DE2553588C3

DE2553588C3 - Aktives Filterglied zur Verwendung im Mikrowellenbereich

Info

Publication number: DE2553588C3
Application number: DE2553588A
Authority: DE
Inventors: Julien Osny Prevot (Frankreich)
Original assignee: LIGNES TELEGRAPHIQUES ET TELEPHONIQUES PARIS
Current assignee: LIGNES TELEGRAPHIQUES ET TELEPHONIQUES PARIS
Priority date: 1974-11-29
Filing date: 1975-11-28
Publication date: 1978-11-16
Also published as: GB1532806A; FR2293079B1; US4012705A; FR2293079A1; DE2553588B2; DE2553588A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein aktives Filterglied zur Verwendung im Mikrowellenbereich, mit im

ι ο Längszweig liegenden Kondensatoren und mit einem im Querzweig liegenden Hauptresonanzkreis, der mit einer Transistorschaltung zu seiner Entdämpfung verbunden ist

Als Mikrowellenbereich ist der Frequenzbereich zu verstehen, der hauptsächlich Frequenzen umfaßt, die zwischen 10⁸ und 2 · 10¹⁰ Hz liegen. Bei Frequenzen unterhalb dieses Bandes ist es bekannt, Halbleiter zur Kompensation der jeder Filterschaltung innewohnenden Verluste zu verwenden, so daß die Dämpfung im Durchlaßbereich vernachlässigbar wird. Die niederfrequenten Filter sind wegen der Verwendung von aktiven Elementen, im allgemeinen Transistoren, nicht mehr unmittelbar auf die UHF- und VHF-Frequenzen übertragbar, denn das Verhalten dieser aktiven Elemente ist komplex und macht es erforderlich, in das Ersatzschaltbild parasitäre Elemente einzusetzen, welche die theoretische Untersuchung der Schaltung merklich komplizierter machen. Es sind Untersuchungen angestellt worden, welche für bestimmte Fälle Lösungen ergeben. In der US-PS 37 23 773 ist ein Filterglied beschrieben, das einen Transistor enthält, der in umgekehrter Kollektorschaltung geschaltet ist, und es sind auch zwei Beispiele von Filtern angegeben, deren Durchlaßbandbreite bei 500 MHz etwa 2% beträgt Der hauptsächliche Nachteil dieser Ausbildung besteht darin, daß die Anschlußart des Transistors das Anlegen eines Eingangspegels von mehr als etwa -2OdBm verbietet, da sonst der Transistor zerstört wird.

Aus der Zeitschrift »Funk-Technik«, Nr. 13, Juli 1971, Seiten 439—492 ist andererseits eine Transistorschaltung bekannt, bei der der Emitterkreis mit eine Wicklung eines Eingangstransformators gekoppelt ist, der Bestandteil eines Resonanzkreises ist, wobei der Basiskreis des Transistors einen Hilfsresonanzkreis enthält und über eine Induktivität mit einer Regelspannungsquelle verbunden ist Diese Schaltung ist aber ein HF-Vorverstärker, d. h. ein aktiver Vierpol, bei dem das zu verstärkende Signal dem Emitter des Transistors zugeführt und das verstärkte Signal am Kollektor abgenommen wird.

Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung eines aktiven Filterglieds der eingangs angegebenen Art, das für die Bildung sehr schmalbandiger Filter geeignet ist, temperaturunempfindlich ist, praktisch keine Einfügungsdämpfung ergibt und bei Verwendung des gleichen Transistortyps Eingangssignale mit wesentlich höherem Pegel als bekannte aktive Filterglieder verarbeiten kann.

