DE60009476T2

DE60009476T2 - Vorverzerrer gekoppelt an einen hf verstärker

Info

Publication number: DE60009476T2
Application number: DE60009476T
Authority: DE
Inventors: Shotung Zhou; Rudolph Menna; Timothy Cope
Original assignee: Arris Technology Inc; General Instrument Corp
Current assignee: Arris Technology Inc
Priority date: 1999-04-09
Filing date: 2000-01-13
Publication date: 2005-02-24
Anticipated expiration: 2020-01-14
Also published as: CA2369495A1; WO2000062417A1; US6107877A; ATE263452T1; DE60009476D1; EP1169775B1; CN1346536A; AU2849000A; EP1169775A1; CN1160848C; AU770299B2; KR20010110728A

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Bereich der Erfindung
Diese Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf Hochfrequenz(HF)Verstärkung. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf einen mit einem HF-Verstärker gekoppelten vorverzerrten Generator auf einer einzelnen Leiterplatte.
Beschreibung verwandter Techniken
Das Vermindern von Verzerrung in HF-Leistungsverstärkerschaltungen, ohne deren Übertragungsverhalten zu beeinträchtigen, ist ein allgegenwärtiges Problem. Hochfrequenzverstärkung wird vielfach in Telekommunikationstechnik und Rundfunk verwendet, und ebenfalls da, wo Schalten mit hoher Geschwindigkeit zur Verwendung in digitaler Instrumentierung erforderlich ist. Hochfrequenzverstärkeranwendungen weiten den linearen Betrieb jedoch in Bereiche aus, in denen parasitäre Auswirkungen der Kapazität zwischen Elektroden, Kabelinduktivität, gespeicherte Ladung und sogar Betriebsfrequenzwellenlängen beginnen, das Schaltungsverhalten nachteilig zu beeinflussen und zu dominieren.
Das Minimieren von Verzerrung ist besonders wichtig, wenn eine Reihe von Verstärkern entlang einem Signalübertragungsweg hintereinander geschattet wird, wie etwa eine Reihe von HF-Verstärkern in einem CATV-Übertragungssystem. Über ein CATV-Übertragungssystem sind HF-Verstärker angeordnet, die die übertragenen Signale periodisch verstärken, um Kabeldämpfung und Dämpfung, die durch passive CATV- Komponenten, wie etwa Signalverteiler und Entzerrer, verursacht wird, entgegenzuwirken. Die HF-Verstärker werden ebenfalls benutzt, um das gewünschte Träger-Rausch-Verhältnis aufrechtzuerhalten. Aufgrund der Anzahl von HF-Verstärkern, die in einem gegebenen CATV-Übertragungssystem benutzt werden, muss jeder HF-Verstärker dem übertragenen Signal minimale Verschlechterung bereitstellen.
Viele Verstärker sind einem großen Bereich von Betriebsumgebungstemperaturen ausgesetzt. Diese Temperaturänderungen können die Betriebsdaten gewisser elektronischer Komponenten innerhalb des Verstärkers beeinflussen und dadurch zusätzliche Verzerrungen induzieren. Ein Temperaturbereich von –40°C bis +85°C ist für viele Verstärkeranwendungen in einer Kommunikationsumgebung nicht ungewöhnlich. Um eine gleichbleibende Leistungsfähigkeit über die Betriebsbandbreite zu gewährleisten und resultierende Verzerrungen zu minimieren, muss ein Verstärker für einen breiten Bereich von Betriebsumgebungstemperaturen entworfen sein.
Die durch einen Verstärker erzeugten Verzerrungen, denen vorrangig Bedeutung zukommt, sind harmonische Intermodulation und Verzerrungen zweiter (gerader) und dritter (ungerader) Ordnung. Mit den Verstärkerentwürfen des Stands der Technik wurde versucht, die Auswirkungen von Verzerrungen gerader Ordnung zu verbessern, indem Gegentaktverstärker-Topologien benutzt wurden, da die maximale Annullierung gerader Ordnung auftritt, wenn das richtige 180°-Phasen-Verhältnis über die gesamte Bandbreite aufrechterhalten wird. Dies wird durch einen gleichen Zugewinn in beiden Gegentakthälften erreicht, indem die Betriebsdaten der aktiven Vorrichtungen angepasst werden.
Verzerrung ungerader Ordnung ist jedoch nur schwer zu beheben. Verzerrungsdaten ungerader Ordnung eines Verstärkers manifestieren sich als Kreuzmodulation (X-Mod) und zusammengesetzte Dreitakt-Verzerrungen (CTB-Verzerrungen) auf dem verstärkten Signal. X-Mod tritt auf, wenn die modulierten Inhalte eines übertragenen Kanals einen Nachbarkanal oder Nichtnachbarkanal stören und Teil davon werden. CTB resultiert aus der Kombination dreier Trägerfrequenzen, die in der Nähe eines jeden Trägers auftreten, da die Träger typischerweise mit gleichem Abstand über die Frequenzbandbreite angeordnet sind. Von den zwei wahrgenommenen Verzerrungen wird CTB problematischer, wenn die Anzahl von Kanälen in einem gegebenen CATV-System erhöht wird. Während sich die X-Mod-Verzerrung ebenfalls im Verhältnis zur Anzahl der Kanäle erhöht, ist die Möglichkeit Von CTB aufgrund der erhöhten Anzahl von erhältlichen Kombinationen aus der Gesamtzahl von übertragenen Kanälen tiefgreifender. Mit steigender Anzahl von von einem Kommunikationssystem übertragenen Kanälen oder den Kanälen, die sich nahe nebeneinander befinden, wird die Verzerrung ungerader Ordnung zu einem Begrenzungsfaktor von Verstärkerleistungsfähigkeit.
Es gibt drei grundlegende Wege, durch eine nichtlineare Vorrichtung (NLD) erzeugte Verzerrung zu korrigieren: 1) Reduzierung des Signalleistungspegels; 2) Verwendung einer Vorwärtsregelungstechnik; und 3) Verwendung einer Vorverzerrungs- oder Nachverzerrungstechnik. Das erste Verfahren reduziert den Signalleistungspegel, so dass die NLD in ihrem linearen Abschnitt operiert. Im Fall eines HF-Verstärkers resultiert dies jedoch in einem sehr hohen Leistungsverbrauch für geringe HF-Ausgangsleistung.
Das zweite Verfahren ist die Vorwärtsregelungstechnik. Wird diese Technik verwendet, wird das Eingangssignal der Hauptverstärkungsschaltung abgetastet und mit dem Ausgangssignal verglichen, um den Unterschied zwischen den Signalen zu bestimmen. Von diesem Unterschied wird die Verzerrungskomponente abgeleitet. Diese Verzerrungskomponente wird dann durch eine Hilfsverstärkungsschaltung verstärkt und mit dem Ausgang der Hauptverstärkungsschaltung kombiniert, so dass sich die zwei Verzerrungskomponenten gegenseitig annullieren. Obwohl dies die Verzerrungsdaten des Verstärkers verbessert, ist der Leistungsverbrauch der Hilfsverstärkungsschaltung mit dem Verbrauch der Hauptverstärkungsschaltung vergleichbar. Diese Schaltungsanordnung ist auch komplex und äußerst temperaturempfindlich.
