JPS5927608A - 正弦波発振回路 - Google Patents
正弦波発振回路Info
- Publication number
- JPS5927608A JPS5927608A JP57135212A JP13521282A JPS5927608A JP S5927608 A JPS5927608 A JP S5927608A JP 57135212 A JP57135212 A JP 57135212A JP 13521282 A JP13521282 A JP 13521282A JP S5927608 A JPS5927608 A JP S5927608A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- amplitude
- comparator
- wave
- square wave
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 16
- 230000010356 wave oscillation Effects 0.000 claims description 13
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims 2
- 239000000284 extract Substances 0.000 abstract description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は正弦波発振回路に関し、特に多重帰還帯域フィ
ルタ等に正帰還をかけて正弦波発振出力を得る正弦波発
振回路に関する。
ルタ等に正帰還をかけて正弦波発振出力を得る正弦波発
振回路に関する。
従来、この種の正弦波発振回路において、振幅 −調整
を行なう場合には正弦波発振器の後段に利得調整用増幅
器を接続してこの増幅器の働きにより行うか、更に増幅
器の帰還出力に応じて増幅器の利得調整を行う自動利得
調整回路を設けて行っていた。しかしながら、従来のこ
うした方法ではいずれにしても発振を行なうために形成
される正帰還ループ外に振幅調整手段があるため、種々
の発振状態に対して安定した振幅調整を行うことが困難
である。このため振幅調整量の最大までダイナミックレ
ンジをとれなかった。
を行なう場合には正弦波発振器の後段に利得調整用増幅
器を接続してこの増幅器の働きにより行うか、更に増幅
器の帰還出力に応じて増幅器の利得調整を行う自動利得
調整回路を設けて行っていた。しかしながら、従来のこ
うした方法ではいずれにしても発振を行なうために形成
される正帰還ループ外に振幅調整手段があるため、種々
の発振状態に対して安定した振幅調整を行うことが困難
である。このため振幅調整量の最大までダイナミックレ
ンジをとれなかった。
本発明は上記の点に鑑みてなされたもので、ダイナミッ
クレンジが広く、歪の少ない正弦波出力を得ることがで
きると共に、正弦波出力の発振周波数の安定化を計った
正弦波発振回路を提供することを目的とする。本発明で
はこの目的を達成するために、出力信号として基本波を
得る帯域フィルタに対して形成される正帰還ループ内に
前記出力信号を方形波に変換する手段及びこの方形波の
振幅を制御する手段を設けると共に、前記変換手段から
の方形波と所定の方形波の位相比較出力を低域フィルタ
を通した出力に応じて前記帯域フィルタの中心周波数を
切り替えるようにしたことを１寺徴としている。
クレンジが広く、歪の少ない正弦波出力を得ることがで
きると共に、正弦波出力の発振周波数の安定化を計った
正弦波発振回路を提供することを目的とする。本発明で
はこの目的を達成するために、出力信号として基本波を
得る帯域フィルタに対して形成される正帰還ループ内に
前記出力信号を方形波に変換する手段及びこの方形波の
振幅を制御する手段を設けると共に、前記変換手段から
の方形波と所定の方形波の位相比較出力を低域フィルタ
を通した出力に応じて前記帯域フィルタの中心周波数を
切り替えるようにしたことを１寺徴としている。
以下本発明の実施例を添附された図面と共に説明する。
第１図は本発明に係る正弦波発振回路の基本構成を示す
回路図である。１は出力信号（正弦波信号）から方形波
を作シ出すコンパレータ、２はこのコンパレータ１から
の方形波の振幅を調整する振幅調整回路、３は方形波の
基本波成分を取り出す帯域フィルタであり、発振を行わ
せるたり１の入力側に正帰還されている。４は出力信号
の振幅を基準電圧と比較して振幅調整回路２に帰還して
振幅が一定になるように調整する自動利得調整回路であ
る。１だ、５はコンパレータ１からの方形波信号と基準
