Hintergrund der Erfindung
Gebiet der Erfindung
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Die vorliegende Erfindung betrifft ein keramisches
elektrostatisches Fühlergerät vom Resonanztyp zum
Erfassen einer Änderung in einer kleinen Kapazität
eines zu erfassenden Gegenstandes durch Verwendung
eines Hochfrequenz-Oszillationssignals.
Beschreibung des Standes der Technik
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Ein allgemein verwendetes elektrostatisches
Fühlergerät ist so ausgeführt, daß es die
Oszillationsfrequenz eines Oszillators durch Änderung einer
Kapazität ändert, wie einer in einem Oszillatorschwingkreis
des Oszillators verwendeten externen Kapazität.
Jedoch ist die Empfindlichkeit dieses Fühlergeräts
gering. Aus diesem Grund wurde ein Gerät mit einer
höheren Empfindlichkeit (ausgebildet, um eine
AM-modulierte Welle durch Änderung der Kapazität eines
Kondensators eines Resonators mit einer
Resonanzfrequenz,
die geringfügig von der Oszillatorfrequenz
eines Oszillators abweicht) in jüngerer Zeit öfter
verwendet. Ein elektrostatisches Fühlergerät umfaßt
einen Oszillator 1, einen Resonator 2, einen
Erfassungsbereich 3 zum Erfassen einer Änderung der
Kapazität zwischen dem Erfassungsbereich und einem zu
erfassenden Gegenstand, einen Detektor 4 und einen
Verstärker 5, wie in Fig. 1 gezeigt ist. Der
Oszillator 1 und der Resonator 2 enthalten jeweils
Resonatorelemente. Die Resonanzfrequenz des
Resonatorelements des Resonators 2 wird gemäß einer kleinen
Änderung der vom Erfassungsbereich 3 erfaßten Kapazität
moduliert. Die modulierte Resonanzfrequenz wird dann
als ein Ausgangssignal aus dem Resonator 2
herausgezogen und wird erfaßt und verstärkt.
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Bei einem in einem weiten Umfang verwendeten
elektrostatischen Fühlergerät dieses Typs wird eines der
Resonatorelemente des Oszillators 1 und des
Resonators 2 durch eine Bandleitung gebildet. Wenn jedoch
ein Resonatorelement durch eine Bandleitung gebildet
wird, muß eine Bandleitungslänge ein Viertel der
Wellenlänge von Licht betragen. Da eine lange
Bandleitung gefordert wird, ist es schwierig, die Größe des
Geräts herabzusetzen.
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Um die Größe des Gerätes herabzusetzen, offenbart die
japanische Patent-Offenlegungsschrift Nr. 58.85948
ein Gerät, in welchem die Resonatorelemente des
Oszillators 1 und des Resonators 2 durch die
elektrische Resonatorelemente gebildet sind. Wenn die
Resonatorelemente durch dielektrische Elemente gebildet
sind, kann die Länge jedes Resonatorelements auf
ε-1/2 von der des durch eine Bandleitung gebildeten
Resonatorelements reduziert werden. Wenn dieses
dielektrische
Element durch ein keramisches Element
gebildet wird, kann, da keramische Materialien
Dielektrizitätskonstanten ε von 20 bis 40 haben, das Gerät
erheblich in der Größe reduziert werden. Wenn jedes
dielektrische Element durch ein keramisches Element
gebildet wird, kann, da die Q-Werte von keramischen
Materialien eine Größe von 200 bis 300 haben,
zusätzlich erwartet werden, daß das Resonatorelement eine
höhere Empfindlichkeit hat als das durch eine
Bandleitung gebildete Resonatorelement.
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In einem elektrostatischen Fühlergerät dieses Typs
ist jedoch, da der Arbeitspunkt des Resonatorelements
des Resonators 2 auf einen Punkt eingestellt ist, der
von der Resonanzfrequenz des Resonatorelements des
Oszillators 1 abweicht, eine Impedanz an diesem
Arbeitspunkt normalerweise 200 bis 500 Ω oder mehr.
Wenn eine Last mit einer niedrigeren als dieser
Impedanz mit einem peripheren Teil des Resonatorelements
des Resonators 2 gekoppelt ist, ist das
Resonatorelement einer Q-Dämpfung unterworfen (der Q-Wert wird
herabgesetzt). Das heißt, das keramische
Resonatorelement kann seine ursprünglichen Eigenschaften nicht
wiedergeben (daß der Q-Wert groß ist), und daher kann
die Erfassungsempfindlichkeit nicht wesentlich erhöht
werden.
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Weiterhin wird für das elektrostatische Fühlergerät
nach Fig. 1 angenommen, daß die Impedanz oder der Q-
Wert eines zu erfassenden Gegenstands gering ist und
Ionenkomponenten in beispielsweise einem menschlichen
Körper oder Wasser erfaßt werden sollen. Wenn in
diesem Fall eine gegenstandserfassende Elektrode des
Erfassungsbereichs 3 und der Resonator direkt
miteinander gekoppelt sind, wird der Q-Wert des
Resonatorelements
des Resonators 2 erheblich herabgesetzt
aufgrund der niedrigen Impedanz des Gegenstands. Daher
wird in einem elektrostatischen Fühlergerät, dessen
Ausgangsspannung von dem großen Q-Wert eines
derartigen Resonatorelements abhängt, das Erfassungsvermögen
aufgrund einer großen Abnahme des
Erfassungsausgangssignals herabgesetzt und das Gerät kann praktisch
nicht verwendet werden.
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Wenn in dem elektrostatischen Fühlergerät nach Fig. 1
dielektrische Resonatorelemente, insbesondere
keramische Resonatorelemente anstelle der jeweiligen
Resonatorelemente des Oszillators 1 und des Resonators 2
verwendet werden, kann die Größe des Geräts
herabgesetzt werden. Zusätzlich kann die Empfindlichkeit des
Geräts aufgrund der hohen Q-Werte (200 bis 300) von
keramischen Materialien wesentlich vergrößert werden.
Daher kann das Gerät eine kleine Kapazität von etwa 1
x 10&supmin;&sup5; pF erfassen.
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Fig. 2 zeigt den Oszillator 1 als ein
charakteristisches Merkmal des elektrostatischen Fühlergeräts nach
Fig. 1. In diesem Gerät ist ein Trimmerkondensator 13
zur Feineinstellung der Oszillationsfrequenz mit
einem den Oszillator 1 bildenden keramischen
Resonatorelement 11 verbunden.
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In einem derartigen elektrostatischen Fühlergerät mit
hoher Empfindlichkeit muß der Abstiminpunkt des
Oszillators 1 und des Resonators 2 genau eingestellt
werden. Die Kapazität des Trimmerkondensators 13 enthält
bekanntlich eine feste Kapazitätskomponente C&sub0; und
eine variable Kapazitätskonstante ΔC. Die feste
Kapazitätskomponente C&sub0; hat eine beträchtliche Größe und
verändert sich stark in jedem Produkt. Da die feste
Kapazitätskomponente C&sub0; auch als ein
Oszillatorelement dient, wie durch gestrichelte Linien in Fig. 2
angezeigt ist, wenn eine sehr hohe
Oszillationsfrequenz von 1 GHz bis 10 GHz verwendet wird, schwankt
die Oszillationsfrequenz des Oszillators 1 aufgrund
dieser Änderung von C&sub0; in erheblichem Maße. Selbst
wenn die Änderung der Resonanzfrequenz des
keramischen Resonatorelements 11 auf den Nennwert oder
darunter heruntergedrückt wird, kann eine vorbestimmte
Oszillationsfrequenz als eine Zielfrequenz nicht
erhalten werden. Daher können, selbst wenn die
Kapazität durch die variable Kapazitätskomponente ΔC
eingestellt wird, der Oszillator 1 und der Resonator 2
nicht auf einen vorbestimmten Resonanzpunkt
eingestellt werden.
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Es sei angenommen, daß der Resonanzpunkt genau
eingestellt werden kann. Selbst in diesem Fall wird die
Oszillationsfrequenz gestört, wenn eine
Streukapazität zwischen dem elektrostatischen Fühlergerät und
peripheren Teilen gebildet wird, wenn das Gerät auf
einer zu messenden Einheit befestigt wird.
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Obgleich der Trimmerkondensator 13 idealerweise in
der Nähe des keramischen Resonatorelements 11
befestigt ist, ist es häufig erforderlich, daß der
Kondensator 13 an einer vom keramischen Resonatorelement
11 getrennten Position befestigt werden muß aufgrund
von Beschränkungen hinsichtlich der Forderungen des
Anwenders, einer Position einer zu messenden Einheit,
an der das elektrostatische Fühlergerät befestigt
ist, und dergleichen. In einem solchen Fall werden
die Leitungen des Trimmerkondensators 13 verlängert
und Teile L&sub1; und L&sub2; der Leitungen können
Kapazitätskomponenten oder Induktivitätskomponenten werden.
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Diese Komponenten können Veränderungen der
Oszillationsfrequenz oder parasitäre Vibrationen bewirken,
wodurch sich eine instabile Oszillationsfrequenz
ergibt.