Das dritte Verfahren ist die Vorverzerrungs- oder Nachverzerrungstechnik. Je nachdem, ob das kompensierende Verzerrungssignal vor oder nach der nichtlinearen Vorrichtung erzeugt wird, wird der jeweilige Begriff Vorverzerrung oder Nachverzerrung verwendet. Bei dieser Technik wird ein Verzerrungssignal mit in Bezug auf die von der Verstärkerschaltung erzeugte Verzerrungskomponente gleicher Amplitude, aber gegenüberliegender Phase, geschätzt und erzeugt. Dies wird verwendet, um die Verzerrung am Eingang (bei Vorverzerrung) oder am Ausgang (bei Nachverzerrung) des Verstärkers zu annullieren, wodurch die Betriebsdaten des Verstärkers verbessert werden.
Ein Verzerrungsentwurf, wie in U.S. Patent Nr. 5,703,530 offenbart und in 1 gezeigt, beruht auf einem traditionellen π-Dämpfungsnetz und einer Verzögerungsleitung zur Zugewinnkompensation sowie einem Diodenpaar, das mit einer Verzögerungsleitung zur Verzerrung und Phasenkompensation gekoppelt ist. Diese Schaltung erzeugt eine Verzerrung mit in Bezug auf die von dem Verstärker eingeführten Verzerrung gleicher Amplitude, aber gegenüberliegender Phase. Grafische Darstellungen der Verzerrungen, die von dem Verzerrungsgenerator beigetragen werden, und der Verzerrungen, die sich durch den Verstärker manifestieren, sind in 2 und 3 gezeigt. Wie gezeigt, kompensiert das Verzerrungssignal die von dem Verstärker erzeugten Verzerrungen. Die Verwendung von Verzögerungsleitungen auf diese Weise ist jedoch unpraktisch, da Verzögerungsleitungen physikalisch groß und schwer einzustellen sind, und die Ergebnisse über einen umfangreichen Frequenzbereich uneinheitlich sind. Zusätzlich sind sowohl Amplituden- als auch Phaseninformationen für eine korrekte Kompensation erforderlich. Das '530 Patent legt ebenfalls dar, dass das darin offenbarte System für bestimmte Anwendungen, wie etwa für die Verzerrung bei CATV-HF-Verstärkern, aufgrund der übermäßigen Verluste, die durch die Verzerrungsschaltung eingeführt werden, nicht ideal ist.
U.S. Patent Nr. 5,523,716 offenbart ein weiteres Beispiel eines Verzerrungskompensationsentwurfs; wobei sich dieser Entwurf auf Satellitenkommunikationssysteme bezieht. Aufgrund des Betriebsbereichs mit hoher Leistung des in dem '716 Patent offenbarten Satellitensystems treibt das empfangene HF-Signal das Diodenpaar an, und es ist dementsprechend keine Vorpolungsschaltung erforderlich. Aufgrund des extrem niedrigen Signalpegels bei CATV-Anwendungen und aufgrund der viel niedrigeren Betriebsfrequenzen würde ein solcher Entwurf in einer CATV-Umgebung nicht effektiv funktionieren.
Ein Artikel mit dem Titel "Semiconductor Transmitter Amplifiers And Traveling Wave Tube Linearizers For Future Communication Satellites" vom Februar 1991 von Abdel Messiah Khilla und Johannes Czech offenbart einige verschiedene Arten Hochfrequenz-Leistungsverstärker zur Verwendung in Satellitenkommunikationssystemen. Ähnlich dem '716 Patent ist die in dem Artikel offenbarte Technologie auf die Niedrigleistungs- und Niederfrequenz-CATV-Umgebung nicht anwendbar. Zusätzlich offenbaren weder das '716 Patent noch der Khilla-Artikel eine vorverzerrte Schaltung, die auf einer einzelnen Leiterplatte über eine gedruckte Schaltungsanordnung mit einem HF-Verstärker gekoppelt ist.
Da ein Frequenzgang, der innerhalb ± 0,25 dB über 50–1000 MHz flach ist, für einen CATV-HF-Verstärker, der über 150 Kanäle trägt, erforderlich ist, muss nicht nur den Hochfrequenzdaten der in dem HF-Verstärker-Entwurf verwendeten elektronischen Komponenten besondere Beachtung geschenkt werden, sondern auch der Auslegung und der Bauweise. Ein wichtiger Aspekt, der beträchtliche Auswirkungen auf Hochgeschwindigkeits- und Hochfrequenzschaltungen hat, ist die Existenz von Parasitärkapazität innerhalb der Schaltung. Die feinen Effekte der Kapazität, die bei niedrigen Frequenzen beobachtet werden, dominieren oft das Schaltungsverhalten bei hohen Frequenzen.
Obwohl es von höchster Wichtigkeit ist, durch HF-Verstärker verursachte Verzerrungen zu eliminieren, ist es den meisten HF-Verstärkerentwürfen gelungen, die Verzerrungen nur zu reduzieren, und nicht zu eliminieren. Dementsprechend wird gewöhnlicherweise eine separate Schaltung zur Kompensierung für diese Verzerrungen benötigt. Das Koppeln einer Verzerrungsschaltung mit dem verbundenen HF-Verstärker auf der gleichen Leiterplatte ist eine Option, die typischerweise nicht weiterverfolgt wird, da sie zusätzliche Probleme schafft. Parasitärkapazität der Verzerrungsschaltungskomponenten auf der Leiterplatte verursacht nämlich Verschlechterung in der Reflexionsdämpfung und Bandbreitenleistungsfähigkeit des HF-Verstärkers. Dementsprechend wird die Leistungsfähigkeit des HF-Verstärkers beeinträchtigt.
Dementsprechend besteht Bedarf an einem integrierten Verzerrungsgenerator, der mit einem HF-Verstärker auf einer einzelnen Leiterplatte gekoppelt ist, ohne die Leistungsmerkmale des HF-Verstärkers zu verschlechtern.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung beinhaltet einen auf einer einzelnen Leiterplatte mit einem HF-Verstärker gekoppelten aufgereihten Verzerrungsgenerator, wie in Anspruch 1 und Anspruch 2 festgelegt, zum Produzieren eines Ausgangssignals mit nützlicher Amplitude, aber mit niedrigen zusammengesetzten Dreitakt- und Kreuzmodulationsverzerrungen. Die Rückenwandplatine unter dem Teilstück der Leiterplatte, auf der sich die Verzerrungsschaltung befindet, wird entfernt, und der Teilabschnitt des Kühlkörpers unter dem entfernten Teilabschnitt der Rückenwandplatine wird ebenfalls entfernt. Dies eliminiert jegliche Parasitärkapazität, die die Leistungsfähigkeit des HF-Verstärkers verschlechtern könnte, wodurch die Verzerrungsschaltung für den HF-Verstärker transparent gemacht wird. Des Weiteren ist die Auslegung der vorverzerrten Schaltungsanordnung speziell entworfen worden, um die Leistungsfähigkeit der Schaltungsanordnung zu verbessern, ohne auf dem verbundenen HF-Verstärker negative Betriebsdaten zu induzieren.