発振器７．８の出力を切換スイッチＳ１で選んだ出力と
の位相差を比較する位相比較器で、６は比較された信号
から直流成分を取り出す低域フィルタである。
回路図である。１は出力信号（正弦波信号）から方形波
を作シ出すコンパレータ、２はこのコンパレータ１から
の方形波の振幅を調整する振幅調整回路、３は方形波の
基本波成分を取り出す帯域フィルタであり、発振を行わ
せるたり１の入力側に正帰還されている。４は出力信号
の振幅を基準電圧と比較して振幅調整回路２に帰還して
振幅が一定になるように調整する自動利得調整回路であ
る。１だ、５はコンパレータ１からの方形波信号と基準
発振器７．８の出力を切換スイッチＳ１で選んだ出力と
の位相差を比較する位相比較器で、６は比較された信号
から直流成分を取り出す低域フィルタである。
第２図は第１図の基本構成に基づく本発明の一実施例を
示す回路図である。コンパレータ１は、抵抗１（ａ 、
ＲＪびオペアンプＱ］から構成され抵抗ｒ？＋２の抵
抗値は抵抗Ｒｔの抵抗値に比べて非常に大きく選定され
ている。また振幅調整回路２は抵抗几３゜也及びダイオ
ードＤ！で構成され、ここで８２は発振停止用スイッチ
である。また帯域フ・イルタ３はオペアンブリ、抵抗Ｒ
５〜＆ 、 ＦＥＴ Ｃ３及びコンデンサＣ１，Ｃ２で
構成されている。また自動利得調整回路４は、抵抗Ｒ＋
＋ｏ−Ｒｔｓ ＋可変抵抗ＶＲ＋ ＋ コンデンサＣａ
＋ Ｃ４＋ダイオードＤ２ｔオペアンプＱ４ ＋ツェ
ナダイオードＺＤＩから構成されている。また所定の周
波数の方形波を出力する基準発振器γ、８は、安定な発
振周波数を力える水晶発振器の出力を分周した精度の高
い発振周波数を出力するように構成されている。更に、
低域フィルタ６は抵抗比７〜川０．コンデンサＣ５，Ｃ
６，オペアンプＱ５で構成され、位相比較器５で位相比
較された信号から直流分を取り出し、帯域フィルタ３の
Ｆ’ＥＴＱ３のゲートバイアスを変えるように構成され
ている。
示す回路図である。コンパレータ１は、抵抗１（ａ 、
ＲＪびオペアンプＱ］から構成され抵抗ｒ？＋２の抵
抗値は抵抗Ｒｔの抵抗値に比べて非常に大きく選定され
ている。また振幅調整回路２は抵抗几３゜也及びダイオ
ードＤ！で構成され、ここで８２は発振停止用スイッチ
である。また帯域フ・イルタ３はオペアンブリ、抵抗Ｒ
５〜＆ 、 ＦＥＴ Ｃ３及びコンデンサＣ１，Ｃ２で
構成されている。また自動利得調整回路４は、抵抗Ｒ＋
＋ｏ−Ｒｔｓ ＋可変抵抗ＶＲ＋ ＋ コンデンサＣａ
＋ Ｃ４＋ダイオードＤ２ｔオペアンプＱ４ ＋ツェ
ナダイオードＺＤＩから構成されている。また所定の周
波数の方形波を出力する基準発振器γ、８は、安定な発
振周波数を力える水晶発振器の出力を分周した精度の高
い発振周波数を出力するように構成されている。更に、
低域フィルタ６は抵抗比７〜川０．コンデンサＣ５，Ｃ
６，オペアンプＱ５で構成され、位相比較器５で位相比
較された信号から直流分を取り出し、帯域フィルタ３の
Ｆ’ＥＴＱ３のゲートバイアスを変えるように構成され
ている。
本発明の一実施例の構成は上述したようであり、その動
作の説明に先だって、本発明に係る正弦波発振回路の発
振原理について説明する。
作の説明に先だって、本発明に係る正弦波発振回路の発
振原理について説明する。
帯域フィルタ３は多重帰還型の例えば２次・くンドパス
フィルタで構成され、ＦｇＴ Ｃ３の抵抗分と抵抗Ｊ？
、６ 、几７との合成抵抗値を・Ｒ′としてこの帯域フ
ィルタ３の伝達関数は次式で表わされる。
フィルタで構成され、ＦｇＴ Ｃ３の抵抗分と抵抗Ｊ？
、６ 、几７との合成抵抗値を・Ｒ′としてこの帯域フ
ィルタ３の伝達関数は次式で表わされる。
（ｊ翫）を十α（Ｊ乱）＋１
α−（ＣＩ十０２）（−）（・）Ｏ
Ｃ２Ｈ，８
Ａ＝停−Ｃ２’ １１１
上記帯域フィルタ３に正帰還をかけて発掘させると、伝
達関数の虚数部分が零となりＯ） −〇）。”ｊ−なわ
ち周波数ｆＯで発振する。また、この１時の基本波成分
の利得はＡとなる。前述したように、本実施例の発振回
路は、方形波の信号を帯域フィルり３を通して正弦波を
得ているため歪がａ＝する。今ブ５形波の電圧をＥｌｖ
、−ｐとし、フーリエ展１）Ｙｌすると■１（ｔ） ＝
−” ＋ Ｔｊ （−Ｌ） −！’−’−ｓｉｎ （
２ｎ −ｌ−１） （ＩＪ、１２ｎ工０ π ２ｎ＋１ （−り−は］）Ｃ成分）・・・・・・・・・・（２）こ
の方形波を上記帯域フィルり３を通すと、１４３ツノＶ
Ｏ（ｔ）は −５ｉｎ （（２ｎ＋１）ωｏｔ＋φ２ｎ＋１ ）
・−−−・（３）４ 即ち、基本波成分としＣ−，−Ａ＆Ｖｐ−ｐ の正弦
波が得られ、方形波の電圧Ｅ０を調整することにより、
正弦波の振幅を容易に調整することができる。また歪率
