DE19828622A1

DE19828622A1 - Breitbandoszillator mit automatischer Vorspannungssteuerung

Info

Publication number: DE19828622A1
Application number: DE19828622A
Authority: DE
Inventors: Jun Thomas M Higgins
Original assignee: Hewlett Packard Co
Current assignee: Agilent Technologies Inc
Priority date: 1997-09-30
Filing date: 1998-06-26
Publication date: 1999-04-22
Anticipated expiration: 2018-06-27
Also published as: DE19828622B4; JPH11163631A; US5834983A; GB2329982A; GB2329982B; GB9819498D0

Description

Diese Erfindung bezieht sich auf den Entwurf eines span nungsgesteuerten Hochfrequenz-Breitbandoszillators (VCO; VCO = Voltage Controlled Oscillator) wie er zur Verwendung in Kommunikationsanwendungen vorgesehen sind, bei denen ein gutes Verhalten erforderlich ist.

So kann beispielsweise ein sehr niedriges Phasenrauschen erwünscht sein, oder eine exzellente Flachheit für die Leistungsausgabe als Funktion der Frequenzänderung oder es könnte auch erforderlich sein, daß keine Leistungskompres sion vorhanden ist. Diese und weitere Verhaltenscharakteri stika werden oft wesentlich durch die Vorspannungsbedingun gen beeinflußt, unter denen der Oszillator arbeitet. Opti male Vorspannungsbedingungen variieren allgemein sehr stark als Funktion der Temperatur, der Bauelementecharakteristika und der Betriebsfrequenz. Dies kann den Entwurf eines sol chen VCO sehr schwierig machen.

Es sei beispielsweise ein VCO betrachtet, der über eine Oktave abstimmbar ist (der z. B. im Bereich von 1,5 GHz bis 3,0 GHz arbeitet), mit guter Ausgangsleistung und überlege nem Phasenrauschen. Obwohl manchmal FETs verwendet werden, sind die heutigen VCOs für diesen Betriebstyp allgemein Oszillatoren mit bipolaren Halbleitern mit "negativem Widerstand", die durch ein Resonanzelement am Emitter abgestimmt werden. Wie es oben erwähnt wurde, benötigen solche Oszillatoren spezielle Betrachtungen. Siehe bei spielsweise das U.S. Patent 5,097,228, das an Barton L. McJunkin am 17. März 1992 erteilt wurde. Optimale Vor spannungsbedingungen für bipolare Oszillatoren mit negativem Widerstand variieren sehr stark mit der Frequenz und Tempe ratur sowie mit Bauelementeparametern für den einzelnen Oszillatortransistor. Es ist oft schwierig, einen festen Vorspannungspunkt auszuwählen, der einen Betrieb über eine Oktave mit ausreichenden Reservespannen erlauben wird, und der zusätzlich einen optimalen Betrieb liefert. Somit war bisher eine bestimmte Art einer (schwierigen) Vorspan nungsnachführungsanordnung notwendig.

Die Technik von McJunkin für die Vorspannungsnachführung besteht darin, die Kollektorvorspannung als Funktion der Temperatur zu variieren, oder die Kollektorvorspannung als Funktion sowohl der Temperatur als auch der Abstimmspannung zu variieren. Es wurde eine Funktion gefunden, die an die Parameter des Oszillatorbauelements (einschließlich des Resonators) abgestimmt ist. Hier liegt eine Schwierigkeit. In einer Herstellungssituation variieren die Parameter der Teile über der Zeit, und sie sind immer noch in den Grenzen, die durch den Hersteller gesetzt sind. Diese Variationen können genug sein, um es erforderlich zu machen, daß andere Funktionen in die Nachführungsschaltung eingeführt werden. Dies ist unerwünscht, da es Ingenieursleistung und Testzeit während der Herstellung benötigt und auch den Reparierprozeß kompliziert macht.