Dementsprechend ist es ein Ziel der Erfindung, einen HF-Verstärker bereitzustellen, der auf derselben Leiterplatte mit einem Verzerrungsgenerator gekoppelt ist, ohne die Leistungsfähigkeit des HF-Verstärkers zu verschlechtern.
Andere Ziele und Vorteile des Systems und des Verfahrens werden für den Fachmann bei Durchsicht einer ausführlichen Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform erkennbar.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Schaltschema eines Verzerrungsgenerators des Stands der Technik.
2 ist eine kombinierte grafische Darstellung der Auswirkung des Verwendens der Ausgänge des in 1 gezeigten Verzerrungsgenerators des Stands der Technik mit einem HF-Verstärker.
3 ist eine kombinierte grafische Darstellung der Auswirkung des Verwendens der Ausgänge des in 1 gezeigten Verzerrungsgenerators des Stands der Technik mit einem HF-Verstärker.
4 ist ein Schaltschema eines π-Dämpfungsglieds.
5 ist ein Signaldiagramm des nichtlinearen Diodenstroms, der von der Eingangsspannung verursacht wird.
6 ist ein Schaltschema der bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verzerrungsgenerators.
7 ist ein Schaltschema der Temperaturkompensationsschaltung.
8 ist ein Schaltschema einer Leiterplatte, die eine mit einem HF-Verstärker gekoppelte Verzerrungsschaltung einschließt.
9 ist eine perspektivische Ansicht der in 8 gezeigten Leiterplatte.
10 ist eine Seitenansicht der in 8 gezeigten Leiterplatte.
11 ist eine Draufsicht der Folienschablone der Leiterplatte.
12 ist eine Unteransicht des Kupfergegengewichts der Leiterplatte.
13 ist eine Perspektivansicht des erfindungsgemäßen Kühlkörpers.
14 ist eine auseinandergezogene Perspektivansicht des Kühlkörpers, der Leiterplatte und der Abdeckung der vorliegenden Erfindung.
15 ist eine zusammengesetzte Ansicht von 14.
16 ist eine alternative Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
17 ist die räumliche Auslegung der Schaltungskomponenten, die die Verzerrungsschaltung beinhalten.
Die 18A und 18B sind grafische Darstellungen, die die Besserung eines HF-Verstärkers unter Benutzung der Lehren der vorliegenden Erfindung zeigen.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Die bevorzugte erfindungsgemäße Ausführungsform wird nun unter Bezugnahme auf die Zeichnungsfiguren beschrieben, in denen gleiche Bezugszahlen durchweg gleiche Elemente darstellen. Obwohl das Folgende eine Beschreibung einer mit einem HF-Verstärker gekoppelten vorverzerrten Schaltung ist, sollte der Fachmann erkennen, dass die Beschreibung gleichermaßen auf eine mit einem HF-Verstärker gekoppelte nachverzerrte Schaltung anwendbar ist.
Die Transferfunktion eines HF-Verstärkers mit keiner Verzerrung zweiter Ordnung liegt in folgender Form vor: Vaus = k1 Vein – k3 V3 ein Gleichung (1)
Das negative Zeichen für k₃ stellt das Sättigungsphänomen dar. Das Ausgangssignal wird an beiden Seiten komprimiert, wenn das Signal von positiv auf negativ schwingt. In einem Beispiel mit einem typischen CATV-HF-Verstärker mit 18 dB Zugewinn und einem Eingangsleistungspegel von 30 dBmV/Kanal für 77 Kanäle ist die Transferfunktion folgende: Vaus = 7,8 Vein – 0,056 V3 ein Gleichung (2)
Die durchschnittliche Spitzenspannung beim Eingang ist 0,38 Volt, und die durchschnittliche Spitzenspannung beim Ausgang ist 3 Volt, wenn der HF-Verstärker linear ist. Aufgrund der Nichtlinearität der Gabelschaltung ist die endgültige durchschnittliche Spitzenamplitude die folgende: Vabs = 3 – 0,003 Gleichung (3)
Gleichung 3 demonstriert, dass aufgrund der Nichtlinearität des HF-Verstärkers die durchschnittliche Ausgangspannung an der Amplitudenspitze um 1 Tausendstel komprimiert wird. Mit anderen Worten ist das Ausgangssignal des HF-Verstärkers an seiner Amplitudenspitze um 0,0086 dB komprimiert worden.
Die Abhilfe für diese Verzerrung ist die Verwendung des direkten spannungsgesteuerten nichtlinearen Dämpfungsglieds gemäß der vorliegenden Erfindung. Dieses Dämpfungsglied stellt eine Dämpfung von 0,0086 dB an der HF-Signalspitze bereit. Wie nachstehend detailliert erklärt wird, nutzt die vorliegende Erfindung die Nichtlinearität des Stroms, der durch zwei aneinander gekoppelte Dioden fließt, um umgehend eine Korrekturspannung zu erzeugen. Wenn das nichtlineare gesteuerte Dämpfungsglied mit einem HF-Verstärker hintereinander geschaltet wird, wird das Ausgangssignal der Kombination von Dämpfungsglied und HF-Verstärker linearisiert.
Die vorliegende Erfindung wird unter Bezugnahme auf 4 beschrieben, in der ein π-Dämpfungsglied 20 gezeigt wird. Das Netz 20 beinhaltet eine ausgewählte Konfiguration von Widerständen Z₁, R₁, R₂, R₃, Z₀, R_p. Die Signalquelle wird am Signaleingang 30 eingegeben, und der Ausgang des Dämpfungsglieds 20 kann am Ausgang 95 gesehen werden. Z₁ ist die Quelle interner Impedanz, die mit der Systemimpedanz Z₀, die am Ausgang 95 gesehen werden kann, übereinstimmen sollte. In einer Ausführungsform der Erfindung zur Verwendung mit einem CATV-System gleichen die Impedanzwerte Z₁ und Z₀ 75 Ohm. Drei der Widerstände R₁, R₂, R₃ bilden eine π-Dämpfungsgliedskonfiguration. Vorzugsweise sind die Werte (Y) der Widerstände R₂ und R₃ gleich, und sind wesentlich größer als der Wert (X) des Widerstands R₁. Widerstand R_p ist parallel mit Widerstand R₁ verknüpft.