Nach der Erfindung wird dies dadurch erreicht, daß

ω der Hauptresonanzkreis durch einen der Sekundärwicklung eines Impedanztransformators parallelgeschalteten Kondensator gebildet ist, daß die Primärwicklung des Impedanztransformators zwischen einem auf dem Bezugspotential liegenden Punkt und dem Emitter eines

*>5 Transistors angeschlossen ist, dessen Kollektor und Basis an Vorspannungen gelegt sind, die dem Verstärkerbetrieb entsprechen, und daß die Basis des Transistors mit der Vorspannungsklemme über die

Induktivität eines im Basiskreis liegenden Hilfsresonanzkreises verbunden ist

Die aktiven Filterglieder nach der Erfindung ergeben eine Dämpfung voa praktisch OdB und erlauben die verzerrungsfreie Verarbeitung von Signalen mit einem Eingangspegel, der ein Milliwatt erreicht; die maximal zulässige Höchstleistung, bei der noch keine Zerstörung des Transistors stattfindet, kann 100 Milliwatt erreichen. Die Temperaturdrift der aktiven Filterglieder beträgt höchstens ΙΟ-⁵ pro Grad Celsius. Die unter Verwendung solcher Filterglieder aufgebauten Filter haben ein Durchlaßband, das so weitgehend temperaturunabhängig ist, daß sie bei festgelegter Mittenfrequenz mit einer Bandbreite von weniger als 1% betrieben werden können.

Ein weiterer Vorteil der aktiven Filterglieder nach der Erfindung besteht darin, daß die Einstellung der relativen Breite des Durchlaßbandes unabhängig von der Einstellung der Resonanzfrequenz ist Die relative Bandbreite kann in weiten Grenzen gewählt werden, die von 10~² bis 10~⁴ gehen können. Sie wird, nachdem die Schaltung definiert ist, durch Einstellung des Emitterstroms realisiert Diese Einstellung gewährleistet gleichzeitig die Kompensation der Streuung der Kennwerte der Transistoren.

Der für die Schaltung zulässige Eingangspegel ist durch die Durchbruchspannung des Transistors festgelegt und in erster Annäherung durch das Übersetzungsverhältnis des Transformators. Er kann also ebenfalls unabhängig von der Resonanzfrequenz festgelegt werden.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden anhand der Zeichnung erläutert In der Zeichnung zeigt

F i g. 1 ein aktives Filterglied bekannter Art,

F i g. 2a ein aktives Filterglied nach der Erfindung,

Fig.2b das elektrische Ersatzschaltbild des Filterglieds von F i g. 2a,

F i g. 3 das elektrische Schaltbild eines Bandfilters mit zwei aktiven Filtergliedern nach der Erfindung,

Fig.4 ein in Hybridtechnik ausgeführtes Filter mit zwei aktiven Filtergliedern nach der Erfindung,

Fig.5 die Filterkennlinie eines Filters mit zwei aktiven Filtergliedern nach der Erfindung und

F i g. 6 und 7 Kennlinien des aktiven Filterglieds nach der Erfindung.

Fig. 1 zeigt ein Filter nach der US-PS 37 23 773 mit zwei Filtergliedern 1, von denen jedes durch einen in umgekehrter Kollektorschaltung geschalteten Transistor 10 gebildet ist In diesen Filtergliedern entspricht der gestrichelt dargestellte Kondensator 28 der so Basis-Kollektor-Kapazität des Transistors, während der Basis-Kollektor-Widerstand des Transistors in den Widerstand 24 einbezogen ist Die Induktivität 26 schließt in gleicher Weise die vom Transistor verursachte Induktivität ein. F i g. 1 zeigt nicht die Gleichstrom-Versorgung des Transistors, die nach der zugehörigen Beschreibung einerseits über den Emitter und andererseits über die Basis erfolgt, während der Kollektor mit einem Bezugspotential verbunden ist

F i g. 2a zeigt im Innern des gestrichelten Rahmens 50 das Schaltbild des aktiven Filterglieds nach der Erfindung und außerhalb des Rahmens die für ihren Betrieb erforderliche Stromversorgung. Das aktive Filterglied enthält einen ersten einstellbaren Kondensator 51, einen Transformator 52, einen Transistor 53, ein t>5 Siebglied für die Kollektorspannung, das durch die Induktivität 58 und den Kondensator 59 gebildet ist, und einen mit der Basis des Transistors 53 verbundenen Hilfsresonanzkreis, der durch einen einstellbaren Kondensator 60 und eine Induktivität 61 gebildet ist Eine Elektrode des Kondensators 51 ist mit dem Bezugspotential verbunden, und die andere Elektrode ist an den Eingang 510 der Schaltung angeschlossen. Die Sekundärwicklung des Transformators 52, dessen Übersetzungsverhältnis wenigstens 3:1 beträgt ist parallel zu dem Kondensator 51 geschaltet, während seine Primärwicklung mit der einen KJemme an das Bezugspotential und mit der anderen Klemme an den Emitter des Transistors 53 angeschlossen ist Der Kollektor des Transistors 53 ist über die Induktivität 58 auf das Gleichspannungspotential der Klemme A gelegt