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In jüngerer Zeit ist eine Nachfrage nach einer
parallelen Verarbeitung von Erfassungssignalen auf
der Grundlage von durch ein elektrostatisches
Fühlergerät erfaßten Kapazitäten in verschiedenen Formen
entstanden, oder nach einer genaueren Analyse von
Erfassungssignalen. Um eine parallele Verarbeitung
von Erfassungssignalen zu erreichen, können mehrere
Fühlerschaltkreissysteme, die jeweils durch die
Komponenten vom Oszillator 1 bis zum Verstärker 5
gebildet sind, benachbart angeordnet werden. Um eine
genaue Signalanalyse zu realisieren, können mindestens
zwei Fühlerschaltkreissysteme, die jeweils aus den
Komponenten vom Oszillator 1 bis zum Verstärker 5
bestehen, gebildet werden, und ein
Differentialausgangssignal von Ausgangssignalen der jeweiligen
Systeme kann erhalten werden.
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In dem Fall, in welchem mehrere Fühlerkreise, die
jeweils aus den Komponenten vom Oszillator 1 bis zum
Verstärker 5 gebildet sind, einander benachbart
angeordnet sind, ist es schwierig, wenn eine kleine
Kapazität insbesondere bei einer hohen
Empfindlichkeit von 1 x 10&supmin;&sup5; pF erfaßt werden soll, die
Oszillationsfrequenzen der jeweiligen Systeme anzupassen
aufgrund der Einflüsse externer Störungen, die nicht
zu den Erfassungssignalen gehören, oder einer
Streukapazität, die gebildet wird, wenn das
elektrostatische Fühlergerät in einer zu messenden Einheit
befestigt ist. Wenn die Oszillationsfrequenzen der
jeweiligen Systeme selbst um einen geringen Wert
voneinander
abweichen, tritt eine gegenseitige Interferenz
wie eine Resonant zwischen den Oszillationsfrequenzen
der jeweiligen Systeme auf. Wenn beispielsweise eines
von benachbarten Systemen eine Oszillationsfrequenz
f&sub0; und das andere eine Oszillationsfrequenz von f&sub0;
haben, wird eine Schwebungsfrequenz von f0' - f&sub0; oder
f0' + f&sub0; aufgrund der gegenseitigen Interferenz
erzeugt. Diese Frequenz wirkt als eine externe Störung
und eine genaue Signalverarbeitung kann nicht
durchgeführt werden.
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Das US-Patent Nr. 4 528 655 offenbart ein
elektrostatisches Fühlergerät mit einem Oszillator, einer
Erfassungseinheit zum Erfassen der Kapazität zwischen
der Erfassungseinheit und einem zu erfassenden
Gegenstand und eine Resonatorschaltung, deren
Resonanzfrequenz sich mit der erfaßten Kapazität verändert.
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Die vorliegende Erfindung wurde gemacht, um die
vorbeschriebenen herkömmlichen Probleme zu lösen, und
ihre erste Aufgabe liegt darin, ein keramisches
elektrostatisches Fühlergerät vom Resonanztyp zu
schaffen, das eine verringerte Größe und eine sehr hohe
Empfindlichkeit besitzt.
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Es ist die zweite Aufgabe der vorliegenden Erfindung,
ein elektrostatisches Fühlergerät mit hoher
Empfindlichkeit zu schaffen, in welchem der Q-Wert eines
Resonatorelements eines Resonators nicht herabgesetzt
wird, selbst wenn eine kleine Kapazität eines zu
erfassenden Gegenstands, der eine geringe Impedanz oder
einen geringen Q-Wert hat, erfaßt werden soll.
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Es ist die dritte Aufgabe der vorliegenden Erfindung,
ein elektrostatisches Fühlergerät mit hoher
Empfindlichkeit
und von geringer Größe zu schaffen, das eine
einfache Einstellung einer Oszillationsfrequenz
ermöglicht und eine stabile Oszillationsfrequenz
erzeugen kann, ohne eine Schwankung und eine Änderung der
Oszillationsfrequenz aufgrund von externen Faktoren
zu bewirken.
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Es ist die vierte Aufgabe der vorliegenden Erfindung,
ein mehrfaches elektrostatisches Fühlergerät zu
schaffen, das eine genaue Signalverarbeitung
durchführen kann, ohne eine gegenseitige Interferenz
zwischen den Oszillationsfrequenzen der jeweiligen
Systeme zu bewirken.
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Die vorstehenden Aufgaben werden gelöst durch die im
Anspruch 1 wiedergegebene Erfindung.
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Um die zweite Aufgabe zu lösen, ist in dem
elektrostatischen Fühlergerät mit der vorbeschriebenen
Anordnung gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung ein C-L-Wandler zum
Umwandeln einer durch den Erfassungsbereich erfaßten
Kapazitätsänderung in eine Induktivitätsänderung zwischen
dem Erfassungsbereich und dem Resonator angeordnet.
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Um die dritte Aufgabe zu lösen, ist gemäß einem
bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung ein elektrostatisches Fühlergerät vorgesehen,
welches einen ein Resonatorelement enthaltenden
Oszillator zur Ausgabe eines
Oszillationsfrequenzsignals, einen Erfassungsbereich zum Erfassen einer
Änderung der Kapazität zwischen dem Erfassungsbereich
und einem zu erfassenden Gegenstand, und einen
Resonator, der einen Resonanzpunkt mit dem
Oszillationsfrequenzsignal hat, welches gemäß einer kleinen
Änderung
der von dem Erfassungsbereich erfaßten Kapazität
verändert wird, aufweist, wobei der Oszillator eine
Diode mit veränderlicher Kapazität zur veränderlichen
Einstellung einer Oszillationsfrequenz des
Oszillators, einen veränderlichen Spannungswandler zum
veränderlichen Einstellen einer an die variable
Kapazitätsdiode anzulegenden Betriebsspannung, und eine
zwischen der veränderlichen Kapazitätsdiode und dem
veränderlichen Spannungswandler angeordnete
Hochfrequenz-Trennschaltung enthält, und wobei das
Resonatorelement des Oszillators durch ein dielektrisches
Resonatorelement gebildet wird.
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Zur Lösung der vierten Aufgabe ist gemäß einem
bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung
ein mehrfaches elektrostatisches Fühlergerät mit
mehreren Sensorschaltkreissystemen vorgesehen, von denen
jedes einen Oszillator zur Ausgabe eines
Frequenzsignals, eine Abstimmschaltung mit einem vom Oszillator
unabhängigen Resonatorelement und eine
Resonanzfrequenz enthält, die gemäß einer Änderung der von dem
Erfassungsbereich erfaßten externen Kapazität
verändert wird, wobei die mehreren
Sensorschaltkreissysteme einen gemeinsamen Oszillator enthalten und ein
Frequenzsignal vom gemeinsamen Oszillator zu der
Abstimmschaltung jedes Systems geliefert wird.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
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Fig. 1 ist ein Blockschaltbild eines bekannten
elektrostatischen Fühlergeräts eines RCA-Systems;
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Fig. 2 ist ein Schaltbild eines Oszillators des
elektrostatischen Fühlergeräts, das experimentell vom
vorliegenden Erfinder hergestellt ist;
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Fig. 3 ist ein Schaltbild, das ein elektrostatisches
Fühlergerät nach einem Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung zeigt;
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Fig. 4 ist ein Diagramm, das die
Frequenzeigenschaften eines keramischen Resonatorelements zeigt;
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Fig. 5 ist ein Ersatzschaltbild einer Schaltung zum
Verarbeiten eines Ultrahochfrequenzsignals;
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Fig. 6 ist ein Diagramm, das zur Erläuterung anomaler
Oszillation des keramischen Resonatorelements
Frequenzeigenschaften zeigt;
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Fign.7A, 7B und 7C sind Ansichten, die
unterschiedliche Befestigungszustände der keramischen
Resonatorelemente eines Oszillators und eines Resonators
zeigen;
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Fig. 8 ist ein Schaltbild, das einen detaillierten
Verbindungszustand der Schaltung nach Fig. 1 zeigt;
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Fig. 9 ist ein Schaltbild, das einen
Verbindungszustand eines Resonators und eines Detektors in dem
Gerät nach Fig. 1 zeigt;
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Fig. 10 ist ein Diagramm zur Erläuterung eines
Betriebs nach dem ersten Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung;
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Fig. 11 ist eine Ansicht zur Erläuterung eines
Beispiels von Ansprechumsetzung eines Signals;
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Fig. 12 ist eine Schaltbild, das einen anderen
Verbindungszustand eines Impedanzelements 21 zeigt, das
zwischen das keramische Resonatorelement des
Resonators und den Detektor geschaltet ist;
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Fig. 13 ist ein Schaltbild, das ein elektrostatisches
Fühlergerät gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zeigt;
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Fig. 14 ist ein Schaltbild, das einen L-C-Wandler des
Gerätes nach Fig. 13 zeigt;
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Fig. 15 ist eine Ansicht zur Erläuterung einer
Arbeitsweise des L-C-Wandlers nach Fig. 14;
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Fig. 16 ist ein Schaltbild, das einen Oszillator
eines elektrostatischen Fühlergeräts nach noch einem
weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung zeigt;
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Fig. 17 ist ein Diagramm zur Erläuterung eines
Vorgangs zur Erfassung einer kleinen Kapazität durch
Verwendung des elektrostatischen Fühlergeräts.