Der Fachmann erkennt klar, wenn die folgende Voraussetzung erfüllt ist: X = 2Z0 2Y/(Y2–Z0 2) Gleichung (4)wird das Dämpfungsglied 20 am Eingang und Ausgang, von Gleichstrom auf sehr hohe Frequenzen, übereinstimmen. Für ein Beispiel des Dämpfungsglieds beträgt, wenn X = 7,5 und Y = 1,5 K, die Leistungsdämpfung A für dieses Dämpfungsglied 20:
Unter der Voraussetzung, dass Z₀ << Y, (wie es der Fall ist, wenn X = 7,5 und Y = 1,5 K): A ≌ (2 Z0/(2Z0 + X))2 Gleichung (6) A (dB) = 10 lg A Gleichung (7)
Wenn X = 7,5 und Y = 1,5 K, A (dB) – 0,42 dB. Dies bedeutet, dass das Dämpfungsglied 20 sehr geringe Einfügungsverluste und einen guten Frequenzgang aufweist. Wenn X eine geringe Variation aufgrund der in 4 gezeigten Parallele von R_p aus Gleichung (6) aufweist
Aus Gleichung (9):
Wenn zum Beispiel R_P = 375 Ohm ist, dann:
Gleichung (11) zeigt, dass, wenn R_p (375 Ohm) parallel mit R₁ (7,5 Ohm) ist, die Dämpfung um 0,00868 dB reduziert wird. Dieser Betrag an Dämpfungsänderung wird für die nichtlineare Kompensation für einen Verstärker benötigt. Dieses Beispiel zeigt auch, dass, wenn der Wert von Rp >> R₁ (d. h. wenn R_p 50 mal größer ist als R₁), das Hinzufügen eines mit R₁ parallelen R_p fast keine Auswirkung auf die Impedanzanpassung hat und der Spannungsabfall über dem R_p hauptsächlich durch den Wert von R₁ bestimmt wird.
Wird jedoch ein linearer Widerstand R_P in dem Dämpfungsglied 20 verwendet, wird kein Verzerrungssignal produziert. Das gezeigte Dämpfungsglied 20 ist eine lineare Vorrichtung. Damit eine Verzerrungsschaltung effektiv funktionieren kann, werden Dioden verwendet, um einen nichtlinearen Widerstand zu erzeugen. Vorzugsweise werden Schottky-Dioden benutzt. Bei geringem Strom ist der Diodenstrom exponentiell proportional zu der Spannung über der Diode. So können Dioden als nichtlinearer Widerstand verwendet werden. Für nichtlineare Anwendungen kann die Dämpfungsmenge folgendermaßen berechnet werden:
Wobei I_p der Stromfluss durch R_p, (der nichtlineare Widerstand) ist. I₁ ist der Stromfluss durch R₁. Gleichung 12 stellt die Beziehung der Dämpfungsänderung gemäß dem Stromwechsel in I_p bereit. Diese Gleichung ist über einen breiten Frequenzbereich hinweg akkurat. Die Beziehung zwischen der Delta-Dämpfung und einem Wechsel des Stroms gilt auch, wenn der Widerstand ein nichtlinearer Widerstand ist. Dementsprechend stellt Gleichung 12 eine gute Schätzung bereit, wieviel nichtlinearer Strom zum Zweck der Vorverzerrung oder Nachverzerrung erforderlich ist.
Mit Bezug auf 5 ändert sich der Ausgangsstrom jeweils von I₁ auf I₂ auf I₃, wenn sich die Sinuswelle der Eingangsspannung von V₁ auf V₂ auf V₃ ändert. Der für eine Korrektur der Ordnung verwendete nichtlineare Strom ist: Inichtlinear ≊ I1 – 2I2 + I3 Gleichung (13)
Aus Gleichung 12 ist der benötigte nichtlineare Strom:
Nur nichtlinearer Strom ist für Vorverzerrungs- oder Nachverzerrungszwecke nützlich. Gleichung 14 kann in folgende Form umgeschrieben werden:
Dementsprechend Ist (nichtlinear effek. in Gleichung 15 der effektive nichtlineare Strom, der zu dem in 6 gezeigten Ausgangsanschluss 114 geht. I_Ausgang in Gleichung 15 ist der Gesamtstrom, der zu dem Ausgangsanschluss 114 geht. Gleichung 16 zeigt, dass nur ein kleiner Teil des nichtlinearen Diodenstroms effektiv zur Korrektur verwendet wird.
Das π-Dämpfungsglied 20 weist einen niedrigen Einfügungsverlust auf und der Spannungsabfall der Eingangsspannung auf R₁ (in 4 gezeigt) ist proportional zur Eingangsspannung. Diese Spannung kann verwendet werden, um ein Diodenpaar anzutreiben, um nichtlinearen Strom zu erzeugen. Der nichtlineare, in den Dioden fließende Strom bewirkt, dass ein Dämpfungsglied bei größeren HF-Amplituden weniger Dämpfung bereitstellt, (d. h. wenn das Eingangssignal eine höhere Leistung aufweist). Dies kann verwendet werden, um für die durch die Verstärkung bewirkte Signalkompression zu kompensieren. Aufgrund des relativ hohen Werts des nichtlinearen Widerstands der Diode ist die Anpassung des Dämpfungsglieds fast unverändert. Diese Anpassung wird nicht einmal durch Temperatur verändert. Zusätzlich ist der Frequenzgang über Multioktavenfrequenzbänder günstig.
Mit Bezug auf 6 wird die bevorzugte Ausführungsform des Dämpfungsglieds 100 für Vorverzerrung und Nachverzerrung gezeigt. Das Dämpfungsglied 100 der vorliegenden Erfindung umfasst einige zusätzliche Komponenten, die ein traditionelles π-Dämpfungsglied modifizieren, um eine bedeutend bessere Leistung über einen umfangreichen Frequenz- und Temperaturbereich zu erreichen. Das Dämpfungsglied 100 weist einen Eingangsanschluss 101, einen Ausgangsanschluss 114 und einen Vorspannungssteueranschluss 116 auf. Das Dämpfungsglied 100 kann in einer Vorverzerrungskonfiguration mit einem Verstärker oder in einer Nachverzerrungskonfiguration verwendet werden. Bei einer Vorverzerrungskonfiguration ist der Ausgangsanschluss 114 mit dem Eingang eines Verstärkers verknüpft. Bei der Nachverzerrungskonfiguration, wie in 6 gezeigt, wird ein Ausgangssignal, das durch einen Verstärker erzeugt wird, auf den Eingangsanschluss 101 angewendet. Das Dämpfungsglied 100 umfasst Widerstände 105, 106, 107, 108, 112; Kondensatoren 102, 103, 104, 111, 113, 115; und Dioden 109, 110.
Die Funktion der Widerstände 105, 106, 107, 108, 112 und der Kondensatoren 102, 103, 104, 111, 113, 115 liegt darin, ein modifiziertes π-Dämpfungsnetz im Vergleich zu dem in 4 gezeigten π-Dämpfungsglied 20 zu bilden. Die Kondensatoren 102, 103, 104, 111, 113 und 115 werden ebenfalls zum Gleichstromblockieren und zur Wechselstromkopplung verwendet. Von einem Wechselstromstandpunkt aus gesehen ist die parallele Kombination der Widerstände 105 und 106 funktional äquivalent zu Widerstand R₂ aus 4. Vorzugsweise sollten die Werte der Widerstände 105 und 706 so ausgewählt werden, dass die Parallelkombination äquivalent zum Widerstandswert des Widerstands 112 (d. h. ((R₁₀₅*R₁₀₆)/(R₁₀₅ + R₁₀₆)) = R₁₁₂) ist. Widerstand 108 ist funktional äquivalent zu Widerstand R₁ aus 4; und die Reihenkombination von Widerstand 112 und Kondensator 111 ist funktional äquivalent zu Widerstand R₃ aus 4. Der Wert des Widerstands 107 hat keine Auswirkung auf die Signaldämpfung.