Die Induktivität 61 ist mit einem Ende an die Basis des Transistors 53 und mit dem anderen Ende an die Klevnme .B der Gleichspannungsversorgung angeschlossen. Ein Siebkondensator 62 verbindet die Klemme B mit dem Bezugspotential. Der einstellbare Kondensator 60 bildet zusammen mit der Induktivität 61 einen Hilfsresonanzkreis, der für die Einstellung der Schaltung dient, wie später erläutert wird. Die Gleichstromversorgung des Transistors enthält eine Gleichspannungsquelle 54, von der ein Pol an das Bezugspotential gelegt ist während der andere Pol an einen Widerstand-Spannungsteiler aus Widerständen 55, 56 und einem Thermistor 57 angeschlossen ist

Der Schaltungspunkt B ist mit einem einstellbaren Widerstand 63 verbunden, dessen anderes Ende mit dem Abgriff zwischen den Widerständen 55 und 56 verbunden ist Der Wert des Thermistors ist so bemessen, daß unter Berücksichtigung des als Strombegrenzer dienenden Widerstands 63 das Potential am Punkt B bei Temperaturschwankungen zwischen —20 und +50⁰C praktisch konstant ist Der Punkt A ist mit dem Abgriff zwischen dem Widerstand 56 und dem Thermistor 57 verbunden. Der Resonanzkreis 51—52 wird Hauptresonanzkreis genannt

F i g. 2b zeigt das Ersatzschaltbild der Verstärkerstufe von F i g. 2a bei Höchstfrequenzen. Die Induktivität k ist diejenige des Emitterkreises des Transistors 53, der dem Punkt E entspricht Der Transistor ist durch die Anordnung C_p (Eingangskapazität), L'(Ersatzinduktivität des Transistors und des Basiskreises) und R⁺ + R-ersetzt; die Widerstände stellen die Verluste in den zum Transistor gehörigen Schaltungen (R⁺) bzw. die Verstärkung des Transistors (R-) dar.

Bei der erfindungsgemäßen Schaltung ist es vorgesehen, k<L\ zu wählen, was einer starken Entkopplung zwischen dem Hauptresonanzkreis und dem Transistor entspricht; dies begünstigt die Erhöhung der Leistung, die ohne Nachteil für den Transistor dem Hauptresonanzkreis zugeführt werden kann.

Unter Bezugnahme auf die Schaltung von F i g. 2a ist nämlich zu erkennen, daß für die Emitterspannung Ve gilt:

V_nL

U + L,

Darin ist

L\ die Induktivität der Primärwicklung des Transformators 52,

Vo die Eingangsspannung,
L' die Ersatzinduktivität des Transistors.

Die Bedingungen k< /.'und C_p< Gmüssen gleichfalls eingehalten werden. Natürlich wird die Betriebsfre-

quenz ft so gewählt, daß gilt ft < /« wobei 4 bzw.
Stromverstärkungsfaktor-Grenzfrequenz in Basisschaltung ist. Die Betriebsbedingungen des Transistors werden so festgelegt, daß die Werte von R- und von /?-/L'bei der Resonanzfrequenz ft des Hauptresonanzkreises jeweils ein Maximum haben. Später wird erläutert, wie aufgrund der Eigenschaften des Transistors diese Bedingung erfüllt werden kann.

Als Beispiel sei angegeben, daß eine Schaltung mit der Resonanzfrequenz 400 MHz praktisch ausgeführt wurde, die einen Transistor 2N3866 und die folgenden Schaltungselemente enthielt:

— einen Transformator 52 mit einer Primärwicklung aus einer einzigen Windung und einer Sekundärwicklung aus drei Windungen Silberdraht, die auf den gleichen dielektrischen Spulenkörper von einigen Millimetern Durchmesser gewickelt waren;

— eine Induktivität 61 von etwa 1OnH, bestehend aus einer Windung Silberdraht auf einem Spulenkörper von 5 mm Durchmesser;

— einen Kondensator 62 von etwa 1000 pF;

— einen Widerstand 58 von 100 Ohm;

— einen Widerstand 63 von 470 Ohm;

— einen zwischen 1 und 6 pF einstellbaren Kondensator 51;

— einen Kondensator 60 von etwa 10 pF;

— einen Kondensator 59 von 1000 pF.