Es wird im allgemeinen wünschenswert sein, wenn für breit bandige Hochfrequenzoszillatoren ein Weg bestehen würde, eine kritische Vorspannungsbedingung, die einen wichtigen Betriebsparameter beeinflußt, auf einem Wert zu halten, der diesen wichtigen Betriebsparameter optimiert. Insbesondere wird es weiter wünschenswert sein, wenn eine Art und Weise bestehen würde, für bipolare Oszillatoren mit negativem Widerstand die Empfindlichkeit der Vorspannungsnachführungs schaltungen auf Variationen der Bauelementeparameter zu be seitigen, während doch die Vorteile beibehalten werden, die die Technik von McJunkin liefert.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen zuverlässigen und breitbandig abstimmbaren Oszillator zu schaffen.

Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren zum Betreiben eines elektronisch abstimmbaren Oszillators gemäß Anspruch 1, durch einen breitbandigen abstimmbaren Oszillator gemäß Anspruch 3, durch einen bipolaren Oszillator mit negativem Widerstand gemäß Anspruch 7 und durch einen Oszillator mit negativem Widerstand gemäß Anspruch 12 gelöst.

Eine allgemeine Lösung für das Problem des Optimierens des Verhaltens eines breitbandigen Oszillators mit variabler Frequenz liegt im Identifizieren eines Verhaltensparameters, der, wenn er optimiert ist, auch die anderen im wesentlichen optimiert, und dann im Entwickeln eines Anzeigersignals für diesen einen Parameter und im Aufnehmen dieses Signals in einer Rückkopplungsschleife, um das Anzeigersignal auf einem konstanten Wert zu halten. Die Anwendbarkeit dieser Technik wird davon abhängen, ob ein spezieller Wert für das Anzei gersignal vorhanden ist, immer wenn der zugeordnete Parame ter optimal ist. In vielen Fällen wird zu sehen sein, daß der optimale Parameterwert auftritt, wenn der Oszillator gerade unter einem Maximalpegel betrieben wird, wo eine bestimmte Form einer unerwünschten Nichtlinearität oder einer anderen Verzerrung gerade damit beginnt, in der Oszil latorsignalform aufzutreten.

Eine spezifische Lösung für das Problem des Optimierens des Verhaltens eines VCO mit negativem Widerstand, der über eine Oktave abstimmbar ist, und dessen Resonator in Serie zu dem Emitter liegt, besteht darin, zu erkennen, daß ein Betrieb gerade vor dem Emitter-Cutoff eine exzellente Auswahl zum Minimieren des Phasenrauschens ist und für alle anderen Kombinationen von Parametern eine gute Auswahl zum "optima len" Betrieb ist. Dieser Betrieb erzeugt ferner eine nahezu maximale Leistung. Wenn der VCO einen festen Kollektorvor spannungsstrom hat, dann resultiert der Betrieb gerade vor dem Emitter-Cutoff in einem konstanten HF-Kollektorstrom. Wenn der Oszillator ferner mit einer festen Last, z. B. 50 Ohm, arbeitet, dann sind ebenfalls die Ausgangsleistung und die Ausgangsspannung über der Last konstant. Anschließend ist zu erkennen, daß, wenn die Kollektorvorspannung gesteu ert wird, um die HF-Ausgangsspannung konstant zu halten, der VCO bei einem optimalen Betriebspunkt trotz Variationen in der Abstimmspannung bleiben wird. Ferner wird bei einer weiteren Betrachtung zu sehen sein, daß Variationen der Bauelementeparameter und Temperaturschwankungen ebenfalls gesteuert sind, da diese andernfalls eine Bewegung weg vom Betrieb gerade vor dem Emitter-Cutoff erzeugen würden (d. h. Änderungen im HF-Kollektorstrom und daher in der Ausgangs spannung über der konstanten Last, da der Kollektorvorspan nungsstrom fest ist).