Die andere Funktion für die Widerstände 105, 106 und 107 ist, eine Gleichstromvorspannung an die Dioden 109, 110 zu liefern. Die Dioden 109, 110 werden erst in Reihe verknüpft; und die Reihenkombination wird parallel mit Widerstand 107 verknüpft. Da Widerstand 107 einen geringen Widerstandswert aufweist und parallel mit den Dioden 109, 110 ist, wird der Spannungsabfall über die Dioden 109, 110 primär durch den Widerstand des Widerstands 107 bestimmt. Ist der Stromfluss in Widerstand 107 wesentlich höher als der Stromfluss in den Dioden 109, 110, wird der Spannungsabfall über die Dioden 109, 110 sehr stabil sein und gegenüber der An- oder Abwesenheit eines Signals am Eingangsanschluss 101 unempfindlich sein.
Die integrierten Funktionen der Signaldämpfung und Diodenvorspannungslieferung vermeiden jegliche parasitäre Auswirkung aufgrund der Einführung zusätzlicher Vorspannungsschaltungsanordnungen. Dies erlaubt einen hohen Frequenzgang und eine günstige Impedanzanpassung.
Aus einer Gleichstromperspektive gesehen stellt der Widerstand 107 parallel mit den Kondensatoren 103 und 104 eine dissipative Schaltung für die Kondensatoren 103, 104 bereit. Deshalb wird der Widerstand 107 die akkumulierte elektrische Ladung der verknüpften Kondensatoren 103, 104 in jedem Wechselstromzyklus entladen.
Die Diode 109 ist durch den Kondensator 104 mit dem Widerstand 108 verknüpft, während die Diode 110 durch den Kondensator 103 mit dem Widerstand 108 verknüpft ist. Die Diode 109 ist für die HF-Verzerrungskorrektur während des negativen Teilabschnitts des Wechselstromzyklus verantwortlich, während die Diode 110 dieselbe Funktion während der positiven Hälfte des Wechselstromzyklus übernimmt. Der nichtlineare Strom der Diode 109 lädt den Kondensator 104 und der nichtlineare Strom der Diode 110 lädt den Kondensator 103. Aufgrund der Konfiguration der Schaltung weist die auf den Kondensatoren 103 und 104 produzierte Spannung denselben Wert, aber unterschiedliche Vorzeichen auf. Der geringe Widerstand des mit den Kondensatoren 103, 104 verknüpften Widerstands 107 entlädt die akkumulierte elektrische Ladung während jedes Wechselstromzyklus. Demzufolge gibt es keinen Spannungsabfall über die Kondensatoren 103, 104. Dies erlaubt der Diode 109, 110, den größten nichtlinearen Strom für Korrekturzwecke bereitzustellen.
Die vorliegende Erfindung weist einige einzigartige Vorteile gegenüber dem Stand der Technik auf. Aufgrund seiner symmetrischen Struktur produziert das Dämpfungsglied 100 nur Verzerrung ungerader Ordnung. Folglich verschlechtert die Schaltung nicht die Leistungsfähigkeit zweiter Ordnung einer NLD. Das Dämpfungsglied 100 verwendet ebenfalls zwei niedrige Reihenwiderstände 107, 108. Aus einer Gleichstromperspektive verbessert der Widerstand 107 die Korrektureffizienz signifikant und reduziert die Anfälligkeit für Auswirkungen der Umgebungstemperatur. Aus einer Wechselstromperspektive sorgt der Widerstand 108 für Verzerrungskorrektur mit geringen Einfügungsverlusten. Aufgrund des Entwurfs des Dämpfungsglieds 100 lädt der Spannungsabfall über den Widerstand 108 die Dioden 109, 110 voll auf, sogar bei nichtlinearem Betrieb der Dioden 109, 110. Infolgedessen wird ein maximaler nichtlinearer Strom für Korrekturzwecke benutzt. Schließlich geht ein richtiges Einphasen der Verzerrungssignale mit dem Entwurf einher, wodurch eine zusätzliche Phasenschaltungsanordnung und Verzögerungsleitungen vermieden werden. Dies erlaubt einen Schaltungsentwurf, der weitaus weniger komplex und daher im Entwurf kompakt und robust ist.
Tabelle 1 stellt eine Auflistung der in 6 gezeigten Komponenten bereit. Für den Fachmann ist jedoch klar ersichtlich, dass die in Tabelle 1 gezeigten Werte lediglich der Veranschaulichung dienen und die Erfindung nicht begrenzen sollen. Der Wert des Widerstands 108 kann zum Beispiel von ungefähr 2 Ω bis 30 Ω reichen. Ähnlich kann der Wert des Widerstands 107 von ungefähr 100 Ω bis 3000 Ω reichen. TABELLE 1
Wie zuvor beschrieben, verwendet das Dämpfungsglied 100 den von den Dioden 109, 110 erzeugten nichtlinearen Strom zum Kompensieren der durch eine NLD verursachte Spannungskompression. Wie gezeigt, beinhaltet das Dämpfungsglied 100 Kapazitanz, Widerstand und zwei Dioden. Die Dioden sind die einzigen Komponenten, die empfindlich auf Temperaturänderungen reagieren, und die einzigen Komponenten, die während des Betreibens über einen umfangreichen Temperaturbereich eine Korrektur erfordern. Es gibt drei Faktoren, die berücksichtigt werden müssen, wenn das Dämpfungsglied 100 über einen umfangreichen Temperaturbereich betrieben wird:

1) Der Dioden betreibende Strom wird sich ändern, wenn die Vorspannung konstant bleibt, während sich die Umgebungstemperatur ändert. Unter derselben Eingangsspannungsschwankung am Eingangsanschluss 101 und derselben Vorspannung wird mehr nichtlinearer Diodenstrom erzeugt, wenn die Umgebungstemperatur steigt.
2) Wenn die Umgebungstemperatur steigt, wird die Diode weniger nichtlinearen Korrekturstrom für dieselbe Eingangssignalspannung und denselben Diodenvorstrom erzeugen.
3) NLD weisen typischerweise mit steigender Umgebungstemperatur mehr Verzerrung auf. Dementsprechend ist ein höherer nichtlinearer Diodenstrom für die Korrektur der größeren Verzerrung erforderlich.

Alle vom Dämpfungsglied 100 wahrgenommenen Temperaturauswirkungen hängen mit der Vorspannung zusammen. Manche der Auswirkungen sind additiv, während andere subtraktiv sind. Das Ergebnis ist jedoch, dass es für eine gegebene Temperatur eine optimale Vorspannung gibt, um die richtige Korrekturausgabe zu produzieren. Die richtige Temperaturkorrektur wird erzielt, wenn es eine vorbestimmte Änderung der Vorspannung gegenüber der Temperatur gibt.