Die Eigenschaften dieser Schaltung lassen sich durch die folgenden Werte angeben:

— relative 3-dB-Bandbreite:2,5 · 10-";

— Temperaturdrift: weniger als 10~⁵ pro Grad Celsius;

— Rauschfaktor: 20 dB;

— zulässige Eingangsleistung ohne Verzerrung: 0,5 Milliwatt;

— maximal zulässige Eingangsleistung ohne Zerstörung des Transistors: 100 Milliwatt.

F i g. 3 zeigt das Schema eines Filters mit zwei aktiven Filtergliedern der in F i g. 2 gezeigten Art, die in den Rahmen 65 und 66 enthalten sind. Zwei Kondensatoren 67 gleicher Kapazität verbinden den Eingang des Filters mit dem ersten aktiven Filterglied 65 bzw. das zweite aktive Filterglied 66 mit dem Ausgang des Filters, während ein Kondensator 68 die beiden aktiven Filterglieder miteinander verbindet Da die Kapazitäten der Kondensatoren 67 und 68 temperaturabhängig sind, erhält man eine Kompensation der Frequenzänderungen durch Verwendung von Kondensatoren unterschiedlicher Art mit Temperaturkoeffizienten von entgegengesetzten Vorzeichen. Beispielsweise können Teflon-Kondensatoren 67 in Verbindung mit einem keramischen Kondensator 68 verwendet werden.

Beispielsweise ist ein Filter dieser Art gebaut worden, dessen Durchlaßbandbreite bei der Herstellung auf jeden Wert zwischen 2J5 und 0,5 MHz einstellbar war, mit einer festen Mittenfrequenz von 400 MHz; dieses Filter hatte eine Temperaturdrift von weniger als 10~⁶ pro Grad Celsius für das ganze Filter, eine zulässige verzerrungsfreie Eingangsleistung von 1 mW und einen Rauschfaktor von 9,5 dB bei einer Bandbreite von 2 MHz. Die Kurve dieses Filters ist in F i g. 5 dargestellt

Ein solches Filter kann zwischen zwei rauscharrrie Verstärker eingefügt werden, wenn es notwendig ist, den Rauschfaktor zu verbessern.

F i g. 4 zeigt ein Filter mit zwei aktiven Filtergliedern der beschriebenen Art, das in Hybridtechnik ausgeführt ist. Das Filter ist durch Filme gebildet, die stellenweise auf eine Fläche eines Aluminiumoxidsubstrats 75 aufgebracht sind, auf dem diskrete Schaltungselemente angebracht sind. Die nicht sichtbare Fläche des Aluminiumoxidsubstrats 75 ist mittels eines Goldauftrags vollständig metallisiert. Die sichtbare Fläche trägt eine Metallisierung 76, welche die beiden Filterglieder voneinander trennt und diese auf drei Seiten einrahmt;

ίο diese Metallisierung ist mit dem zusammenhängenden Goldauftrag verbunden und dient zur Festlegung des Bezugspotentials. Der Eingang des Filters ist mit dem Ende 71 einer Mikrobandleitung 72 verbunden, und der Ausgang des Filters ist mit dem Ende 73 einer Mikrobandleitung 74 verbunden; die Rollen der Anschlüsse 71 und 73 können vertauscht werden.