Detaillierte Beschreibung der bevorzugten
Ausführungsbeispiele
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Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird
nachfolgend mit Bezug auf die begleitenden
Zeichnungen beschrieben. Fig. 3 ist ein Schaltbild, das ein
keramisches elektrostatisches Fühlergerät vom
Resonanztyp nach einem Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung zeigt. Das Gerät nach diesem
Ausführungsbeispiel umfaßt einen Oszillator 1, einen
Hochimpedanz-Wandler 6, einen Resonator 2, einen Detektor
4, einen Verstärker 5 und eine AFN(automatischer
Frequenznachlauf)-Schaltung 7. Das Bezugssymbol v in
Fig. 3 bedeutet einen Erdungspunkt.
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Ein bekannter Oszillator wird als Oszillator 1
verwendet. Der Oszillator 1 enthält ein keramisches
Resonatorelement zum Oszillieren mit einer
vorbestimmten Frequenz, die im Bereich von 1 GHz bis 10 GHz
festgelegt ist. Der Oszillator 1 erzeugt ein
Oszillationssignal mit einer hohen Frequenz und liefert es
über den Hochimpedanz-Wandler 6 zum Resonator 2. Der
Resonator 2 wird von einem keramischen
Resonatorelement 21 gebildet. Eine Elektrodenplatte, eine Nadel
und dergleichen zur Erfassung einer Änderung der
Kapazität eines zu erfassenden Objekts (nicht gezeigt)
sind mit einem Erfassungsbereich 3 verbunden.
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Der Resonator 2 hat in Fig. 4 gezeigte
Frequenzeigenschaften. Eine Oszillationsfrequenz f&sub1; des
Oszillators 1 wird auf eine Position eingestellt, die leicht
von einer Resonanzfrequenz f&sub0; des Resonators 2
abweicht.
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Dies Oszillationsfrequenz f&sub1; kann durch ein
sogenanntes Hochportal- oder Niederportalschema eingestellt
werden. In dem Hochportalschema wird die
Oszillationsfrequenz an der Position einer Frequenz f&sub2;
eingestellt, die sich auf der rechten Seite der
Resonanzfrequenz f&sub0; des Resonators 2 befindet. In dem
Rückportalschema wird die Oszillationsfrequenz an der
Position der Frequenz f&sub1; eingestellt, die sich auf
der linken Seite der Resonanzfrequenz f&sub0; befindet. In
diesem Ausführungsbeispiel ist die
Oszillationsfrequenz auf die Position der Frequenz f&sub1; als ein
Rückportal fixiert. Die Resonanzfrequenz f&sub0; des
Resonators
2 wird gemäß einer Änderung der durch den
Erfassungsbereich 3 erfaßten Kapazität des Gegenstands
verschoben. Wenn eine Kapazität C um + ΔC verändert
wird, wird die Resonanzfrequenz f&sub0; auf f' verschoben.
Auf diese Weise verändert der Resonator 2 die
Resonanzfrequenz gemäß einer Änderung der Kapazität des
Gegenstands. Da in diesem Fall die
Oszillationsfrequenz des Oszillators 1 auf f1 fixiert ist, wird,
wenn keine Änderung der Kapazität erfaßt wird, eine
Ausgangsspannung V&sub0; vom Resonator 2 ausgegeben. Wenn
eine Kapazitätsänderung von + ΔC erfaßt wird, wird
eine Ausgangsspannung V&sub1; vom Resonator 2 ausgegeben.
Auf diese Weise wird die Resonanzfrequenz des
Resonators 2 entsprechend einer Änderung der Kapazität des
Gegenstands verschoben. Auf diese Verschiebung hin
wird eine Ausgangsspannung V entsprechend einer
Änderung der Kapazität vom Resonator 2 ausgegeben. In
diesem Ausführungsbeispiel ist der Erfassungsbereich
für Kapazitätsänderungen von 0 bis + ΔC eingestellt.
Das heißt, der voreingestellte Arbeitsbereich der
Ausgangsspannungen ist von V&sub0; bis V&sub1; eingestellt. Die
Position der Oszillationsfrequenz f&sub1; in bezug auf die
Resonanzfrequenz f&sub0; ist so eingestellt, daß sie
bewirkt, daß das Intervall zwischen den
Ausgangsspannungen V&sub2; und V&sub1; in einen linearen Bereich der
Frequenzcharakteristiken des Resonators 2 auf seiner
Frequenzcharakteristikkurve fällt, wodurch die
Erfassungsempfindlichkeit erhöht wird. Das heißt, der
voreingestellte Arbeitsbereich V&sub0; bis V&sub1; wird eingestellt
durch Wahl eines Hochimpedanzbereichs des linearen
Bereichs.
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Der Q-Wert eines keramischen dielektrischen Elements
ist im allgemeinen hoch (groß). Aus diesem Grund
kann, wenn die Resonatorelemente des Geräts aus
keramischen Resonatorelementen 14 und 21 bestehen, eine
höhere Erfassungsempfindlichkeit erwartet werden.
Wenn jedoch der das keramische Resonatorelement 21
enthaltende Resonator 2 direkt mit dem Oszillator 1
verbunden ist, wird, da die Impedanz des Oszillators
1 niedriger ist als die des Resonators 2 an seinem
Arbeitspunkt, der Q-Wert des das keramische
Resonatorelement 21 enthaltenden Resonators 2 herabgesetzt.
Als Folge hiervon wird eine Ausgangsspannung am
Resonanzpunkt herabgesetzt und das ursprüngliche
Leistungsvermögen (daß der Q-Wert hoch ist) des
keramischen Resonatorelements 21 wird verschlechtert. Um
ein derartiges Problem zu lösen, ist in diesem
Ausführungsbeispiel der Hochimpedanz-Wandler 6 zwischen
dem Oszillator 1 und dem Resonator 2 angeordnet. Der
Hochimpedanz-Wandler 6 ist als eine Hochimpedanz-
Schaltung ausgebildet, indem eine Transistor 61 mit
Schaltungselementen wie einem Widerstand und einem
Kondensator gekoppelt ist. Der Transistor 61 ist in
Emitterfolger-Schaltung mit dem keramischen
Resonatorelement 21 verbunden und legt eine hohe Impedanz
an dieses an. Zusätzlich dient der Transistor 61
dazu, eine gegenseitige Interferenz zwischen dem
Oszillator 1 auf der Seite des keramischen
Resonatorelements 14 und dem Resonator 2 auf der Seite des
keramischen Resonatorelements 21 zu eliminieren.
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Mit einem Anstieg der Oszillationsfrequenz des
Oszillators 1 kann die Größe des Geräts (keramisches
Resonatorelement) herabgesetzt werden. Wenn jedoch die
Oszillationsfrequenz des Oszillators 1 auf eine
Ultrahochfrequenz eingestellt wird, wie vorbeschrieben
ist, und die Impedanz erhöht wird, während der Q-Wert
des keramischen Resonatorelements 21 hoch gehalten
wird, tritt die Neigung zu einer gegenseitigen
Interferenz zwischen benachbarten Schaltungen auf. Wenn
eine Streukapazität zum Transistor 61 des
Hochimpedanz-Wandlers 6 hinzugefügt wird oder die
Versorgungsleitung eine äquivalente Induktivität 8 bildet,
wie in Fig. 5 gezeigt ist, werden zusätzlich
parasitäre Vibrationen erzeugt und es kann ein anomaler
Oszillationszustand auftreten, wie in Fig. 6 gezeigt
ist. In diesem Ausführungsbeispiel verhindert der
Transistor 61 eine gegenseitige Interferenz zwischen
dem Oszillator 1 und dem das keramische
Resonatorelement 21 enthaltenden Resonator 2. Weiterhin wird, um
anomale Oszillationen aufgrund von Interferenz von
elektrischen Feldern der keramischen
Resonatorelemente 14 und 21 oder anomale Oszillationen aufgrund
einer von der Versorgungsleitung gebildeten
äquivalenten Induktivität zu verhindern, die folgende
Anordnung verwendet.
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Um eine gegenseitige Interferenz zwischen den beiden
keramischen Resonatorelementen 14 und 21 zu
verhindern, kann die folgende Anordnung verwendet werden.
Wie in Fig. 7A gezeigt ist, ist eines der keramischen
Resonatorelemente (z.B. das keramische
Resonatorelement 14) auf einem Kupferfilm auf der oberen
Oberfläche eines keramischen Substrats 10 angeordnet, und
das andere keramische Resonatorelement (z.B. das
keramische Resonatorelement 21) ist auf einem
Kupferfilm auf der unteren Oberfläche des Substrats 10
angeordnet, wodurch verhindert wird, daß das
elektrische Feld des keramischen Resonatorelements 14 das
keramische Resonatorelement 21 beeinflußt. Nach einer
anderen Anordnung sind, wie in Fig. 7B gezeigt ist,
die keramischen Resonatorelemente 14 und 21 auf einem
Kupferfilm auf derselben Oberfläche des keramischen
Substrats 10 in orthogonalen Richtungen angeordnet,
um die elektrischen Felder der Resonatorelemente 14
und 21 in den orthogonalen Richtungen einzustellen.