Mit Bezug auf 7 wird die bevorzugte Ausführungsform der Temperaturkompensationsschaltung 200 gezeigt. Die Temperaturkompensationsschaltung 200 steuert die Vorspannung der Dioden 109, 110 (in 6 gezeigt) für eine optimale Kompensation der Verzerrung. Wie gezeigt, beinhaltet die Temperaturkompensationsschaltung 200 zwei Transistoren 206, 213; einen Kondensator 216; neun Widerstände 201, 202, 203, 204, 207, 209, 210, 214, 215; zwei Dioden 205, 208; und einen negativen Temperaturkoeffizientthermistor 211.
Der negative Temperaturkoeffizientthermistor 211 ist parallel mit dem Widerstand 210 gekoppelt, um einen linearisierten Widerstand zu bilden, der mit einer Temperaturänderung korreliert. Ein PNP-Transistor 206 stellt durch seinen Kollektor eine Konstantstromquelle für die linearisierte Widerstandskombination 210, 211 bereit. Der durch den PNP-Transistor 206 bereitgestellte Konstantstrom induziert, während sich die Temperatur verändert, eine linearisierte Spannungsänderung über die Widerstandskombination 210, 211. Indem der Wert des variablen Widerstands 202 eingestellt wird, kann die Menge an konstantem Strom durch den PNP-Transistor 206 verändert werden. Daher kann die Spannungsschwankung über Temperatur geändert werden. Der Konstantstrom fließt ebenfalls durch den variablen Widerstand 209, wodurch ein konstanter Spannungsabfall erzeugt wird, der als Startarbeitspunkt für eine Vorspannungseinstellung verwendet wird. Indem der Widerstand der Widerstände 202 und 209 selektiv eingestellt wird, kann jegliche Kombination einer Spannungsschwankung und Startvorspannung erhalten werden. Ein NPN-Transistor 213, der ein Emitterfolgetransistor ist, stellt die Steuervorspannung von Leitung 217 durch Leitung 116 an das Dämpfungsglied 100 bereit, wie in 7 gezeigt. Die zwei Dioden 205 und 208 werden verwendet, um für die Übergangsspannung der zwei Transistoren 206, 213, die sich mit der Temperatur ändern, zu kompensieren.
Tabelle 2 stellt eine Auflistung der in 7 gezeigten Komponenten bereit. Für einen Fachmann auf diesem Gebiet ist jedoch klar ersichtlich, dass die in Tabelle 2 gezeigten Werte lediglich beispielhaft sind und die Erfindung nicht begrenzen sollen. TABELLE 2
Es sollte ersichtlich sein, dass die vorliegende Erfindung einen direkten spannungsgesteuerten, nichtlinearen Dämpfungsgliedentwurf zusammen mit einer Vorspannungslieferung zur optimalen nichtlinearen Korrektureffizienz und Vorspannungstemperaturstabilität bereitstellt. Selbst wenn die hier offenbarte Temperaturkompensationsschaltung 200 nicht benutzt wird, stellt die bevorzugte Ausführungsform der Erfindung eine adäquate Verzerrungskorrektur über einen weitreichenden Temperaturbereich hinaus bereit. Wenn die Temperaturkompensationsschaltung 200 benutzt wird, können die Verzerrungskompensationsergebnisse weiter verbessert werden. Dementsprechend muss ein Kompromiss zwischen der Leistungsfähigkeit der kompensierenden Schaltung und der Komplexität der Schaltung abgewogen werden.
Die vorliegende Erfindung gewährleistet die Korrektur von Phasenverzerrung ungerader Ordnung. Verzerrung dritter Ordnung ist dominant, da sie die größte Amplitude am Ausgang des HF-Verstärkers aufweist; während Verzerrungen größerer ungerader Ordnung schnell in der Amplitude abnehmen, was sie für das Verzerrungskorrekturproblem weniger relevant macht. Obwohl die vorangehenden Beispiele die Verzerrung dritter Ordnung aufgrund des großen Unterschieds in der Amplitude zwischen Verzerrung dritter und Verzerrung größerer ungerader Ordnung beschreiben, ist die Schaltung für alle Korrekturen ungerader Ordnung und Annulierung relevant.
Unter Bezugnahme auf 8 umfasst die bevorzugte erfindungsgemäße Ausführungsform eine Verzerrungsschaltung 27 und eine HF-Verstärkerschaltung 29, die auf einer einzelnen Leiterplatte 23 gekoppelt sind. Es sollte von dem Fachmann erkannt werden, dass es viele Arten und Konfigurationen von HF-Verstärkerschaltungen gibt, die gemäß den Lehren der vorliegenden Erfindung verwendet werden können. Diese Verzerrungsschaltung ist vorrichtungsunabhängig. Das heißt, die Implementierung kann in einem Eintakt-HF-Verstärker, einem Gegentaktverstärker oder einer Leistungsverdopplervorrichtung einschließlich Vor- und Nachverstärker geschehen. Die Topologie ist für die Implementierung der Schaltung ebenfalls irrelevant. Sie kann in allem Silizium, allem GaAs oder einer Kombination hiervon verwendet werden. Implementierung der oben ausgewählten Konfiguration wird durch das Einstellen des Widerstands 108 und der auf den Vorspannungssteuerpunkt 116 angewendeten Vorspannung durchgeführt, um mit der durch die ausgewählte Konfiguration erzeugten Verzerrung übereinzustimmen. Die HF-Verstärkerschaltung 29 kann zum Beispiel Silizium-Kaskode, Silizium-Darlington, GaAs-Kaskode oder eine Kombination von GaAs und Silizium in einer Kaskodenkonfiguration sein.
Der Leistungspegel ist ebenfalls irrelevant, da diese Schaltung als eine Vor- oder Nachverstärkervorrichtung erscheinen kann. Zusätzlich kann er verwendet werden, um sowohl die Verzerrung eines HF-Verstärkers, die Verzerrung eines optischen Melders oder eine Gabelschaltung, die sowohl HF- als auch eine optische Schaltungsanordnung enthält, zu korrigieren. Eine HF-Verstärkerschaltung 29 ist in der U.S. Patentanmeldung Nr. 09/236,175 mit dem Titel WIDEBAND LINEAR GAAS FET TERNATE CASCODE AMPLIFIER offenbart.
Das Koppeln der Schaltungen 27, 29 auf einer einzelnen Leiterplatte 23 führt zu einigen Vorteilen. Erstens kann das Positionieren der Verzerrungsschaltung 27 bezüglich der HF-Verstärkerschaltung 29 während der Herstellung genau bestimmt werden. Sobald die Schaltungen 27, 29 auf der Leiterplatte 23 abgelegt sind, sind keine Einstellungen für die Schaltungen 27, 29 notwendig, um eine räumliche Veränderung in der Lage der jeweiligen Schaltungen 27, 29 zueinander auszuweisen. Zweitens eliminiert dies die Kosten und eingeführte Verschlechterung der Leistungsfähigkeit, wenn zum Beispiel Verzögerungsleitungen benutzt werden, um die Verzerrungsschaltung 27 mit der HF-Verstärkerschaltung 29 zu koppeln.