Demgemäß wird der Oszillator auf einem festen Kollektorvor spannungsstrom betrieben, wobei ein HF-Detektor als zweck mäßige Art und Weise verwendet wird, den HF-Strom zu messen, bei dem der Oszillator arbeitet, indem die Amplitude der Ausgangs-HF-Spannung des Oszillators über einer konstanten Last erfaßt wird. Ein Integrationsfehlerverstärker, der auf einen erwünschten Detektorausgangspegel bezogen ist, spricht auf den tatsächlichen Detektorausgangspegel an, um die Kol lektorvorspannungsspannung für den Oszillator zu steuern, und um das Ausgangssignal des Oszillators bei einer festen Amplitude zu halten. Da der Kollektorvorspannungsstrom oder Kollektor-"Bias"-Strom fest ist, hält dies den Betriebspunkt in einer festen Relation bezüglich des Emitter-Cutoff. Diese Beziehung wird durch anfängliche Auswahl des konstanten Kollektor-Bias-Stroms und der Referenzspannung, die von dem Integrationsfehlerverstärker verwendet wird, ausgewählt, um "gerade darunter" zu sein.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend bezugnehmend auf die beiliegenden Zeich nungen detailliert erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 einen Graph der Betriebsregion eines tatsächlichen VCO mit negativem Widerstand, der über den Bereich von 1,5 GHz bis 3,0 GHz abstimmbar ist, bei dem die vorliegende Erfindung angewendet worden ist;

Fig. 2 einen etwas vereinfachten tatsächlichen Schaltplan für den VCO von Fig. 1;

Fig. 3 ein Beispiel für Kollektorsättigungskurven, die nützlich sind, um die Beziehung zwischen dem Oszil latorbetriebspunkt, dem Emitter-Cutoff und dem Pha senrauschen zu sehen; und

Fig. 4A und 4B teilschematische Darstellungen einer Os zillatorstromerfassungstechnik, die als Alternative für die Spannungserfassungstechnik von Fig. 2 ver wendbar ist.

In Fig. 1 ist ein Graph 1 der Betriebsregion 8 eines tat sächlichen VCO mit negativem Widerstand gezeigt, der über einen Nennbereich von zumindest 1,5 GHz bis 3,0 GHz (1,2 GHz bis 3,3 GHz ist typisch) abstimmbar ist. Die Abszisse 7 ist die Abstimmspannung, die von 0 bis 25 Volt reicht. Gemäß der gestrichelten Linie 5 arbeitet der VCO bei einer Abstimm spannung von 3 Volt bei 1,5 GHz und bei einer Abstimmspan nung von etwa 20 Volt (die gestrichelte Linie 4) bei 3,0 GHz. Aufgrund des Wesens der Oszillatorschaltung ist jedoch das reine Einstellen der Abstimmspannung auf einen Wert innerhalb der gestrichelten Linien 4 und 5 nicht genug, um sicherzustellen, daß die Oszillatorschaltung tatsächlich oszilliert. Gemäß dem Graphen 1 existiert für jeden Wert der Abstimmspannung (7) ein Bereich der Kollektorvorspannungs spannung oder Kollektor-Bias-Spannung (6), der die Oszilla tion unterstützen wird. Dieser Bereich ist durch die Form der Betriebsregion 8 begrenzt, wie es in der Figur gezeigt ist. Insbesondere sei auf die P_max-Linie 2 und die -10dB- Linie 3 hingewiesen. Die P_max-Linie 2 ist der Wert der Kollektorbiasspannung 6, der die maximal verwendbare Ausgangsleistung als Funktion der Abstimmspannung 7 erzeugt. Die -10dB-Linie 3 ist einfach der Wert der Kollektorbias spannung 6, der ein Oszillatorausgangssignal erzeugt, das 10dB unter dem maximal verwendbaren Ausgangssignal, das bei dieser Frequenz möglich ist, liegt.

Bei dem speziellen in Verbindung mit Fig. 2 zu beschrei benden Oszillator resultieren Versuche, um denselben bei einer höheren Leistung als P_max zu betreiben, in dem Erzeugen von Subharmonischen, da der Oszillator den Emit ter-Cutoff erreicht. Grundsätzlich wird aus der nächsten Figur zu sehen zu sein und dann leicht zu erkennen sein, daß der Oszillator ein auf Masse gelegtes Resonanzelement in seiner Emitterschaltung und eine (im allgemeinen konstante) Basis-Gleichspannungs-Vorspannung mit einer großen oszilla torischen Komponente hat. Da somit die Amplitude der Oszil lationen ausreichend groß wird, wird der Kollektor-Wechsel strom groß genug, um einen Emitter-Cutoff zu bewirken, wo durch der Transistor für einen Abschnitt eines Zyklus durch die entsprechende Vorspannung ausgeschaltet wird. Dies er zeugt unerwünschte Subharmonische. Eine Schwingungsamplitude kann jedoch durch die Kollektorbiasspannung gesteuert wer den. Die Fähigkeit, dies zu tun, erlaubt es, daß der Be triebspunkt des Oszillators aktiv gesteuert wird, derart, daß er immer nur etwas unter P_max für alle Werte der Ab stimmspannung 7 ist.

