanzschaltung (10) die Schwingfrequenz der Verstärkungseinrichtung (T1, R4·, R5) bestimmt und daß die Steuerspannung (VT) ein Frequenzsteuersignal ist und daß die Einrichtung, welche für den Unterschied zwischen den an die Kapazitatseinrichtungen (CD1, CD2) gelegten Spannungen sorgt, eine Frequenz-Justiereinrichtung (R8, R9, L1) enthält, um an die ersten Kapazitätseinrichtung (CDI) eine erste, im wesentlichen feste Spannung und an die zweite Kapazitätseinrichtung (CD2) eine zweite, im wesentlichen feste Spannung zu legen, und daß die beiden festen Spannungen unterschiedliche Beträge haben, die im wesentlichen unbeeinflußt durch den Wert des Steuersignals sind.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Kapazitätseinrichtung (CD1, CD2) in Reihe hintereinandergeschaltet sind, wobei ihre ersten Elektroden miteinander verbunden sind, und daß die Steuerspannung von der anlegenden Einrichtung (R1, R2, R3; R1, R2, R3, R8, R9) an den Verbindungspunkt (14) der ersten Elektroden gelegt wird.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (R2, R3, 16; R2, R3, R8, R9), welche für den Unterschied zwischen den an die Kapazitätseinrichtungen (CD1, CD2) gelegten Spannungen sorgt, mit der anlegenden Einrichtung (R1, R2, R3; R1, R2, R3, R8, R9) zusammenwirkt, um einen vorbestimmten

Teil der Steuerspannung an die erste Kapazitätseinrichtung (CDi) zu legen.

5- SchaltuBgsanordnung nach Anspruch 4-, dadurch gekennzeichnet, daß der vorbestimmte Teil der Steuerspannung an die zweite Elektrode (16) der ersten Kapazitätseinrichtung (CDi) gelegt wird.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch Λ oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (R2, R3, 16; R2, R3, R8, R9), die für den Unterschied zwischen den gelegten Spannungen sorgt, an die erste Kapazitätseinrichtung (CDI) zusätzlich zur Steuerspannung eine weitere Spannung legt, deren Wert im wesentlichen unbeeinflußt durch die Steuerspannung ist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die weitere Spannung an die zweite Elektrode (16) der ersten Kapazitatsexnrichtung (CDI) gelegt wird.