Die physikalische Implementierung der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird unter Verwendung von SMD-Bauelementen (nicht gezeigt) auf einer einzelnen Seite 21 einer in 9 gezeigten zweiseitigen Leiterplatte 23 durchgeführt. Eine Kupferschicht wird an der zweiten Seite der Leiterplatte 23 angehaftet. Diese Schicht beinhaltet ein Gegengewicht 25 mit geringer Induktivität. Wie gezeigt, ist das Gegengewicht 25 ferner an einen Kühlkörper 31 gekoppelt. Auf diese Weise stellt das Gegengewicht 25 ein geeignetes Mittel bereit, um die Leiterplatte 23 auf den Kühlkörper 31 zu löten.
Unter Bezugnahme auf 10 wird eine Seitenansicht der Leiterplatte 23 gezeigt. Die Stärke der Leiterplatte 23, der Schaltungen 27, 29 und des Gegengewichts 25 sind zur Erklärung stark vergrößert worden. Aufgrund der Nähe der Schaltungen 27, 29 zum Gegengewicht 25 kann sich eine elektrische Ladung zwischen den Schaltungen 27, 29 und dem Gegengewicht 25 ansammeln, wie durch den Abstand A dargestellt. Zusätzlich kann sich eine elektrische Ladung zwischen den Schaltungen 27, 29 und dem Kühlkörper 31 ansammeln, wie durch den Abstand B gezeigt. Die elektrischen Ladungen, die sich ansammeln, erzeugen Parasitärkapazitäten, die letztendlich die Leistungsfähigkeit der HF-Verstärkerschaltung 29 verschlechtern. Dementsprechend ist es von höchster Wichtigkeit, diese Parasitärkapazitäten zu reduzieren oder zu eliminieren.
Die Leiterplatte 23 umfasst Folienabschnitte für die leitenden Wege der Verzerrungsschaltung 27 und der HF-Verstärkerschaltung 29. Die Folienschablone für die Komponentenseite 21 der Leiterplatte 23 ist in 11 gezeigt. Die Folienschablone für die Gegengewicht 25 Seite der Leiterplatte 23 ist in 12 gezeigt.
Um vor übermäßigem Verlust aufgrund parasitärer Auswirkungen von Streukapazität, die bekanntermaßen bei den erweiterten Betriebsfrequenzen der Verzerrungsschaltung 27 existieren, zu schützen und diesen zu eliminieren, wird ein Teilabschnitt des Kupfergegengewichts 25 unter der Verzerrungsschaltung 27 spezifischerweise entfernt. Dies wird in 12 als der kreuzschraffierte Abschnitt 32 gezeigt. Ein kleiner Bereich 33 Kupfer wird zurückbehalten, um Erdkontinuität mit dem selektiv konfigurierten Kühlkörper 31 beizubehalten.
Der Kühlkörper 31 für die vorliegende Erfindung wird detaillierter in 13 gezeigt. Der Kühlkörper 31 wird aus einem thermisch leitenden Material maschinell hergestellt, um die Dimensionen der Leiterplatte 23 und des Folienmusters des Gegengewichts 25 zu ergänzen. Der Kühlkörper 31 kann jedes Material sein, das thermisch leitend ist, einen niedrigen elektrischen Widerstand aufweist und mindestens eine lötbare Oberfläche aufweist. Die obere Oberfläche 35 des Kühlkörpers 31 ist selektiv zur passenden Übereinstimmung mit der Verzerrungsschaltung 27 und den HF-Verstärkerschaltung 29 Folienabschnitten des Gegengewichts 25 konfiguriert. Ein kleiner Bereich 39 der oberen Oberfläche 35 des Kühlkörpers 31 unter der Verzerrungsschaltung 27 stellt eine Stütze und eine Halterung für die Leiterplatte 23 bereit, und stellt ebenfalls einen zusätzlichen Erdungsweg für den Gegengewicht 25 kleinen Bereich 33 bereit (gezeigt in 12).
Zwei eingerückte Bereiche 37a, 37b auf gegenüberliegenden Seiten der oberen Oberfläche 35 legen äußere Abdeckung 43 Halterungsbereiche auf der Leiterplatte 23 fest. Dies ermöglicht es einer Abdeckung 43, die Leiterplatte 23 zu schützen, wie in 14 und 15 gezeigt, und gegen Kurzschlüsse zu schützen. Zwei externe Montagelöcher 41 im Kühlkörper 31 erlauben die Anbringung des Kühlkörpers 31 an eine interne thermale Kühlkörperoberfläche eines umweltfreundlichen Gehäuses (nicht gezeigt).
Unter Bezugnahme auf 16 wird eine alternative Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt. In dieser Ausführungsform wird eine zusätzliche nichtleitende Einlage 34, wie beispielsweise ein zusätzliches Stück einer Leiterplatte oder einer keramischen Einlage mit einer niedrigen dielektrischen Konstante unter der Verzerrungsschaltung 27 eingeführt. Dies erhöht den Abstand C zwischen der Verzerrungsschaltung 27 und dem Gegengewicht 25 und den Abstand D zwischen der Verzerrungsschaltung 27 und dem Kühlkörper 31. Wenn diese Abstände erhöht werden, werden die Anreicherung der Ladungen und die resultierenden Parasitärkapazitäten bedeutend reduziert.
Unter Bezugnahme auf 17 wird die Schaltungsauslegung 50 der bevorzugten Ausführungsform der Verzerrungsschaltung 27 der vorliegenden Erfindung gezeigt. Die Auslegung oder räumliche Beziehung zwischen den Komponenten, die die Verzerrungsschaltung 27 beinhalten, ist kritisch. Es sollte angemerkt werden, dass Pfade C-C' und D-D' für die wirksame Annulierung von ungewollter Verzerrung, die durch die Schaltungsanordnung 27 eingeführt werden kann, wie beispielsweise durch die Dioden 109, 110 produzierte Oberwellen zweiter Ordnung oder Schwebung zweiter Ordnung, und für die wirksame Anullierung der Produkte dritter Ordnung der HF-Verstärkerschaltung 29 gleich sein müssen. Der Kondensator 111 und der Widerstand 112 werden benötigt, um die Verzerrungsschaltung 27 mit der HF-Verstärkerschaltung 29 wirksam zur Übereinstimmung zu bringen.
Die Übertragungsleitung A-A' stellt Bandbreiteneinstellung und Zwischenstufenanpassung bereit. Es ist wünschenswert, die Länge der Übertragungsleitung von A bis A' so kurz wie möglich zu halten, um die Einfügungsverluste der Verzerrungsschaltung 27 zu reduzieren. Es sollte ebenfalls angemerkt werden, dass die Verzerrungsschaltung 27 um die Übertragungsleitung A-A' herum symmetrisch ist. Dies stellt den angemessenen Betrieb der Verzerrungsschaltung 27 sicher und eliminiert jegliche unerwünschte Betriebsdaten oder ungewollte Verzerrungen, die von der Verzerrungsschaltung 27 eingeführt werden. Schließlich sollte der Abstand zwischen Punkt B, der den Ausgang der Dioden 109, 110 darstellt, und dem Widerstand 108 so kurz wie möglich gehalten werden, um Annulierung auf den höchsten Frequenzen zu halten. Wenn dieser Abstand zu lang ist, könnte er eine Phasenverschiebung einführen, die schließlich die Menge der durch die Verzerrungsschaltung 27 erzeugten Verzerrung verringern wird.