Ein Betrieb des VCO an einem Punkt gerade unter P_max (d. h. an einem Punkt innerhalb der Betriebsregion 8, der nahe bei, jedoch nicht auf P_max für die verwendete Abstimmspannung ist) ist der bevorzugte Betriebspunkt für alle Abstimmspan nungen, da er ein minimales Phasenrauschen und eine maximale Ausgangsleistung erzeugen wird. Der Grund für die Reduktion des Phasenrauschens besteht im wesentlichen darin, daß das beste Signal/Rausch-Verhältnis gegenüber festen Rausch quellen erhalten wird, wenn das interessierende Signal am größten ist.

Es sei nun auf Fig. 2 Bezug genommen, die ein Abschnitt ei nes tatsächlichen Schaltplans 9 für einen bipolaren Oszilla tor mit einem negativen Widerstand ist, dessen Betriebsre gion 8 in Fig. 1 gezeigt ist. Das geeignete Oszillatorele ment ist Q1 10, dessen Basis bei einer Vorspannung betrieben wird, die gesteuert wird, um einen konstanten statischen (oder Gleichspannungs-)Kollektorstrom in Q1 gemäß der Wir kung einer Kollektorbias-Stromsteuerschaltung 21 zu erzeu gen. Diese Schaltung entwickelt eine Spannung proportional zu dem Q1-Kollektorstrom über einem Sensorwiderstand 23, die dann zu einem Steuertransistor Q3 12 übermittelt wird. Der selbe entwickelt wiederum eine Spannung über seinen ange zapften Kollektorlastwiderstand 28, die den Basisstrom von Q1 variiert, um einen stabilen statischen Kollektorstrom zu halten. Eine induktive Länge einer Transmissionsleitung liefert die induktive Reaktanz, die benötigt wird, um einen negativen Widerstand an dem Emitter zu erzeugen.

Q1 hat einen elektrisch abstimmbaren Resonator 22 in seiner Emitterbeschaltung. Der Resonator 22 umfaßt einen Induktor (vorzugsweise eine Induktivität, die durch eine Leiterbahn und ihre Durchgangslöcher auf der gedruckten Schaltungspla tine erzeugt wird) und Varaktordioden CR1-CR4 (bzw. 15-18). Eine Abstimmspannung 23 wird über ein geeignetes Filter und ein geeignetes Entkopplungsnetzwerk an die Varaktordio den in dem Resonator 22 angelegt. Ein Induktor 24 in Serie zu dem Kollektor von Q1 dient als HF-Drossel, um sowohl das HF-Signal zu entwickeln als auch dasselbe von Q2 der Kol lektorbiasspannungsschaltung zu trennen. Die HF-Oszillatio nen werden zu einem Detektor 14 und zu einem Pufferverstär ker 15 über ein Pi-Dämpfungsglied 29 gekoppelt. Die Ein gangsimpedanz des Dämpfungsglieds 29 stellt eine konstante HF-Last für den Oszillator dar. Der Ausgang des Pufferver stärkers 15 ist der Ausgang des VCO, der von anderen Schal tungen (nicht gezeigt) verwendet wird.

Die Oszillationen werden in Q1 gemäß einem Mechanismus auf grund eines negativen Widerstands erzeugt, der in sich selbst bekannt ist und daher nicht weiter beschrieben werden muß. Es sei jedoch darauf hingewiesen, daß, obwohl die Ver wendung eines Bipolartransistors als das aktive Oszillator bauelement bevorzugt wird, es ebenfalls möglich ist, mit FETs Bauelemente mit negativem Widerstand zu implementieren, wenn geeignete Schaltungsmodifikationen durchgeführt werden. Es sollte ebenfalls darauf hingewiesen werden, daß die hier in beschriebene Technik nicht auf Oszillatoren mit negativem Widerstand begrenzt ist.