Die Schaltungselemente des elektrischen Schaltbildes von F i g. 3 können einzeln mit den Schaltungselementen der Anordnung von F i g. 4 identifiziert werden. Die Kondensatoren 77 entsprechen den Kondensatoren 67, und die beiden Kondensatoren 78, die durch eine von der Metallisierung 76 durch ein Isoliermaterial isolierte Leiterbrücke 78' in Serie geschaltet sind, haben Werte, die doppelt so groß wie der Wert des Kondensators 68 ist. Die Kondensatoren 81 entsprechen den Kondensatoren 51 und bestimmen die Resonanzfrequenz des Filters. Der Transformator 52 ist durch eine Anordnung aus zwei Mikrobandleitungen 82 und und 83 gebildet. Die erste Mikrobandleitung 82, die am einen Ende durch die Metallisierung 76 kurzgeschlossen ist, ist am andern Ende mit den Kondensatoren 77, 78 und 81 verbunden. Ihre Länge liegt zwischen einem Achtel und einem Viertel der Wellenlänge bei der Resonanzfrequenz. Die parallel dazu liegende Mikrobandleitung 83, deren Länge etwa 25% der Länge der Mikrobandleitung 82 beträgt, liegt in der Nähe des kurzgeschlossenen Endes der Mikrobandleitung 82 in einem Abstand von etwa 5% der Länge der Mikrobandleitung 82, von der Metalliserung 76 aus gemessen. Dem Transistor 53 von F i g. 4 entspricht der Transistor 84, der durch ein direkt auf dem Substrat angebrachtes gehäuseloses Halbleiterplättchen gebildet ist. Der Emitter des Transistors 84 ist durch ein Golddrähtchen mit der Mikrobandleitung 83 verbunden, und die Verbindung 85 zwischen den Mikrobandleitungen 83 und 82 hält den Emitter auf dem Bezugspotential. Die Lage der Verbindung 85 legt das Übersetzungsverhältnis des Transformators 52 fest

Der Kollektor des Transistors 84 ist mit einem Kondensator 86 verbunden, der dem Kondensator 59

so von F i g. 3 entspricht Eine Elektrode dieses Kondensators ist durch eine Metallisierung 87, die mit der metallisierten Unterseite des Substrats in Kontakt steht, auf das Bezugspotential gelegt, während die andere Elektrode über eine Filterinduktivität 88 mit einer Klemme 89 verbunden ist, an welche die Stromversorgungsspannung des Kollektors angelegt ist Die Basis des Transistors 84 ist an eine Induktivität 90 angeschlossen, die der Induktivität 61 von Fig.3 entspricht Diese Induktivität endet an einer Klemme 91 für die Zuführung der Basisvorspannung. Der Kondensator 92 dient zur Entkopplung der Basis und entspricht dem Kondensator 62 von Fig.3 Die Basis des Transistors ist außerdem mit einem Kondensator 93 verbunden, der dem Kondensator 60 von Fig.3 entspricht

Ein derartiges Filter mit zwei Filtergliedern ist beispielsweise mit den folgenden Bauelementen praktisch hergestellt worden:

— Transistor des Typs BFW 41; Wenn man setzt

— Kondensator 81: zwischen 0,5 und 11,5 pF einstellbar;

— Kondensator 86: Festkondensator von 100 pF;

— Kondensator 92: Festkondensator von 100 pF;

— Kondensator 93: zwischen 0,5 und 3 pF einstellbar;

— Induktivität88:1OnH;

— Induktivität 90:1OnH.

Dieses Filter hatte die folgenden Kenngrößen: ,

— Resonanzfrequenz: 1320 MHz (Band L);

— 3-dB-Bandbreite:10MHz;

— zulässige Eingangsleistung ohne Verzerrung: 1 mW;

— Dämpfung bei 1320 MHz: OdB;

— Koeffizient der Änderung der Resonanzfrequenz als '' Funktion der Temperatur: weniger als 10~⁶ pro Grad Celsius.

Höhere Frequenzen als diejenigen des Bandes L (1300 MHz) können erreicht werden, denn die Abmessungen der Bestandteile der Hybridschaltung können noch beträchtlich verringert werden. Ferner gibt es Transistoren, die eine höhere Transist-Frequenz als der erwähnte Transistor BFW 41 haben. Beispielsweise erlaubt der Transistor X 56, dessen Transit-Frequenz 6GHz erreicht, die Realisierung von Filtern der beschriebenen Art bis zu 10 GHz. Im übrigen sind im Handel bereits Transistoren erhältlich, deren Transit-Frequenz in der Nähe von 10 GHz liegt; damit ist die Realisierung von Filtern bis zu 20 GHz möglich.