Unter Bezugnahme auf 18A und 18B können die Vorteile der vorliegenden Erfindung mit einer Verbesserung in der CTB- und X-Mod-Verzerrungsausgabe durch die HF-Verstärkerschaltung 29 klar gezeigt werden. Wie in 18A gezeigt, kann eine tiefgreifende Verbesserung in der Reduzierung von CTB-Verzerrung in den 200–540 MHz in einem HF-Verstärker, der mit der Verzerrungsschaltung 27 auf eine Weise gemäß der vorliegenden Erfindung gekoppelt ist, gesehen werden. Des Weiteren sollte angemerkt werden, dass Korrektur über die gesamte Bandbreite hinweg geschieht. Unter Bezugnahme auf 18B wird eine Verbesserung der Menge an X-Mod-Verzerrung im Bereich von 90–640 MHz gezeigt; und ist besonders tiefgreifend im Bereich von 300–540 MHz, wenn die vorverzerrte Schaltung 27 mit einem HF-Verstärker gekoppelt ist. Erneut kann eine erhebliche Verbesserung über die ganze Bandbreite hinweg beobachtet werden.
Die bevorzugte Ausführungsform ist unter Verwendung von Oberflächenmontiervorrichtungen mit einem integrierten Kühlkörper beschrieben worden. Andere Konstruktionsverfahren können unter Einhaltung des Systems und des Verfahrens der beanspruchten Erfindung angewendet werden. Während die vorliegende Erfindung hinsichtlich der bevorzugten Ausführungsform beschrieben wurde, werden andere Variationen, die innerhalb des Bereichs der Erfindung liegen, wie in den Ansprüchen weiter unten aufgeführt, dem Fachmann ersichtlich sein.

Claims

Ein System zum Empfangen eines HF-Eingangssignals und Ausgeben eines verstärkten HF-Signals, das Folgendes beinhaltet: eine Leiterplatte (23), die einen ersten Abschnitt und einen zweiten Abschnitt beinhaltet, wobei der erste und zweite Abschnitt über eine gedruckte Schaltungsanordnung auf der Leiterplatte elektrisch gekoppelt sind; einen nichtlinearen vorverzerrten Generatorkreis (27, 100), der im ersten Abschnitt zum Empfangen des HF-Eingangssignals und Ausgeben eines vorverzerrten HF-Signals über die gedruckte Schaltungsanordnung festgelegt ist; und eine HF-Verstärkerschaltung (29), die im zweiten Abschnitt zum Empfangen des vorverzerrten Signals über die gedruckte Schaltungsanordnung und Ausgeben des verstärkten HF-Signals festgelegt ist; wobei der vorverzerrte Generatorkreis (27, 100) ungerade Phasenverzerrung korrigiert; wobei die Leiterplatte eine erste und zweite Seite beinhaltet und ferner eine leitende Rückenwandplatine (25) auf der zweiten Seite beinhaltet, die mit dem zweiten Abschnitt verbunden ist, wobei die leitende Rückenwandplatine (25) mit dem zweiten Abschnitt flächengleich ist, so dass die Rückenwandplatine (25) sich nicht zu einem beliebigen Teilabschnitt der zweiten Seite, der dem ersten Abschnitt gegenüberliegt, erstreckt.
System zum Empfangen eines HF-Eingangssignals und Ausgeben eines verstärkten HF-Signals, das Folgendes beinhaltet: eine Leiterplatte (23), die einen ersten Abschnitt und einen zweiten Abschnitt beinhaltet, wobei der erste und zweite Abschnitt über eine gedruckte Schaltungsanordnung auf der Leiterplatte elektrisch gekoppelt sind; eine HF-Verstärkerschaltung (29), die in dem zweiten Abschnitt zum Empfangen des HF-Eingangssignals und Ausgeben eines nicht korrigierten verstärkten HF-Signals über die gedruckte Schaltungsanordnung festgelegt ist; und einen nichtlinearen vorverzerrten Generatorkreis (27, 100), der im ersten Abschnitt zum Empfangen des nicht korrigierten verstärkten HF-Signals und Ausgeben des verstärkten HF-Signals festgelegt ist; wobei der vorverzerrte Generatorkreis (27, 100) ungerade Phasenverzerrung korrigiert; wobei die Leiterplatte eine erste und zweite Seite beinhaltet und ferner eine leitende Rückenwandplatine (25) auf der zweiten Seite, die mit dem zweiten Abschnitt verbunden ist, beinhaltet, wobei die leitende Rückenwandplatine (25) mit dem zweiten Abschnitt flächengleich ist, so dass die Rückenwandplatine (25) sich nicht zu einem beliebigen Teilabschnitt der zweiten Seite, der dem ersten Abschnitt gegenüberliegt, erstreckt.
System gemäß Anspruch 1 oder Anspruch 2, wobei die ganze Schaltungsanordnung der Leiterplatte (23) auf der ersten Seite angeordnet ist.
System gemäß Anspruch 1 oder Anspruch 2, wobei die ganze Schaltungsanordnung der Leiterplatte (23) auf einer ersten Seite angeordnet ist, und das ferner einen Kühlkörper (31) beinhaltet, der mit dem zweiten Abschnitt verbunden ist und auf einer zweiten Seite der Leiterplatte (23) angeordnet ist.
System gemäß Anspruch 4, wobei der Kühlkörper (31) mit dem zweiten Abschnitt flächengleich ist, so dass sich der Kühlkörper (31) nicht zu einem beliebigen Teilabschnitt der zweiten Seite, der dem ersten Abschnitt gegenüberliegt, erstreckt.
System gemäß Anspruch 1 oder Anspruch 2, wobei die Leiterplatte (23) eine erste und zweite Seite beinhaltet und ferner einen Kühlkörper (31), der mit dem zweiten Abschnitt flächengleich ist, beinhaltet.
System gemäß Anspruch 1 oder Anspruch 2, wobei die Leiterplatte (23) eine erste und zweite Seite beinhaltet und ferner einen Kühlkörper (31), der mit dem zweiten Abschnitt verbunden und auf der zweiten Seite der Leiterplatte (23) angeordnet ist, beinhaltet.
System gemäß Anspruch 4 oder Anspruch 7, wobei der Kühlkörper (31) einen ersten und zweiten Teilabschnitt beinhaltet; wobei der erste Teilabschnitt mit der zweiten Seite der Leiterplatte (23), die dem zweiten Abschnitt gegenüberliegt, flächengleich ist und diese berührt und der zweite Teilabschnitt mit der zweiten Seite der Leiterplatte (23), die dem ersten Abschnitt gegenüberliegt, flächengleich ist, aber diese nicht berührt.