Nachfolgend sei die Kollektorbiasspannungsschaltung 20 be trachtet. Ein Detektor 14 erzeugt eine Anzeigespannung pro portional zu der oszillatorischen Amplitude von Q1 (d. h. dem HF-Kollektorstrom desselben), die an den Minus-Eingang von U1 13 angelegt wird (26), der als Integrator konfigu riert ist. Der Integrator hat einen Pluseingang, der mit einer Referenzspannung 25 verbunden ist, derart, daß das Ausgangssignal 27 des Integrators U1 13 das Integral der Differenz zwischen dem Detektorausgangssignal 26 und der Referenzspannung 25 ist. Das Integratorausgangssignal 27 wird gefiltert und an die Basis eines Steuertransistors Q2 angelegt, der die Kollektorbiasspannung für Q1 variiert, um eine Änderung in einem Einstellungspunkt der Oszillator amplitude von Q1 zu verhindern. Die Referenzspannung 25, die an dem Pluseingang des Integrators angelegt wird, bestimmt den Einstellungspunkt (in Verbindung mit der Empfindlichkeit des Detektors 14).

An diesem Punkt bietet es sich an, in Erinnerung zu rufen, daß der Kollektorbiasstrom (ein Gleichstrom) durch Q1 fest ist. Aufgrund der Wirkung der Kollektorbiasstromschaltung 21 ist der Wert des Kollektorbiasstroms konstant, selbst wenn Variationen in der Oszillationsfrequenz vorhanden sind, die erzeugt werden, indem die Abstimmspannung 23 variiert wird. Der Emitter-Cutoff wird dann auftreten, wenn eine Spitze des HF-Stroms in dem Kollektor (und somit in dem Resonator in Serie zu dem Emitter) sich dem Wert des Kollektorbiasstroms annähert, und wenn der Augenblicksstrom für einen Teil eines Zyklus auf Null geht. Da der Kollektorbiasstrom einen kon stanten Wert hat, ist ein Betrieb gerade vor dem Emitter- Cutoff der Bedingung zugeordnet, die als P_max bezeichnet worden ist. Dies bedeutet, daß die HF-Spannung, die zu einer festen Last geliefert wird, wenn der Betrieb gerade unter oder auf P_max ist, konstant ist. Daher kann eine feste Re ferenzspannung 25 ausgewählt werden, um die oszillatorische Amplitude gerade unter P_max für alle Werte der angelegten Abstimmspannung 23 zu halten.

Der Oszillatorbetrieb gerade unter P_max betrifft den Betrieb gerade vor dem Emitter-Cutoff. Die Wichtigkeit dieses Merk mals ist ferner bezugnehmend auf Fig. 3 ersichtlich, welche eine Beispielfamilie für Kollektorsättigungskurven ist.

Die Kollektorspannung bestimmt den HF-Signalpegel, bei dem die interne Begrenzung innerhalb des Oszillators beginnt. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der Begren zungsmechanismus die Kollektorsättigung. Beim Anschwingen wird die Schwingung anwachsen, bis der Transistor für einen Teil des Zyklus gesättigt ist. Dies reduziert die Verstär kung. Wenn der Schwingungspegel höher wird, ist der Transi stor für einen großen Abschnitt des Zyklus in Sättigung, was die Verstärkung weiter reduziert. Der Pegel der Schwingung wird sich stabilisieren, wenn die Verstärkung gerade die Verluste im Resonator ausgleicht.

Wenn die Kollektorbiasspannung V_CE zu niedrig ist, wird sich die Schwingung stabilisieren, während die HF-Stromspannung noch klein ist. Dies wird ein schlechteres Phasenrauschen zur Folge haben, da der Grundrauschpegel eine Funktion des statischen Kollektorbiasstroms ist und daher fest ist. Wenn andererseits V_CE zu hoch ist, wird die Signalschwankung weiter wachsen, bis der Emitter-Cutoff erreicht ist. Obwohl dies scheinbar einfach den Signalpegel weiter begrenzt, erlaubt es die Erzeugung von subharmonischen Schwingungen, welche wiederum das Phasenrauschen verschlechtern. Ein Ver meiden des Emitter-Cutoffs wird sicherstellen, daß diese subharmonischen Schwingungen oder andere Formen eines nicht linearen Verhaltens nicht auftreten.