Dies verhindert einen Einfluß des elektrischen Feldes
des keramischen Resonatorelements 14 auf das
keramische Resonatorelement 21.
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In noch einer anderen Anordnung sind, wie in Fig. 7C
gezeigt ist, eine positive Seitenleitung (+
Vcc-Leitung) PL der Versorgungsquelle und eine Signalleitung
SL auf der oberen Oberfläche des keramischen
Substrats 10 angeordnet, und Signalerdleitungen GL1 und
GL2 sind auf der unteren Oberfläche des keramischen
Substrats 10 gebildet. Bei dieser Anordnung ist
beispielsweise die positive Leitung PL der
Versorgungsquelle so angeordnet, daß sie der Erdleitung GL1
gegenüberliegt, und die Signalleitung SL ist so
angeordnet, daß sie der Erdleitung GL2 gegenüberliegt,
wodurch ein elektrisches Feld eingeschlossen wird.
Zusätzlich sind die Signalerdleitungen GL1 und GL2
voneinander durch eine Induktivität 8 getrennt und
Überbrückungskondensatoren 10a und 10b sind jeweils
an Punkten zwischen den Erdleitungen GL1 und GL2 und
der positiven Leitung PL angeordnet, wodurch eine
gegenseitige Interferenz zwischen den Schaltungen
eliminiert wird. In diesem Ausführungsbeispiel sind,
um eine gegenseitige Interferenz zwischen den
jeweiligen Schaltungen zu eliminieren, die jeweiligen
Schaltungen hinsichtlich der elektrischen Felder
voneinander getrennt, wie durch ein Blockschaltbild in
Fig. 8 angezeigt ist. Mit dieser Anordnung kann eine
gegenseitige Interferenz zwischen den jeweiligen
Schaltungen zuverlässig eliminiert werden.
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Wieder bezugnehmend auf Fig. 3, ist der Detektor 4
mit dem das keramische Resonatorelement 21
enthaltenden Resonator 2 über einen Kopplungskondensator 41
verbunden, und er besteht aus einem
Induktivitätselement 42, einer Diode 43, einem Kondensator 44 und
einem Widerstand 45. Ein Ausgangssignal vom das
keramische Resonatorelement 21 enthaltenden Resonator 2
wird über den Kopplungskondensator 41 zum Detektor 4
geliefert. Die Diode 43, der Kondensator 44 und der
Widerstand 45 bilden einen Detektor. In diesem
Ausführungsbeispiel wird ein Vorspannpunkt des
Arbeitspunktes der Diode 43 ausreichend niedriger als die
Nullspannung eingestellt. Der Detektor führt eine
Hüllkurvenerfassung eines
Hochfrequenz-Ausgangssignals(Bildsignal) des das keramische Resonatorelement
21 enthaltenden Resonators 2 durch und wandelt es in
ein Signal im Signalband des Gegenstandes um. Auf
diese Weise erfaßt der Detektor ein
Hochfrequenzsignal vom das keramische Resonatorelement 21
enthaltenden Resonator 2. Unter Berücksichtigung der
charakteristischen Impedanz der Diode 43 ist
offensichtlich, daß die Vorwärtsimpedanz der Diode 43 das
keramische Resonatorelement 21 in großem Maße beeinflußt,
und daß, wenn die Diode 43 direkt mit dem das
keramische Resonatorelement 21 enthaltenden Resonator 2
verbunden ist, der Q-Wert des das keramische
Resonatorelement 21 enthaltenden Resonators 2 unerwünscht
abnimmt. Um diese Unannehmlichkeit zu verhindern, ist
das Induktivitätselement 42 mit der Anodenseite der
Diode 43 verbunden. Das heißt, der Kondensator 41 und
das Induktivitätselement 42 dienen als eine
Hochimpedanz-Schaltung.
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Fig. 9 zeigt einen vom keramischen Resonatorelement
21, dem Kopplungskondensator 41 und dem
Induktivitätselement
42 gebildeten Schaltungsbereich. Eine
Schaltung dieses Typs hat allgemein Streukapazitäten
C&sub0;&sub1; und C&sub0;&sub2; zwischen der Erdleitung GL und der
Signalleitung SL bzw. zwischen der Anode und der Kathode
der Diode 43. Das Induktivitätselement 42 beseitigt
wirksam diese Streukapazitäten C&sub0;&sub1; und C&sub0;&sub2;. Das
Induktivitätselement 42 ist mit dem Kopplungskondensator
41 gekoppelt, um einen LC-Resonator zu bilden. In
diesem Fall muß der Resonanzpunkt des LC-Resonators
in einem erfaßten Frequenzband und in einem
Oszillationsfrequenzband eingestellt werden, um eine hohe
Impedanz mit Bezug auf eine
Ultrahochfrequenzkomponente darzustellen.
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Der Verstärker 5 wird durch einen Transistor 51 und
Elemente wie einen Widerstand dargestellt. Der
Verstärker 5 verstärkt ein vom Detektor 4 geliefertes
Signal und liefert dieses zu einem Signalprozessor
(nicht gezeigt) und zur selben Zeit zur AFN-Schaltung
7.
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Die AFN-Schaltung 7 umfaßt einen Operationsverstärker
71, Kondensatoren 72 und 73, einen veränderlichen
Widerstand 74, einen Widerstand 75, eine
veränderliche Kapazitätsdiode 76 und einen Kopplungskondensator
77 als wesentliche Schaltungselemente. Der negative
Anschluß des Operationsverstärkers 71 ist mit dem
Ausgansganschluß des Verstärkers 5 verbunden. Der
positive Anschluß des Operationsverstärkers 71 ist
mit dem Gleitanschluß des veränderlichen Widerstands
74 verbunden. Der Kondensator 72 ist zwischen den
negativen Anschluß und den Ausgangsanschluß des
Operationsverstärkers 71 geschaltet. Ein Ende des
Kondensators 73 ist mit dem Ausgangsanschluß des
Operationsverstärkers 71 verbunden. Das andere Ende des
Kondensators 73 ist geerdet. Der Ausgangsanschluß des
Operationsverstärkers 71 ist mit dem Ausgangsanschluß
des keramischen Resonatorelements 21 über die
Widerstände 75 und 78 und den Kopplungskondensator 77
verbunden. Die Kathode der variablen Kapazitätsdiode 76
ist mit dem Knotenpunkt zwischen dem
Kopplungskondensator 77 und dem Widerstand 78 verbunden. Die Anode
der variablen Kapazitätsdiode 76 ist geerdet.
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Die AFN-Schaltung 7 verstärkt ein vom Verstärker 5
geliefertes Signal durch Verwendung des
Operationsverstärkers 71. Wenn dieses Signal zu verstärken ist,
wird ein Ausgangssignal des Operationsverstärkers 71
durch die Kondensatoren 72 und 73 geglättet und wird
im wesentlich ein Gleichspannungssignal mit einer
niedrigen Frequenz. Zusätzlich wird das
Ausgangssignal des Operationsverstärkers 71 durch einen vom
Kondensator 73 und dem Widerstand 75 gebildeten
Integrator integriert und zur selben Zeit wird eine
Signalkomponente mit einer sehr niedrigen Frequenz zur
variablen Kapazitätsdiode 76 geführt.
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Die variable Kapazitätsdiode 76 wird in einem in
Sperrichtung vorgespannten Zustand verwendet. Wenn in
diesem Ausführungsbeispiel angenommen wird, daß die
Versorgungsspannung 12 V beträgt, wird eine
Vorspannung in Sperrichtung von 6 V oder höher an die
variable Kapazitätsdiode 76 angelegt, um den Arbeitspunkt
der Diode 76 auf einen niedrigen negativen
Vorspannpunkt mit Bezug auf die Nullspannung einzustellen. Es
ist festzustellen, daß die Position des
Arbeitspunktes der variablen Kapazitätsdiode 76 durch Änderung
des Widerstandswertes des variablen Widerstands 74
auf einen Gleichspannungspegel eingestellt werden
kann. Mit anderen Worten, der mittlere Arbeitspunkt
der AFN-Schaltung 7 kann variabel eingestellt werden.
Die variable Kapazitätsdiode 76 ändert ihre Kapazität
gemäß einer vom Integrator angelegten Spannung und
liefert diese Kapazitätsänderung über den
Kopplungskondensator 77 zum keramischen Resonatorelement 21,
wodurch die Resonanzfrequenz des das keramische
Resonatorelement 21 enthaltenden Resonators 2 geändert
wird. Insbesondere wenn die Resonanzfrequenz des das
keramische Resonatorelement 21 enthaltenden
Resonators 2 aus irgendeinem Grund von f" in Fig. 4 nach
rechts verschoben wird, wird ein Ausgangssignal des
das keramische Resonatorelement 21 enthaltenden
Resonators 2 V&sub0; oder niedriger und fällt aus dem
voreingestellten Bereich von V&sub0; bis V&sub1;. Selbst in einem
solchen Fall wird die Resonanzfrequenz f&sub0; automatisch
nach links verschoben, indem ein AFN-Signal zum das
keramische Resonatorelement 21 enthaltenden Resonator
2 geführt wird, wodurch verhindert wird, daß ein
Ausgangssignal des das keramische Resonatorelement 21
enthaltenden Resonators 2 außerhalb des Bereichs von
V&sub0; bis V&sub1; fällt. Daher dient die AFN-Schaltung 7 auch
als eine AFR(automatische
Verstärkungsregelung)Schaltung.