γは で表わされ、α＝０，１にすれば約１チの歪率になり、
歪の少ない正弦波が得られる。
達関数の虚数部分が零となりＯ） −〇）。”ｊ−なわ
ち周波数ｆＯで発振する。また、この１時の基本波成分
の利得はＡとなる。前述したように、本実施例の発振回
路は、方形波の信号を帯域フィルり３を通して正弦波を
得ているため歪がａ＝する。今ブ５形波の電圧をＥｌｖ
、−ｐとし、フーリエ展１）Ｙｌすると■１（ｔ） ＝
−” ＋ Ｔｊ （−Ｌ） −！’−’−ｓｉｎ （
２ｎ −ｌ−１） （ＩＪ、１２ｎ工０ π ２ｎ＋１ （−り−は］）Ｃ成分）・・・・・・・・・・（２）こ
の方形波を上記帯域フィルり３を通すと、１４３ツノＶ
Ｏ（ｔ）は −５ｉｎ （（２ｎ＋１）ωｏｔ＋φ２ｎ＋１ ）
・−−−・（３）４ 即ち、基本波成分としＣ−，−Ａ＆Ｖｐ−ｐ の正弦
波が得られ、方形波の電圧Ｅ０を調整することにより、
正弦波の振幅を容易に調整することができる。また歪率
γは で表わされ、α＝０，１にすれば約１チの歪率になり、
歪の少ない正弦波が得られる。
本発明の発振原理は上述したようであり、次に動作説明
を行う。まず、回路全体に電源が供給されると、出力端
ＯＵＴに信号が現われ、コンパレータ１に入力される。
を行う。まず、回路全体に電源が供給されると、出力端
ＯＵＴに信号が現われ、コンパレータ１に入力される。
これによつ−〔オペアンプＱの出力は反転増幅された信
号が飽和し方形波となる。
号が飽和し方形波となる。
ここで、上述した（３）式から理解されるように所望の
出力信号の増幅値に応じ°Ｃ１方形波の振幅値Ｅ。
出力信号の増幅値に応じ°Ｃ１方形波の振幅値Ｅ。
の調整を行う。即ちオペアンプＱ、からの方形波信号は
抵抗Ｒ３＋几４を通り帯域フィルタ３に供給される。こ
こで自動利得調整回路４のオペアンプＱ４の出力より、
方形波の電圧が高い時ダ・イオードＤ＋が導通して振幅
が制限され、方形波の電圧が低い時は、ダイオードＤＩ
の影響を受けない。この場合の自動利得調整回路４の動
作を詳述すれば、出力正弦波信号はダイオードＤ２で半
波整流され抵抗１’ｔ、。
抵抗Ｒ３＋几４を通り帯域フィルタ３に供給される。こ
こで自動利得調整回路４のオペアンプＱ４の出力より、
方形波の電圧が高い時ダ・イオードＤ＋が導通して振幅
が制限され、方形波の電圧が低い時は、ダイオードＤＩ
の影響を受けない。この場合の自動利得調整回路４の動
作を詳述すれば、出力正弦波信号はダイオードＤ２で半
波整流され抵抗１’ｔ、。
を通りコンデンサＣ３に充電これる。ここで、コンデン
サＣ３に並列に接続された抵抗比、を放電抵抗である。
サＣ３に並列に接続された抵抗比、を放電抵抗である。
コンデンサＣ３に充電された電圧は、抵抗Ｒ１＋３とツ
ェナダイオードＺＤ、で構成された電源電圧を可変抵抗
ＶＲＩで調整した電圧と比較され、オペアンプＱ４で差
動増幅される。このオペアンプＱ４で増幅された出力に
基づいて前記振幅調整回路２の方形波の振幅が調整され
るため、これにより出力正弦波の振幅が一定となる。ま
た前述した位相比較器５の動作を詳述すると−コンパレ
ータ１の出力と基準発振器７，８のいずれかの出力をス
イッチＳ１で選択した値との位相が位相比較器５で比較
され、低域フィルタ６でその直流成分が取り出される。
ェナダイオードＺＤ、で構成された電源電圧を可変抵抗
ＶＲＩで調整した電圧と比較され、オペアンプＱ４で差
動増幅される。このオペアンプＱ４で増幅された出力に
基づいて前記振幅調整回路２の方形波の振幅が調整され
るため、これにより出力正弦波の振幅が一定となる。ま
た前述した位相比較器５の動作を詳述すると−コンパレ
ータ１の出力と基準発振器７，８のいずれかの出力をス
イッチＳ１で選択した値との位相が位相比較器５で比較
され、低域フィルタ６でその直流成分が取り出される。
この直流成分に応じてｌ”ＥＴＱ３のゲートバイアスが
変化するため、前述した（１）式から理解されるように
、とのＦＥＴＱ３を含む合成抵抗値１（が変化するため
、帯域フィルタ３の中心周波数を変化させることができ
る。即ちこの場合、正弦波発振回路を位相比較器５の出
力に基づいて電圧制御型発振器（ＶＣＯ）としてＰＬＬ
動作させているので、基準発振器７，８のいずれかの周
ｉ数に正弦波発振回路の発振周波数を常に高精度に追従
させることができる。
変化するため、前述した（１）式から理解されるように
、とのＦＥＴＱ３を含む合成抵抗値１（が変化するため
、帯域フィルタ３の中心周波数を変化させることができ
る。即ちこの場合、正弦波発振回路を位相比較器５の出
力に基づいて電圧制御型発振器（ＶＣＯ）としてＰＬＬ
動作させているので、基準発振器７，８のいずれかの周