Die optimale Vorspannung wird erhalten, wenn V_CE hoch genug ist, daß der Augenblicksstrom 0 erreicht wird oder daß der Emitter-Cutoff auftritt. Das Verhalten des Oszillators von Fig. 2 als Funktion von V_CE kann bezugnehmend auf Fig. 3 verstanden werden. Bei V_CE = 0 wird keine Oszillation vor handen sein. Wenn nach rechts gegangen wird, und zwar auf die Linie 30 IC = IC_Q, wird die Schwingung irgendwo rechts der Sättigungsregion der Transistorkurven beginnen. Dies wird allgemein als die "Herausfall"-Spannung oder "Drop- Out"-Spannung bezeichnet. Wenn weiter nach rechts gegangen wird (V_CE), wird der stabilisierte Oszillationspegel an steigen, bis V_CEQ2 erreicht wird. An diesem Punkt ist der Spitzen-HF-Strom gleich dem Gleichspannungs-Kollektorbias strom, und es tritt ein Emitter-Cutoff auf. Dies ist der Punkt, an dem die subharmonischen Komponenten auftreten. Sie verschlechtern das Phasenrauschen und sind ebenfalls aus sich selbst heraus unerwünscht.

Nun sei angenommen, daß die Impedanz der HF-Last des Oszil lators nicht konstant ist. Dies würde die Verwendung eines einfachen Spannungsdetektors, der mit dem Oszillatorsignal gekoppelt ist, verhindern. Ein Anzeigersignal könnte jedoch noch entwickelt werden, wenn der HF-Strom selbst erfaßt werden würde, beispielsweise mit einem Transformator, der mit einem geeigneten Detektor gekoppelt ist. Auf diese Art und Weise würde immer noch ein Anzeigersignal vorhanden sein, das als Quelle für ein Fehlersignal für eine Rückkopp lungsschleife dienen würde, die ein Bias-Signal mit einer Auswirkung auf den HF-Strom nachsteuern würde, und es könnte der HF-Strom immer noch gesteuert waren, um auf einem opti malen Wert zu bleiben. Stromdetektoren sind in den Fig. 4A und 4B gezeigt. In Fig. 4A ist die Primärseite eines Trans formators 31 in Serie mit dem HF-Strom im Oszillator. Die Sekundärseite ist mit einer Meßschaltung 32 gekoppelt, welche wiederum ein Anzeigersignal 33 erzeugt (das in Fig. 2 dem Ausgangssignal 26 des Detektors 14 entspricht). In Fig. 4B ist der Stromsensor ein Widerstand 34. Die Meßschaltung 32 könnte eine Spitzen- oder RMS-Spannungserfassung, thermi sche Elemente usw. umfassen.

Claims

1. Verfahren zum Betreiben eines elektrisch abstimmbaren Hochfrequenzoszillators (9), der ein aktives Bauelement (10) aufweist, mit folgenden Schritten:
Variieren der Schwingfrequenz gemäß einem Abstimmsignal (23);
Anlegen eines Vorspannungssignals (6, 20) an das aktive Bauelement, das einen Grad an Amplitudenbegrenzung be stimmt;
Steuern der Schwingamplitude des Oszillators mit dem Vorspannungssignal;
Erfassen des tatsächlichen Pegels der Schwingamplitude, um ein Anzeigersignal (26) zu erzeugen, das die Schwing amplitude anzeigt;
Vergleichen des Anzeigersignals mit einem Referenzsignal (25), um ein Fehlersignal (22) zu erzeugen;
Erzeugen des Vorspannungssignals aus dem Fehlersignal; und
Auswählen des Werts des Referenzsignals, derart, daß die zugeordnete Schwingamplitude einen Wert aufweist, bei dem ein Oszillatorverhaltensparameter optimiert ist.