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Die vorliegende Erfindung hat die vorbeschriebene
Anordnung. Eine Arbeitsweise der vorliegenden
Erfindung wird nachfolgend beschrieben.
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Es sei angenommen, daß wie in Fig. 10 gezeigt ist,
die Oszillationsfrequenz f&sub1; des Oszillators 1 auf
eine Position eingestellt wird, die leicht gegenüber
der Resonanzfrequenz (Abstimmfrequenz) f&sub0; des das
keramische Resonatorelement 21 enthaltenden
Resonators 2 verschoben ist. In diesem Zustand wird, wenn
der Erfassungsbereich keine Änderung der Kapazität
zwischen dem Erfassungsbereich und einem zu
erfassenden Gegenstand feststellt, die konstante Spannung V&sub0;
vom das keramische Resonatorelement 21 enthaltenden
Resonator 2 ausgegeben. Im Gegensatz hierzu wird,
wenn der Erfassungsbereich die Kapazitätsänderung ΔC
erfaßt, wenn sich eine Person dem Elektrodenbereich
des Erfassungsbereichs nähert oder eine eingekerbte
Oberfläche wie die Oberfläche einer VHD-Scheibe durch
einen Bereich nahe dem Elektrodenbereich des
Erfassungsbereichs hindurchgeht, die Resonanzfrequenz des
das keramische Resonatorelement 21 enthaltenden
Resonators 2 von f&sub0; nach f&sub0;&sub1; verschoben. Da die
Oszillationsfrequenz f&sub1; konstant gehalten wird, gibt zu
dieser Zeit der das keramische Resonatorelement 21
enthaltende Resonator 2 eine Spannung V&sub0; + ΔV aus, die
durch Addition von ΔV zu V&sub0; erhalten wird.
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Es ist allgemein bekannt, daß, wenn ein Signal f(x)
zu einer Schaltung mit einem gegebenen
Ansprechverhalten f(G) geliefert wird, ein Ausgangssignal f(out)
= f(G)f(x) erhalten werden kann. Wenn diese Beziehung
auf das Ausführungsbeispiel angewendet wird, ist
f(out) = jωt&sub1; ± Px, vorausgesetzt, daß f(x) bei einer
einzigen Frequenz jωt&sub1; fixiert ist und f(G) als ein
Signal Px entsprechend der Bewegung eines Bildsignals
oder einer Person gegeben ist. Daher kann ein
AM-moduliertes Ausgangssignal herausgezogen werden. Wenn
in diesem Ausführungsbeispiel die
Oszillationsfrequenz eine Ultrahochfrequenz (z.B. 1 GHz) ist, ist
das Ausgangssignal f(out) ein Ultrahochfrequenzsignal
mit einer Bandbreite von ± Px und 1 GHz als
Mittenfrequenz. Dieses Ultrahochfrequenzsignal wird zum
Detektor geliefert. Der Detektor führt eine
Hüllkurvenerfassung
des Ultrahochfrequenzsignals durch und
wandelt sie in das Signalband des Gegenstands um (in
diesem Ausführungsbeispiel ein 3 MHz-Signal). Dieses
bandgewandelte Signal wird vom durch den Transistor
51 gebildeten Verstärker 5 verstärkt. Ein Teil des
Ausgangssignals des Verstärkers 5 wird dann zu einem
Signalprozessor (nicht gezeigt) geliefert, und der
andere Teil des Signals wird zur AFN-Schaltung 7
abgezweigt/geliefert. In der AFN-Schaltung 7 wird die
Frequenz dieses Eingangssignals auf 400 mHz nahe
einem im wesentlichen Gleichspannungspegel durch einen
Glättungseffekt der Kondensatoren 72 und 73
herabgesetzt. Zusätzlich wird das Signal durch den
Integrator integriert und zur variablen Kapazitätsdiode 76
geliefert. Die variable Kapazitätsdiode 76 ändert
ihre Kapazität entsprechend dem gelieferten Signal
und stellt die Resonanzfrequenz f&sub0; des das keramische
Resonatorelement 21 enthaltenden Resonators 2 gemäß
dieser Kapazitätsänderung optimal ein.
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Gemäß diesem Ausführungsbeispiel können, da die
Resonatorelemente des Oszillators 1 und des Resonators 2
jeweils durch die keramischen Resonatorelement 14 und
21 gebildet sind, große Q-Werte erhalten werden. Da
die peripheren Schaltkreise des keramischen
Resonatorelements 21, d.h. der Impedanz-Wandler 6, der
durch das Induktivitätselement 42 und den Kondensator
41 gebildete Resonator und die AFN-Schaltung 7 durch
Hochimpedanz-Schaltkreise dargestellt werden, tritt
zusätzlich keine Dämpfung des Q-Wertes während eines
Betriebs des das keramische Resonatorelement
enthaltenden Resonators 2 auf. Daher kann eine kleine
Änderung der Kapazität mit großer Empfindlichkeit erfaßt
werden.
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Eine gegenseitige Interferenz zwischen dem Oszillator
1 und dem das keramische Resonatorelement 21
enthaltenden Resonator 2 wird durch den Transistor 61
verhindert. Zusätzlich kann eine gegenseitige
Interferenz aufgrund elektrischer Felder zwischen den
keramischen Resonatorelementen 14 und 21 verhindert
werden, und ein elektrisches Feld wird zwischen den
Erdleitungen GL1 und GL2 und der positiven Leitung der
Versorgungsquelle eingeschlossen. Daher kann eine
gegenseitige Interferenz, die die Neigung hat,
zwischen den jeweiligen Schaltungen aufzutreten, wenn
Ultrahochfrequenzsignale verarbeitet werden,
zuverlässig verhindert werden. Dies ermöglicht dem Gerät,
einen hohen Rauschabstand zu haben.
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Da die Resonatorelemente des Geräts nach diesem
Ausführungsbeispiel durch die keramischen
Resonatorelemente 14 und 21 ohne Verwendung von Bandleitungen
gebildet werden, kann weiterhin die Größe des Geräts
verringert werden. Bei diesem Ausführungsbeispiel
kann ein sehr kleines Gerät mit einer Größe von 20 mm
x 20 mm x 20 mm realisiert werden.
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Gemäß dem Gerät nach diesem Ausführungsbeispiel kann
eine kleine Kapazität von 1 x 10&supmin;³ bis 1 x 10&supmin;&sup5; pF mit
hoher Empfindlichkeit erfaßt werden. Daher kann das
Gerät nach dem Ausführungsbeispiel nicht nur für eine
konventionelle Anwendung benutzt werden, d.h. ein
Gerät zum Erfassen einer Änderung der Kapazität
zwischen einer Videoscheibe und einer Nadel, sondern
auch für neue Anwendungen, die nur durch eine
Erfassung von kleinen Kapazitäten mit hoher
Empfindlichkeit realisiert werden können, z.B. einen Sensor für
die Kapazität des menschlichen Körpers (zum Erfassen
des Eintritts einer Person in einen Raum), einen bei
hohen Temperaturen befestigten Sensor (z.B. einen
Positionssensor in einem Hochtemperatur-Ofen), einen
Drehkodierer mit hoher Auflösung, ein
Erfassungselement für kleine Teile (z.B. ein Element zum Erfassen
von Chip-Kondensatoren und dergleichen auf einem
Trägerband), einen Gassensor (einen
Gasidentifizierungssensor basierend auf den Umstand, daß sich eine
Kapazität in Abhängigkeit von einem Gastyp ändert), einen
Impulssensor (einen Sensor zum Erfassen eines
Impulses durch Verwendung einer Änderung der
vorbeigehenden Menge von im Blut enthaltenem Eisen), und einen
Sensor zum Erfassen eines Phasenübergangspunktes
zwischen einer Flüssigphase und einer festen Phase
(einen Sensor zum Erfassen einer Änderung der
Dielektrizitätskonstanten an einen Übergangspunkt zwischen
einer Flüssigphase und einer festen Phase in den
Zustandsdiagrammen eines festen Körpers, einer
Flüssigkeit und eines Gases). Das heißt, es kann ein sehr
kleines elektrostatisches Fühlergerät mit neuen
Funktionen und Anwendungen realisiert werden, das höchst
empfindlich und zuverlässig ist.