Um die Werte der Bestandteile der Transistorschaltung so zu bestimmen, daß die Mittenfrequenz des Bandfilters bei F₀ liegt, kann man in folgender Weise vorgehen: Zu den Kenngrößen des Transistors gehört der Wert F_x der Alpha-Grenzfrequenz (oft auch mit F/,216 bezeichnet). Die Wahl des Transistors erfolgt unter Berücksichtigung der Bedingung F_Ä>Fo. Die zu bestimmenden Parameter sind die Werte der außerhalb des Transistors liegenden Schaltungselemente, welche den Basiskreis und den Emitterkreis bilden, unter Berücksichtigung der inneren Widerstände und Kapazitäten des Transistors, die aus den Herstellerangaben bekannt sind.

Die Eingangsimpedanz der Verstärkersufte, die parallel zur Induktivität k liegt, hat die folgende Form:

?b ⁼ übergang + faußen,
Lb = /-Übergang + /-außen,

wobei Q_x der Gütefaktor der Ersatzschaltung für die aus Transistor und Basiskreis gebildete Anordnung bei der Grenzfrequenz ist, erhält man

R^N = (1 +M)

-/1²X²)²

Darin sind

Z_e = Impedanz des Emitterkreises; Zb = Impedanz des Basiskreises; oc = Verstärkungsfaktor des Verstärkers.

Bei hohen Frequenzen kann man schreiben: Z_e«/yx,

worin r_e der vom Emitter aus gesehene Widerstand ist, und wobei gilt:

50

55

Ot = U₀

60

fF/F« '

Wenn man setzt X=FZF_x und wenn man die bei Höchstfrequenzen zulässigen Vereinfachungen macht, insbesondere die Vereinfachung «0 = 1, erhält man

Z'-r Z -r_e

Darin gilt A = F_a/Fi, wobei Fi die Resonanzfrequenz der von Transistor und Basiskreis gebildeten Anordnung ist. Dies ist durch die Werte von A und Q_x definiert.

Wie zuvor erwähnt worden ist, verhält sich der Transistor wie ein Verstärker. Zur Begünstigung der Stabilität ist es wünschenswert, daß die Betriebsfrequenz in der Nähe eines solchen Wertes liegt, daß der entsprechende Wert von R^N ein Extremwert und insbesondere ein Minimum ist.

Dies bedeutet, daß dR^N/dx unter bestimmten Bedingungen zu Null wird. Man leitet aus den entsprechenden Werten von χ die Frequenzwerte ab, welche diese Bedingungen erfüllen. Einer davon muß gleich Fo sein. Es ist möglich, für jeden Transistortyp Nomogramme aufzustellen, welche die Werte von FsZF_x geben, die der maximalen Stabilität in Abhängigkeit von den Parametern A und Q_x entsprechen. Eine Rechnung gleicher Art ermöglicht die Bewertung des Verhältnisses R-/L', wie es anhand von F i g. 2b definiert worden ist, und die Definition einer zweiten Bedingungen, welche die Festlegung der beiden Parameter A und Q, ermöglicht

In der Praxis kann man für die der Stabilität entsprechenden Frequenzwerte (Maximum von R-/L') die Kurve R^N/X*> als Funktion von Q_x für F₁=Fo zeichnen. Fig.6 zeigt eine solche Kurve für einen Transistor des Typs 2N3866 und für F_s= F₀=400 MHz.

Man stellt fest, daß für <?_Λ>5 das Verhältnis Rⁿ/XN bei einem Maximum in der Nähe von 0,4 bleibt, was bedeutet, daß rfe klein sein muß.

Wenn man den auf diese Weise festgelegten Wert von Qa. auf ein Nomogramm überträgt, das χ als Funktion von A darstellt, leitet man daraus A ab, das die Abstimmfrequenz der aus dem Transistor und dem Basiskreis bestehenden Anordnung ergibt Die Angaben ntoogang und Laugung werden vom Hersteller geliefert Man leitet daraus r_aut^_n und LmOen ab. Im Fall des angegebenen Transistors gilt A=1,1; Fi=550 MHz und

ζ>_α = 5; diese Werte ergeben La_Ue_en = 32nH und 0<r_außen<15Ohm. Als Variante könnte man zu Cb(Cb=2,5 pF) einen Kondensator von 5,5 pF parallelschalten, mit einem äußeren Widerstand von 10 Ohm und einer Induktivität von 20 nH.