2. Verfahren zum Minimieren des Phasenrauschens in einem Sinuswellenoszillator (9) mit variabler Frequenz, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist:
Variieren der Schwingfrequenz gemäß einem Abstimmsignal (23);
Betreiben des Oszillators mit variabler Frequenz bei ei ner Schwingamplitude, die durch ein Vorspannungssignal (6, 20) gesteuert wird;
Erfassen des tatsächlichen Pegels der Schwingamplitude, um ein Anzeigersignal (26) zu erzeugen, das die Schwing amplitude anzeigt;
Vergleichen des Anzeigersignals mit einem Referenzsignal (25), um ein Fehlersignal (27) zu erzeugen;
Erzeugen des Vorspannungssignals aus dem Fehlersignal; und
Auswählen des Werts des Referenzsignals, derart, daß die zugeordnete Schwingamplitude einen Wert aufweist, bei dem dieselbe bei einem nahezu maximalen Wert unter einem Maximalpegel liegt, bei dem die Schwingungen eine ausge wählte Abweichung von einer idealen Sinuswelle zeigen.

3. Ein Breitbandoszillator (9) mit variabler Frequenz, mit folgenden Merkmalen:
einem aktiven Bauelement (10);
einem Resonator (22) mit variabler Frequenz, der mit dem aktiven Bauelement als Teil einer Oszillatorkonfiguration gekoppelt ist;
einer ersten Vorspannungsschaltung (21), die mit dem ak tiven Bauelement gekoppelt ist und durch die der Pegel eines ersten Vorspannungsparameters eingestellt wird;
einer Schaltung (11) mit variabler Vorspannung, die mit dem aktiven Bauelement gekoppelt ist, die den Pegel ei nes variablen zweiten Vorspannungsparameters einstellt, und die arbeitet, um die Amplitude zu ändern, bei der das aktive Bauelement schwingt, indem der Pegel des zweiten Vorspannungsparameters gemäß dem Pegel eines Treibersignals (27) variiert wird, das an einen Eingang der Schaltung (11) mit variabler Vorspannung angelegt wird;
einem Detektor (14), der mit dem aktiven Bauelement ge koppelt ist, zum Erzeugen eines Anzeigersignals, das durch die Amplitude der Schwingungen bestimmt wird;
einem Referenzsignal (25);
einem Differenzverstärker (13) mit Eingängen, die mit dem Anzeigersignal von dem Detektor und mit dem Refe renzsignal gekoppelt sind, wobei der Differenzverstärker ein Ausgangssignal (27) aufweist, das als das Treibersi gnal mit dem Eingang der Schaltung (11) mit variabler Vorspannung gekoppelt ist, und der arbeitet, um die Schwingungen bei einer Amplitude zu halten, die ausge wählt ist, um einen Verhaltensparameter des Oszillators zu optimieren.

4. Oszillator gemäß Anspruch 3, bei dem der Detektor (14) eine Diode aufweist, und bei dem das Anzeigersignal durch die Spannungsamplitude der Schwingungen bestimmt wird.

5. Oszillator gemäß Anspruch 3, bei dem der Detektor ein Stromerfassungselement (34) umfaßt, und bei dem das An zeigersignal (33) durch die Stromamplitude der Schwin gungen bestimmt wird.

6. Oszillator gemäß Anspruch 5, bei dem das Stromerfas sungselement einen Transformator (31) aufweist.

7. Bipolarer Oszillator (9) mit negativem Widerstand, mit folgenden Merkmalen:
einem Oszillatortransistor (10) mit einem Emitter, einer Basis und einem Kollektor;
einem Spannungs-abstimmbaren Resonator (22) in Serie zu dem Emitter des Oszillatortransistors;
einer Quelle (21) für einen konstanten Kollektor-Vor spannungsstrom mit einem Stromsensor, der zwischen eine Leistungsversorgung und den Stromeingang einer nachfol gend genannten Kollektor-Vorspannungs-Spannungsschaltung geschaltet ist, wobei die Quelle einen Vorspannungs- Stromsteuerausgang hat, der mit der Basis des Oszil latortransistors gekoppelt ist;
einer Kollektor-Vorspannungs-Spannungsschaltung (11) mit einem Stromeingang, einem Vorspannungs-Spannungsausgang und einem Vorspannungs-Spannungssteuerungseingang;
einer Impedanz (24), die zwischen den Vorspannungs-Span nungsausgang und den Kollektor des Oszillatortransistors geschaltet ist;
einer festen HF-Last (29), die mit dem Kollektor des Os zillatortransistors gekoppelt ist;
einem HF-Detektor (14) mit einem Eingang, der mit der HF-Spannung an der festen HF-Last gekoppelt ist, und mit einem Detektorausgang (26), an dem eine Spannung er scheint, die die Amplitude der HF-Spannung an der festen HF-Last anzeigt;
einer Referenzspannung (25); und
einem Fehlerverstärker (13) mit zwei Eingängen, deren verstärkte Differenz an einem Fehlerverstärkerausgang (27) erscheint, wobei die Referenzspannung an einen dieser Eingänge gekoppelt ist, und wobei der Detektor ausgang mit dem anderen dieser Eingänge gekoppelt ist, und wobei der Fehlerverstärkerausgang mit dem Vorspan nungs-Spannungssteuerungseingang der Kollektor-Vorspannungs-Spannungsschaltung gekoppelt ist, derart, daß die HF-Spannung an der festen HF-Last auf einer konstanten Amplitude gehalten wird.