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Da bei diesem Ausführungsbeispiel der Arbeitspunkt
der Diode 43 an einer Position eingestellt ist, die
ausreichend von der Nullspannung getrennt ist, kann
die folgende Störung verhindert werden, anders als in
dem Fall, in dem Arbeitspunkt auf eine negative
Spannung nahe der Nullspannung eingestellt ist. Wenn der
Arbeitspunkt der Diode 43 auf eine Position nahe der
Nullspannung eingestellt ist, wird, wenn ein Signal
in der Amplitude die Nullspannung überschreitet und
eine positive Spannung wird, die variable
Kapazitätsdiode 76 in den leitenden Zustand gebracht und die
Impedanz der Diode 76 wird verrinigert, wodurch sich
eine Abnahme des Q-Wertes des das keramische
Resonatorelement
21 enthaltenden Resonators 2 ergibt. Im
Gegensatz hierzu wird, wenn der Arbeitspunkt der
Diode 43 auf eine Position eingestellt wird, die
ausreichend in negativer Richtugn von der Nullspannung
getrennt ist, wie bei dem Ausführungsbeispiel, die
Diode 43 nicht durch eine Amplitudenkomponente eines
Signals in den leitenden Zustand gebracht, und die
Impedanz der Diode 76 kann immer hoch gehalten
werden. Dies verhindert eine Dämpfung des Q-Wertes des
das keramische Resonatorelement 21 enthaltenden
Resonators 2.
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Die vorliegende Erfindung ist nicht auf das
vorbeschriebene Ausführungsbeispiel beschränkt, sondern
kann in verschiedenen Ausführungsbeispielen
praktiziert werden. Bei dem vorhergehenden
Ausführungsbeispiel wird der Hochimpedanz-Wandler 6 durch eine
Kombination des Transistors 61 mit Widerständen und
dergleichen gebildet. Jedoch kann der Wandler 6 nur
durch einen Transistor oder andere Schaltungselemente
wie einen Operationsverstärker gebildet sein. Diese
Schaltungselemente müssen unter Berücksichtigung der
Anpassung mit der Oszillationsfrequenz des
Oszillators ausgewählt werden.
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In dem Ausführungsbeispiel ist das
Induktivitätselement 42 parallel zu dem keramischen Resonatorelement
21 geschaltet, wie in Fig. 9 gezeigt ist. Jedoch
können diese Komponenten in Reihe miteinander geschaltet
sein, wie in Fig. 12 gezeigt ist.
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Da in dem Ausführungsbeispiel die Resonatorelemente
des Oszillators und des Resonators jeweils durch
keramische Resonatorelemente gebildet sind und der
Hochimpedanz-Wandler zwischen diesen keramischen
Resonatorelementen angeordnet ist, kann eine Q-Dämpfung
im Resonator verhindert werden und eine kleine
Änderung der Kapazität kann mit hoher Empfindlichkeit
erfaßt werden.
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Da hohe Impedanzen an den peripheren Bereichen des
Resonators eingestellt sind, d.h. nicht nur zwischen
dem Resonator und dem Oszillator, sondern auch
zwischen dem Resonator und dem Detektor und der AFN-
Schaltung, die sich auf der Signaleingangs- und
-ausgangsseite des Resonantors befinden, kann zusätzlich
der Q-Wert des Resonators zuverlässiger auf einem
hohen Pegel gehalten werden. Dies verhindert
wirksamer die Q-Dämpfung im Resonator. Das heißt, das
keramische Resonatorelement kann sein anfängliches hohes
Leistungsvermögen (hoher Q-Wert) zeigen und eine
kleine Änderung der Kapazität kann mit hoher
Empfindlichkeit erfaßt werden.
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Weiterhin kann, wie vorbeschrieben ist, da die
Resonatorelemente des Oszillators und der Resonator
jeweils durch keramische Resonatorelemente gebildet
sind, das Gerät in seiner Größe und seinem Gewicht
erheblich reduziert werden im Vergleich mit einem
herkömmlichen Gerät, bei dem Resonatorelemente durch
Bandleitungen gebildet sind.
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Da die Geräteanordnung einfach ist, kann darüber
hinaus das Gerät mit hohem Leistungsvermögen nach der
vorliegenden Erfindung mit niedrigen Kosten
geschaffen werden.
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Fig. 13 ist ein Blockschaltbild, das
elektrostatisches Fühlergerät nach einem anderen
Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt.
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Dieses Ausführungsbeispiel ist ähnlich der
Schaltungsanordnung des Ausführungsbeispiels in Fig. 3.
Dieselben Bezugszahlen in Fig. 13 bezeichnen
dieselben Teile wie in Fig. 3, und deren Beschreibung wird
weggelassen.
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Ein Gerät nach diesem Ausführungsbeispiel umfaßt
einen Oszillator 1, einen Hochimpedanz-Wandler 6, einen
durch ein keramisches Resonatorelement 21 gebildeten
Resonator 2, einen C-L-Wandler 9, einen Detektor 4,
einen Verstärker 5 und eine AFN-Schaltung 7' als eine
Stabilisierungs/Steuerschaltung. Bezugnehmend auf
Fig. 13, kann im strengen Sinne der Resonator 2 so
betrachtet werden, daß er durch das keramische
Resonatorelement 21 und den C-L-Wandler 9 gebildet ist.
In der Beschreibung jedoch wird angenommen, daß der
Resonator 2 nur durch das keramische Resonatorelement
21 ohne den C-L-Wandler 9 gebildet ist.
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Ein Erfassungsbereich 3 ist über den C-L-Wandler 9
mit dem keramischen Resonatorelement 21 verbunden.
Der Erfassungsbereich 3 ist mit einer gewünschten
Elektrode verbunden, um eine Änderung der Kapazität
zwischen dem Erfassungsbereich und einem zu
erfassenden Gegenstand zu erfassen, z.B. einer
Plattenelektrode, einer Nadelelektrode, einer Ionenelektrode,
einer mit einem isolierenden Film beschichteten
Elektrode und einer wärmeabschirmenden Elektrode.
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Der C-L-Wandler 9 kann durch eine Impedanz-Gyrator
gebildet sein, der ein Hall-Element, einen
Wellenleiter oder eine Phasen-Nichtumkehr-Schaltung verwendet.
Fig. 14 zeigt ein Beispiel dieser Schaltung. Die in
Fig. 14 gezeigte Schaltung wird als
Transistor-Gyrator bezeichnet, die aus einer Kombination von drei
Transistoren 91, 92 und 93 und Widerständen gebildet
ist. Die Eingangsseite der Schaltung ist mit dem
keramischen Resonatorelement 21 verbunden, und die
Ausgangsseite ist mit dem Erfassungsbereich 3 verbunden.
Dieser Impedanz-Gyrator führt eine Impedanzumkehrung
durch und wandelt eine Änderung der Kapazität auf der
Ausgangsseite in eine Änderung der Induktivität auf
der Eingangsseite um.
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Die Schaltungsanordnung nach diesem
Ausführungsbeispiel ist von der in Fig. 3 gezeigten dadurch
verschieden, daß Kondensatoren 73 und 79 parallel
zwischen Widerständen 75 und 78 und Erdpotential
geschaltet sind und daß der C-L-Wandler zwischen den
Resonator 2 und den Erfassungsbereich 3 geschaltet
ist.
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In der AFN-Schaltung 7' wird ein Ausgangssignal eines
Operationsverstärkers 71 durch zwei Integratoren
integriert, die jeweils durch eine Kombination aus dem
Kondensator 73 und dem Widerstand 75 und eine
Kombination aus dem Kondensator 79 und dem Widerstand 78
gebildet sind, und zur selben Zeit wird eine
Signalkomponente mit einer sehr niedrigen Frequenz zu einer
variablen Kapazitätsdiode 76 geführt.
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Eine Arbeitsweise nach diesem Ausführungsbeispiel
wird nach folgend beschrieben. Da die grundsätzliche
Arbeitsweise dieselbe ist wie bei dem in Fig. 3
gezeigten Ausführungsbeispiel, werden nur die
unterschiedlichen Punkte beschrieben.
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Es wird angenommen, daß wie in Fig. 4 gezeigt ist,
eine Oszillationsfrequenz des Oszillators 1 auf eine
Position eingestellt ist, die geringfügig von einer
Resonanzfrequenz (Abstimmfrequenz) f&sub0; des das
keramische Resonatorelement 21 enthaltenden Resonators 2
verschoben ist. Wenn der Erfassungsbereich 3 keine
Änderung der Kapazität zwischen dem Erfassungsbereich
und einem zu erfassenden Gegenstand erfaßt, wird eine
konstante Spannung V&sub0; vom das keramische
Resonatorelement 21 enthaltenden Resonator 2 ausgegeben. Im
Gegensatz dazu wird, wenn der Erfassungsbereich 3
eine Kapazitätsänderung ΔC erfaßt, wenn eine Person
sich dem Elektrodenbereich des Erfassungsbereichs
nähert oder eine gekerbte Oberfläche wie eine
Oberfläche einer VHD-Scheibe durch einen Bereich nahe dem
Elektrodenbereich des Erfassungsbereichs
hindurchgeht, diese Änderung ΔC durch den C-L-Wandler 9 wie
folgt in eine Induktivitätsänderung umgewandelt.