Ein zusätzlicher Parameter der Schaltung besteht in dem Wert des Kollektorstroms des Transistors. Er legt die zulässige Leistung fest, bei der noch keine Verzerrung auftritt. Man kann für jeden bestimmten Verstärker in der zuvor angegebenen Weise die Kurve der Änderung der zulässigen Leistung, begrenzt auf den Kompressionspunkt — 1 dB, als Funktion des Kollektorstroms für eine gegebene Bandbreite des Filters zeichnen. Die Kurven von F i g. 7 sind an einem Filter mit zwei Filtergliedern gemessen worden, die nach dem Schaltbild von Fig.2 mit Transistoren 2N3866 in der zuvor angegebenen Weise für eine Frequenz Fo=4OO MHz ausgeführt waren.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Aktives Filterglied zur Verwendung im Mikrowellenbereich, mit im Längszweig liegenden Kondensatoren und mit einem im Querzweig liegenden Hauptresonanzkreis, der mit einer Transistorschaltung zu seiner Entdämpfung verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Hauptresonanzkreis (51, 52) durch einen der Sekundärwicklung eines Impedanztransformators (52) parallelgeschalteten Kondensator (51) gebildet ist, daß die Primärwicklung des Impedanztransformators (52) zwischen einem auf dem Bezugspotential liegenden Punkt und dem Emitter eines Transistors (53) angeschlossen ist, dessen Kollektor und Basis an Vorspannungen gelegt sind, die dem Verstärkerbetrieb entsprechen, und daß die Basis des Transistors (53) mit der Vorspannungsklemme (3) über die Induktivität (61) eines im Basiskreis liegenden Hilfsresonanzkreises (60,61) verbunden ist

2. Aktives Filterglied nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Kopplungskoeffizient des Impedanztransformators (52) weniger als 30% beträgt

3. Aktives Filterglied nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonanzfrequenz des im Basiskreis liegenden Hilfsresonanzkreises (60, 61) sehr viel größer als die Resonanzfrequenz (fo) des Hauptresonanzkreises (51,52) ist

4. Aktives Filterglied nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die die Basisvorspannung des Transistors (53) liefernde Schaltung (54,55,56,57,63) eine Temperaturkompensationsanordnung (57,63) enthält

5. Aktives Filterglied nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Primärwicklung des Impedanztransformators durch eine erste, an beiden Enden offene Mikrobandleitung (83) gebildet ist, an weiche der Emitter des Transistors (84) angeschlossen ist, und daß die Sekundärwicklung des Impedanztransformators durch eine zweite Mikrobandleitung (82) gebildet ist, die zur ersten Mikrobandleitung (83) parallel liegt, am einen Ende mit dem auf dem Bezugspotential liegenden Leiter (76) verbunden ist und mit der ersten Mikrobandleitung (83) durch eine das Impedanzübersetzungsverhältnis festlegende Verbindung (85) verbunden ist

6. Aktives Filterglied nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Mikrobandleitung (82) eine Länge hat, die höchstens gleich einem Viertel der auf der Mikrobandleitung bei der Resonanzfrequenz (Zo) das Hauptresonanzkreises (51,52) gemessenen Wellenlänge ist

7. Aktives Filterglied nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Ende der ersten Mikrobandleitung (83) von dem auf dem Bezugspotential liegenden Leiter (76) in einem Abstand liegt, der höchstens gleich 1,2/100 der Wellenlänge ist, und daß ihre Länge gleich 25% der Länge der zweiten Mikrobandleitung (82) ist.

8. Filter, das unter Verwendung von zwei aktiven Filtergliedern nach einem der vorhergehenden Ansprüche gebildet ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Kondensatoren (67, 77), welche die Kopplung des Filters mit den äußeren Schaltungen bewirken, und die Kondensatoren (68, 78), welche die Kopplung der Filterglieder untereinander bewirken.

Temperaturkoeffizienten von entgegengesetzten Vorzeichen haben.