8. Oszillator gemäß Anspruch 7, bei dem die feste HF-Last einen Pufferverstärker (15) aufweist.

9. Oszillator gemäß Anspruch 7 oder 8, bei dem der Span nungs-abstimmbare Resonator eine Varaktordiode (15-18) aufweist.

10. Oszillator gemäß Anspruch 7, 8 oder 9, bei dem der Feh lerverstärker einen Integrator aufweist.

11. Oszillator gemäß einem der Ansprüche 7 bis 10, bei dem die Kollektorsättigung ein Begrenzungsmechanismus ist, und bei dem der Oszillator auf einem Leistungspegel be trieben wird, der einen Emitter-Cutoff vermeidet.

12. Oszillator (9) mit negativem Widerstand, mit folgenden Merkmalen:
einem aktiven Bauelement (10) mit einem Steuereingang, einem Stromeintrittspunkt und einem Stromaustrittpunkt;
einem Spannungs-abstimmbaren Resonator (22) in Serie zu dem Stromaustrittspunkt des aktiven Bauelements;
einer Quelle (21) für einen konstanten Austrittsstrom mit einem Stromsensor, der zwischen eine Leistungsver sorgung und den Stromeingang einer nachfolgend genannten Vorspannungs-Spannungsschaltung geschaltet ist, wobei die Quelle einen Vorspannungs-Stromsteuerungsausgang hat, der mit dem Steuereingang des aktiven Bauelements verbunden ist;
einer Vorspannungs-Spannungsschaltung (11) mit einem Stromeingang, einem Vorspannungs-Spannungsausgang und einem Vorspannungs-Spannungssteuerungseingang (27);
einer Impedanz (24), die den Fluß des Schwingungsstroms im wesentlichen blockiert, die zwischen den Vorspan nungs-Spannungsausgang und den Stromeintrittspunkt des aktiven Bauelements geschaltet ist;
einem Detektor (14) mit einem Eingang, der mit dem akti ven Bauelement gekoppelt ist, und mit einem Detektoraus gang, an dem ein Signal erscheint, das die Amplitude der HF-Schwingungen anzeigt;
einem Referenzsignal (25); und
einem Fehlerverstärker (13) mit zwei Eingängen, deren verstärkte Differenz an einem Fehlerverstärkerausgang (27) erscheint, wobei das Referenzsignal mit einem die ser Eingänge gekoppelt ist, und wobei der Detektoraus gang mit dem anderen dieser Eingänge gekoppelt ist, und wobei der Fehlerverstärkerausgang mit dem Vorspannungs- Spannungssteuerungseingang der Vorspannungs-Spannungs schaltung gekoppelt ist, um die Amplitude der HF-Schwin gungen auf einem konstanten Pegel zu halten.

13. Oszillator gemäß Anspruch 12, der ferner eine feste HF- Last (29) aufweist, die mit dem Stromaustrittspunkt des aktiven Bauelements gekoppelt ist, und bei dem der De tektor eine Diode aufweist.

14. Oszillator gemäß Anspruch 12 oder 13, bei dem der Span nungs-abstimmbare Resonator eine Varaktordiode (15-18) aufweist.

15. Oszillator gemäß einem der Ansprüche 12 bis 14, bei dem der Fehlerverstärker einen Integrator aufweist.

16. Oszillator gemäß einem der Ansprüche 12 bis 15, bei dem das aktive Bauelement ein Feldeffekttransistor (FET) ist.