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Es wird angenommen, wie in Fig. 15 gezeigt ist, daß
der C-L-Wandler 9 als eine Blackbox dargestellt ist
durch Verwendung eines Y-Parameters (Y-Matrix), der
erhalten wird, wenn die 4-Klemmenschaltungs-Konstante
einer elektrischen Schaltung dargestellt ist durch
eine Gruppenkonstante; den Leitwert des Gyrators, G;
die Spannung und den Strom auf der Eingangsseite (auf
der Seite des keramischen Resonatorelements 21), V&sub1;
und i&sub1;; und die Spannung und den Strom auf der
Ausgangsseite (der Seite des Erfassungsbereichs 3), V&sub2;
und i&sub2;. In diesem Fall können die Ströme i&sub1; und i&sub2;
durch die folgende Gleichung dargestellt werden,
welche die Eigenschaften des Gesamtgyrators wiedergibt:
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Wenn ein Kondensator mit der Außenseite dieses
Impedanz-Gyrators verbunden ist, dient die Eingangsseite
des Gyrators als eine Induktivitätskomponente. Daher
kann die Impedanzänderung ΔC auf der Ausgangsseite
als eine Impedanzänderung ΔZi auf der Eingangsseite
dargestellt werden.
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ΔZi = V&sub1;/i&sub1; = jωΔC/G²,
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wobei ω die Winkelfrequenz ist.
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Wie vorbeschrieben ist, wird die erfaßte kleine
Kapazitätsänderung ΔC auf der Ausgangsseite durch den
C-L-Wandler 9 in die kleine Impedanzädnerung ΔZi
umgewandelt. Diese Änderung ΔZi wird zum das keramische
Resonatorelement 21 enthaltenden Resonator 2
geliefert. Wie aus der Gleichung für ΔZi ersichtlich ist,
beeinflußt bei dieser C-L-Wandlung die Impedanz des
Gegenstands in einem stationären Zustand die Resonanz
des Resonators nicht direkt. Bei Empfang der
Impedanzänderung ΔZi wird die Resonanzfrequenz des das
keramische Resonatorelement 21 enthaltenden
Resonators 2 beispielsweise von f&sub0; nach f&sub1; in Fig. 4
verschoben. Da die Oszillationsfrequenz f&sub1; konstant
gehalten wird, gibt zu dieser Zeit der das keramische
Resonatorelement 21 enthaltende Resonator 2 eine
Spannung V&sub0; + ΔV aus, die durch Addition von ΔV zu V&sub0;
erhalten wurde.
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Da bei diesem Ausführungsbeispiel eine vom
Erfassungsbereich 3 erfaßte kleine Änderung der Kapazität
durch den C-L-Wandler 9 in eine kleine
Induktivitätsänderung umgewandelt und zu dem das keramische
Resonatorelement 21 enthaltenden Resonator 2 geliefert
wird, kann, selbst wenn eine Kapazitätsänderung eines
Gegenstands mit einem kleinen Q-Wert oder einer
geringen Impedanz zu erfassen ist, eine kleine
Kapazitätsänderung mit hoher Empfindlichkeit erfaßt werden
ungeachtet des Q-Wertes oder der Impedanz des
Objekts, ohne die Impedanz oder den Q-Wert des das
keramische Resonatorelement 21 enthaltenden Resonators
2 herabzusetzen.
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In dem obigen Ausführungsbeispiel wird ein AFN-Signal
von der AFN-Schaltung 7' über einen
Kopplungskondensator 77 zum keramischen Resonatorelement 21
geliefert. Jedoch kann das AFN-Signal zum C-L-Wandler 9
geliefert werden, wie durch eine strichpunktierte
Linie in Fig. 13 angezeigt ist, um den Abstimmpunkt
zwischen der Resonanzfrequenz des Resonators 2 und
der Oszillationsfrequenz des Oszillators 1 zu
stabilisieren.
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Weiterhin ist beim obigen Ausführungsbeispiel der
C-L-Wandler durch einen Transistor-Gyrator gebildet.
Jedoch kann der C-L-Wandler durch andere passive
Phasen-Nichtumkehr-Elemente gebildet werden.
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Bei der vorliegenden Erfindung ist die
Oszillationsfrequenz nicht auf den Bereich von 1 bis 10 GHz
begrenzt. Eine optimale Frequenz kann aus einem MHz-
Band oder einem GHz-Band gemäß jeder speziellen
Anwendung ausgewählt werden.
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Da bei diesem Ausführungsbeispiel der C-L-Wandler
zwischen dem Erfassungsbereich für kleine Kapazitäten
und dem Resonatorelement des Resonators angeordnet
ist, ist, selbst wenn der Q-Wert oder die Impedanz
eines zu erfassenden Objekts gering sind, der
Resonator
frei von den Einflüssen einer derartigen
niedrigen Impedanz. Daher kann die Erfassung von
Kapazitäten immer durchgeführt werden, während der Q-Wert und
die Impedanz des das keramische Resonatorelement 21
enthaltenden Resonators 2 hochgehalten werden. Dies
ermöglicht die Erfassung von kleinen Kapazitäten mit
hoher Empfindlichkeit.
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Da die Resonatorelemente des Oszillators und des
Resonators jeweils durch keramische Resonatorelemente
gebildet sind, können das Gewicht und die Größe des
Gerätes erheblich reduziert werden.
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Da die Stabilisierungs/Steuerschaltung zum
Stabilisieren des Abstiminpunktes zwischen der
Oszillationsfrequenz des Oszillators und der Resonanzfrequenz des
Resonators mit dem C-L-Wandler verbunden ist, kann
weiterhin das Gerät immer mit dem sich an einer
optimalen Position befindenden Abstimmpunkt betrieben
werden, und die Zuverlässigkeit der
Kapazitätserfassung kann erheblich erhöht werden.
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Fig. 16 zeigt einen Oszillator eines
elektrostatischen Fühlergerätes gemäß noch einem anderen
Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Dieselben
Bezugszahlen in Fig. 16 kennzeichnen dieselben Teile
wie in Fig. 2 und eine Beschreibung von diesen wird
weggelassen.
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Ähnlich wie bei den vorbeschriebenen
Ausführungsbeispielen umfaßt ein Gerät nach diesem
Ausführungsbeispiel einen Oszillator 1, einen Resonator 2, einen
Erfassungsbereich 3, einen Detektor 4 und einen
Verstärker 5. Ein keramisches Resonatorelement 14 wird
als ein Resonatorelement des Oszillators 1 verwendet.
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Die Kathode einer variablen Kapazitätsdiode 16 ist
über einen Kopplungskondensator 15 mit dem
keramischen Resonatorelement 14 verbunden. Die Anode der
variablen Kapazitätsdiode 16 ist geerdet. Die Diode
16 ist nahe dem keramischen Resonatorelement 14
angeordnet. Ein Widerstand 17 als eine Hochfrequenz-
Trennschaltung ist mit dem Knotenpunkt zwischen der
Diode 16 und dem Kopplungskondensator 15 verbunden.
Das andere Ende des Widerstands 17 ist mit dem
Gleitanschluß eines veränderlichen Widerstands 18 als
einem variablen Potentialwandler über eine Leitung 19
verbunden. Der variable Widerstand 18 dient zur
Einstellung einer der variablen Kapazitätsdiode 16
zuzuführenden Arbeitsspannung.
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Eine Arbeitsweise des Oszillators wird nachfolgend
beschrieben.
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Wenn der Gleitanschluß des variablen Widerstands 18
verschoben wird, wird die der variablen
Kapazitätsdiode 16 zugeführte Arbeitsspannung verändert. Die
Diode 16 verändert ihre Kapazität gemäß einer
Änderung der Arbeitsspannung. Diese variable
Kapazitätsdiode 16 dient als ein Element des Oszillators 1, und
daher wird die Oszillationsfrequenz mit einer
Änderung der Kapazität der Diode 16 geändert. Bei diesem
Ausführungsbeispiel kann daher die
Oszillationsfrequenz auf eine vorbestimmte Zielfrequenz eingestellt
werden, indem einfach die der variablen
Kapazitätsdiode 16 zugeführte Arbeitsspannung durch den
variablen Widerstand 18 eingestellt wird, und der
Abstimmpunkt des Resonatos 2 kann genau eingestellt werden.
Da wie oben beschrieben die Oszillationsfrequenz
durch Änderung der der variablen Kapazitätsdiode 16
zugeführten Spannung eingestellt werden kann, kann
der Widerstandswert des Widerstands 17 erhöht werden.
Durch diese Widerstanderhöhung fließt fast kein
Gleichstrom durch den Widerstand 17, und daher ist
das keramische Resonatorelement 14 im wesentlichen
frei von den Einflüssen von Gleichstromkomponenten.
Durch die Anwesenheit des Widerstands 17 ist das
keramische Resonatorelement 14 zusätzlich im
wesentlichen von den Einflüssen von Hochfrequenzkomponenten
frei, weil die Kapazitätskomponenten und die
Induktivitätskomponenten auf der Seite der Leitung 19
geerdet sind. Daher werden, selbst wenn die Leitung 19
verlängert ist, fast keine Einflüsse auf das
keramische Resonatorelement 14 ausgeübt. Diese ermöglicht,
daß der variable Widerstand 18 an einer willkürlichen
Position angeordnet wird entsprechend den
Erfordernissen eines Anwenders, und dies erhöht den
Freiheitsgrad beim Schaltungsentwurf.