ｉ数に正弦波発振回路の発振周波数を常に高精度に追従
させることができる。
本発明の一実施例は上述したようであり、発振のだめに
正帰還ループ内に振幅調整手段を設けているのでダイナ
ミックレンジが広く歪みの少ない正弦波を発振できる。
正帰還ループ内に振幅調整手段を設けているのでダイナ
ミックレンジが広く歪みの少ない正弦波を発振できる。
また、発振周波数をＰＬＬ動作により常に基準周波数に
一致させ得るので周波数特性が安定している。捷だ、必
要に応じてスイッチＳ２を投入することにより振幅制限
１Ｂを最大（振幅零）にして容易に発振停＋ｌ脩１＋制
御が可能となる。また振幅調整回路２の振幅調整を自動
利得調整回路４により行っているので常に正弦波出力の
振幅を一定にできる。更に、必要に応じて方形波の振幅
を制御することにより直線的に出力振幅を変えることが
でき、帯域フィルタ３の中心周波数をキャリヤ周波数と
してＡＭ変調も可能で奪る。
一致させ得るので周波数特性が安定している。捷だ、必
要に応じてスイッチＳ２を投入することにより振幅制限
１Ｂを最大（振幅零）にして容易に発振停＋ｌ脩１＋制
御が可能となる。また振幅調整回路２の振幅調整を自動
利得調整回路４により行っているので常に正弦波出力の
振幅を一定にできる。更に、必要に応じて方形波の振幅
を制御することにより直線的に出力振幅を変えることが
でき、帯域フィルタ３の中心周波数をキャリヤ周波数と
してＡＭ変調も可能で奪る。
本発明は以上のようであり、ダイナミックレンジが広く
歪の少ない正、弦波出力をｊすることができると共に正
弦波出力の発振周波数の安定化を計れる。
歪の少ない正、弦波出力をｊすることができると共に正
弦波出力の発振周波数の安定化を計れる。
第１図は本発明に係る正弦波発振回路の基本構成を示す
ブロック図、第２図は第１図の基本構成に基づく一実施
例の回路図である。 １・・・コンパレータ、 ２・・・振幅調整回路、
３・・・帯域フィルタ、 ４・・・自動利得調整回
路、５・・・位相比較器、 ６・・・低域フィル
タ、７．８・・・基準発振器。 特許出願人 キャノン株式会社 第１図
ブロック図、第２図は第１図の基本構成に基づく一実施
例の回路図である。 １・・・コンパレータ、 ２・・・振幅調整回路、
３・・・帯域フィルタ、 ４・・・自動利得調整回
路、５・・・位相比較器、 ６・・・低域フィル
タ、７．８・・・基準発振器。 特許出願人 キャノン株式会社 第１図
Claims (4)
- （１） 出力信号として基本波を得る帯域フィルタと
、前記出力信号を方形波に変換する手段と、前記変換手
段からの方形波の振幅を制御する手段とを備え前記帯域
フィルタに対して前記変換手段。 前記振幅制御手段を含む正帰還ループを形成すると共に
、前記変換手段からの方形波と所定の方形波出力との位
相比較を行う手段を有し、この位相比較手段の出力に基
づき前記帯域フィルタの中心周波数を切り替えるように
構成したことを特徴とする正弦波発振回路。 - （２）前記帯域フィルタの帰還出力に基づいて前記振幅
制御手段による制御量を調整する自動利得調整回路・を
設けたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の正
弦波発振回路。 - （３）前記振幅制御手段による振幅制限量を最大にする
ことにより発振を停止させることを特徴とする特許請求
の範囲第１項記載の正弦波発振回路。 - （４）前記所定の方形波出力を切り替えることによシ前
記帯域フィルタの中心周波数を変えるように構成したこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の正弦波発振
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57135212A JPS5927608A (ja) | 1982-08-04 | 1982-08-04 | 正弦波発振回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57135212A JPS5927608A (ja) | 1982-08-04 | 1982-08-04 | 正弦波発振回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5927608A true JPS5927608A (ja) | 1984-02-14 |
| JPH0531321B2 JPH0531321B2 (ja) | 1993-05-12 |
Family
ID=15146460