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Wie oben beschrieben ist, wird, wenn eine
Ultrahochfrequenz als eine Oszillationsfrequenz verwendet
wird, um eine hohe Empfindlichkeit zu erhalten, wenn
das elektrostatische Fühlergerät an einer zu
messenden Einheit befestigt ist, die Oszillationsfrequenz
aufgrund der Einflüsse einer Streukapazität und
dergleichen zwischen dem Gerät und der Einheit
verändert. Jedoch kann bei dem Gerät nach diesem
Ausführungsbeispiel, selbst wenn eine derartige
Streukapazität erzeugt wird, eine Abweichung der
Oszillationsfrequenz leicht korrigiert werden durch Änderung der
der variablen Kapazitätsdiode 16 zuzuführenden
Arbeitsspannung, wodurch immer eine genaue Einstellung
eines Abstimmpunktes möglich ist.
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Da das Gerät nach diesem Ausführungsbeispiel keinen
Trimmerkondensator enthält, der eine erhebliche Größe
aufweist und teuer ist, kann das Gerät hinsichtlich
seiner Größe und seiner Kosten weiter reduziert
werden.
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Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die
vorbeschriebenen Ausführungsbeispiele begrenzt, sondern
kann in verschiedenen Ausführungsbeispielen
praktiziert werden.
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Bei diesem Ausführungsbeispiel wird die
Hochfrequenz-Trennschaltung durch den Widerstand 17 gebildet.
Jedoch kann diese Schaltung durch eine Hochimpedanz-
Spule gebildet werden.
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Wie vorbeschrieben ist, kann nach diesem
Ausführungsbeispiel, selbst wenn die Leitung 19 verlängert ist,
ein Oszillationsvorgang fast ohne Einfluß von
Kapazitätskomponenten und Induktivitätskomponenten, die von
der Leitung 19 gebildet werden, durchgeführt werden.
Wenn jedoch die Leitung 19 wesentlich verlängert
wird, werden Kondensatoren C&sub0;&sub3; und C&sub0;&sub4; mit den beiden
Enden der Leitung 19 verbunden, um an der Leitung 19
erzeugte Kapazitätskomponenten und
Induktivitätskomponenten schnell zu erden und einen
Oszillationsvorgang weiterhin zu stabilisieren, indem diese
nachteiligen Faktoren vollständig eliminiert werden, d.h.
die Kapazitätskomponenten und dergleichen.
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Bei diesem Ausführungsbeispiel wird die
Oszillationsfrequenz durch variable Einstellung der
Arbeitsspannung der variablen Kapazitätsdiode eingestellt.
Selbst wenn die Oszillationsfrequenz aufgrund
geringer Änderungen in der Form des dielektrischen
Resonatorelements
des Oszillators oder einer
Streukapazität, die erzeugt wird, wenn das elektrostatische
Fühlergerät in einer zu messenden Einheit befestigt ist,
verändert wird, kann daher die Oszillationgsfrequenz
leicht auf eine vorbestiminte Zielfrequenz eingestellt
werden, indem die der variablen Kapazitätsdiode
zuzuführende Arbeitsspannung eingestellt wird.
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Da die Hochfrequenztrennschaltung zwischen dem
variablen Spannungswandler und der variablen
Kapazitätsdiode angeordnet ist, ist zusätzlich, selbst wenn die
sich von der Hochfrequenz-Trennschaltung zur
variablen Kapazitätsdiode erstreckende Leitung verlängert
ist, das Resonatorelement des Oszillators frei von
den Einflüssen von an der Leitung erzeugten
Kapazitätskomponenten und Induktivitätskomponenten. Daher
kann die Oszillationsfrequenz stabilisiert werden. Da
sich die Oszillationsfrequenz nicht in Abhängigkeit
von der Länge der Leitung ändert, werden keine
Beschränkungen hinsichtlich der Befestigungsposition
des variablen Spannungswandlers auferlegt. Dies
erhöht in starkem Maße den Freiheitsgrad beim
Schaltungsentwurf.
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Da weiterhin der Oszillator nicht einen großen teuren
Trimmerkondensator als Bestandteil benötigt, kann er
in bezug auf seine Größe und seine Kosten ausreichend
reduziert werden. Daher wird auch das
elektrostatische Fühlergerät in bezug auf seine Größe und seine
Kosten reduziert.
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Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die
vorbeschriebenen Ausführungsbeispiele beschränkt, sondern
kann in verschiedenen Ausführungsbeispielen
praktiziert werden. In diesem Ausführungsbeispiel werden
ein Resonatorelement 14 des Oszillators 1 und
Resonatorelemente 21 von Resonatoren 2, 2' und 2" jeweils
durch dielektrische Resonatorelemente gebildet.
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Wenn sowohl die Resonatorelemente des Oszillators und
der Abstimmschaltung des Resonatorelements auf der
Seite der Abstimmschaltung allein dielektrische
Resonatorelemente sind oder von diesen gebildet werden,
kann das Gerät in der Größe verringert werden.
Genauer gesagt, wenn ein Resonatorelement durch eine
Bandleitung gebildet wird, muß diese Bandleitung eine
Länge von wenigstens 1/4 der Länge einer
Oszillationsfrequenz haben und ist daher langgezogen.
Hierdurch wird das Gerät vergrößert. Im Gegensatz hierzu
kann, wenn jedes Resonatorelement durch ein
dielektrisches Element wie in jedem Ausführungsbeispiel
gebildet ist, jedes Resonatorelement auf ε-1/2 der
Größe eines durch eine Bandleitung gebildeten
Resonatorelements reduziert werden, vorausgesetzt, daß die
Dielektrizitätskonstante jedes dielektrischen
Resonatorelements durch ε dargestellt wird. Wenn jedes
dielektrische Resonatorelement durch ein keramisches
Resonatorelement gebildet wird, kann das Gerät
erheblich in seiner Größe reduziert werden, da keramische
Materialien Dielektrizitätskonstanten ε von 40 bis 90
haben. Der vorliegende Erfinder verglich die
Resonatorelemente eines Oszillators und einer
Abstimmschaltung, die durch Bandleitungen gebildet waren, mit
solchen, die durch keramische Resonatorelemente
gebildet waren. Es wurde bestätigt, daß, wenn ein
Resonatorelement durch ein keramisches Resonatorelement
gebildet wird, die Größe und das Gewicht jeweils auf
1/6 und 1/10 von denen eines durch eine Bandleitung
gebildeten Resonatorelements reduziert werden können.
Da der Q-Wert eines keramischen Elements hoch ist,
kann zusätzlich eine Erhöhung der Empfindlichkeit
erwartet werden im Vergleich mit einem durch eine
Bandleitung gebildeten Resonatorelement.
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Ein anderes Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung kann so ausgeführt werden, daß mehrere
Sensorschaltungen mit einem gemeinsamen Oszillator 1
gebildet werden. Bei dieser Anordnung wird ein
Differentialausgangssignal durch jedes Paar von
Sensorschaltungen einer Gruppe erhalten, während eine
Parallelverarbeitung von Signalen durch
Sensorschaltungen der anderen Gruppe durchgeführt wird.
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In jedem Ausführungsbeispiel wird der Detektor durch
einen Hüllkurven-Detektor gebildet. Jedoch kann der
Detektor durch einen Spitzendetektor gebildet sein.
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Da mehrere Sensorschaltungssysteme mit einem
gemeinsamen Oszillator ausgebildet sind, tritt gemäß der
vorliegenden Erfindung keine gegenseitige Interferenz
zwischen den Oszillationsfrequenzen der jeweiligen
Systeme auf. Hierdurch wird ermöglicht, daß jedes
Sensorschaltungssystem die gewünschte
Signalverarbeitung mit hoher Genauigkeit durchführt.
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Da nur ein Oszillator für mehrere
Sensorschaltungssyteme erforderlich ist, kann das Gerät zusätzlich in
seiner Anordnung vereinfacht werden, und es kann
erheblich in seiner Größe und seinem Gewicht reduziert
werden im Vergleich mit einem Fall, bei dem ein
Oszillator für jedes Sensorschaltungssystem vorgesehen
ist.
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Weiterhin kann, wenn sowohl die Resonatorelemente
eines Oszillators und einer vom Oszillator
unabhängigen
Abstimmschaltung durch dielektrische Resonatoren
gebildet sind oder das Resonatorelement der
Abstimmschaltung durch einen dielektrischen Resonator
gebildet ist, das Gerät weiter in bezug auf seine Größe
und sein Gewicht reduziert werden. Zusätzlich kann
die Erfassungsempfindlichkeit des Gerätes erhöht
werden.
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Da keine gegenseitige Interferenz zwischen den
Oszillationsfrequenzen der jeweiligen
Sensorschaltungssysteme auftritt, können darüber hinaus, wie
vorbeschrieben ist, die jeweiligen Systeme nahe
beieinander angeordnet werden, wodurch die Packungsdichte der
Schaltungen erhöht wird.