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57135212A Granted JPS5927608A (ja) | 1982-08-04 | 1982-08-04 | 正弦波発振回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5927608A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6326111A (ja) * | 1986-07-18 | 1988-02-03 | Toshiba Corp | フイルタ回路の時定数自動調整回路 |
| JPH04302217A (ja) * | 1991-03-29 | 1992-10-26 | Sanyo Electric Co Ltd | 電圧制御発振回路 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE10033741B4 (de) * | 2000-07-12 | 2012-01-26 | Synergy Microwave Corp. | Oszillatorschaltung |
-
1982
- 1982-08-04 JP JP57135212A patent/JPS5927608A/ja active Granted
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6326111A (ja) * | 1986-07-18 | 1988-02-03 | Toshiba Corp | フイルタ回路の時定数自動調整回路 |
| JPH04302217A (ja) * | 1991-03-29 | 1992-10-26 | Sanyo Electric Co Ltd | 電圧制御発振回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0531321B2 (ja) | 1993-05-12 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| WO2001001577A8 (en) | Adjustable bandwidth phase locked loop with fast settling time | |
| US4336505A (en) | Controlled frequency signal source apparatus including a feedback path for the reduction of phase noise | |
| JPS61258529A (ja) | 周波数シンセサイザ | |
| JPH07170176A (ja) | Ｐｌｌ回路の同調周波数をセットアップする装置およびその方法 | |
| JPS5927608A (ja) | 正弦波発振回路 | |
| KR20010014348A (ko) | 순간 위상 차이 출력부를 구비한 위상 주파수 검출기 | |
| JPH0328606Y2 (ja) | ||
| JP3712141B2 (ja) | 位相同期ループ装置 | |
| JPH0440104A (ja) | 超高周波ダイオード発振器の位相同期回路 | |
| JP2516972Y2 (ja) | 位相同期型発振器 | |
| JP2613521B2 (ja) | Ｐｌｌ発振装置 | |
| RU27441U1 (ru) | Устройство фазовой автоподстройки частоты генератора с частотной модуляцией | |
| JPS5927610A (ja) | 正弦波発振回路 | |
| JPS5927609A (ja) | 正弦波発振回路 | |
| JPS6298806A (ja) | Ｆｍ変調器 | |
| JPH0294803A (ja) | 発振回路 | |
| JPH0323717A (ja) | 信号発生装置 | |
| JPH07162299A (ja) | 位相ロックドループ装置、発振器及び信号処理装置 | |
| JPH10303708A (ja) | 周波数逓倍回路 | |
| JPH08186445A (ja) | Ｆｍトランスミッタ回路 | |
| KR930022329A (ko) | Vtr의 캐리어 주파수 자동 조정 회로 | |
| JPH03183204A (ja) | Ｐｌｌ復調回路 | |
| JPS6374206A (ja) | 位相変調方式 | |
| JPH0936657A (ja) | 電圧制御発振器 | |
| JPH0371316A (ja) | 低周波同期移相回路 |