-
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Anpassungsschaltung
für die Eingabe zu und die Ausgabe von einem Transistor, der
in einem Hochfrequenz-, Hochleistungsverstärker verwendet
wird, und insbesondere eine Anpassungsschaltung für einen
Hochfrequenz-, Hochleistungstransistor, welche eine
Verringerung des Verstärkungswirkungsgrades infolge einer
Phasendifferenz ausschalten kann, die durch die räumlichen
Abmessungen des Transistors hervorgerufen wird, und darüber
hinaus die Impedanz anpassen kann.
-
Auf dem Gebiet der elektrischen Kommunikation wird die
Signalfrequenz immer höher, und insbesondere auf dem Gebiet der
Satellitenkommunikation übersteigt die Frequenz 10 GHz.
Dieser Trend wird davon begleitet, daß die Geräte und
Vorrichtungen, die bei derartigen Frequenzen verwendet werden,
kleinere Abmessungen aufweisen sollen, und daher besteht ein
wachsendes Bedürfnis für integrierte Schaltungen mit geringen
Kosten und vorteilhaften Eigenschaften, die in einem solchen
Mikrowellenband verwendet werden können.
-
Die Eingangs- und Ausgangsimpedanz von Transistoren für
Hochfrequenz, die in derartigen integrierten Schaltungen
verwendet werden, stimmen im allgemeinen nicht mit der
charakteristischen Impedanz (50 Ohm) der Hauptübertragungsleitung
überein. Als Hauptübertragungsleitungen werden häufig solche
Leitungen verwendet, die als Mikrostreifenleitungen bekannt sind.
Zur wirksamen Verstärkung eines elektrischen Signals ist es
erwünscht, daß die Eingangs- und Ausgangsimpedanz des
Transsistors und die Eingangs- und Ausgangsimpedanz der
Hauptleitungs-Mikrostreifenleitungen so weit wie möglich aneinander
angepaßt sind, und die Reflexion an dem Anpassungspunkt soll
so klein wie möglich sein. Insbesondere beträgt die
Eingangsund
Ausgangsimpedanz eines Transistors für hohe Frequenzen
und hohe Leistungen erheblich weniger als 50 Ohm, und
gewöhnlich wird ein Bauteil mit niedriger Impedanz parallel zu dem
Eingang und dem Ausgang der
Hauptleitungs-Mikrostreifenleitungen eingefügt, um die Impedanz anzupassen. Die Impedanz
Zos einer offenen Mikrostreifenleitung (einer offenen
Stichleitung) läßt sich folgendermaßen ausdrücken:
-
Zos = -j cot βL (1)
-
wobei β = 2π/λ ist; λ die Wellenlänge auf der
Mikrostreifenleitung bei der Frequenz ist, die angepaßt werden soll; und
L die Länge der Mikrostreifenleitung ist. Daher wird mit
Annäherung von βL an π/2 der Wert von Zos kleiner, also wenn
sich L an λ/4 annähert, und durch Auswahl eines
entsprechenden Wertes wird die Anpassung an den Transistor erzielt.
-
Ein typischer Aufbau eines konventionellen
Hochfrequenzverstärkers gemäß dem genannten Verfahren ist in Fig. 7 gezeigt.
-
In Fig. 7 bezeichnet die Bezugsziffer 101 einen
Feldeffekttransistor (FET), 102 ist ein Eingangsanpassungsschaltungs
substrat, 103 ist ein Ausgangsanpassungsschaltungssubstrat,
104 ist eine Hauptleitung, die aus einer Mikrostreifenleitung
besteht, die an eine Eingangsklemme angeschlossen ist, 105
ist eine Hauptleitung, die aus einer Mikrostreifenleitung
besteht, die an eine Ausgangsklemme angeschlossen ist, und 106,
107 sind sogenannte Verjüngungsteile die jeweils eine sich
allmählich vergrößernde Elektrodenbreite haben und an der
Transistorseite der Hauptleitung angeordnet sind. Die
Bezugsziffern 110, 111 bezeichnen Drähte zum Verbinden des
Transistors und der Verjüngungsteile, 701 und 702 sind inselförmige
Elektroden (Anschlußpunkte) zur Einstellung der
Eingangsund Ausgangsimpedanzanpassung, und 703, 704 sind Drähte zum
Anschließen der Verjüngungsteile und der
Einstellanschlußpunkte. Bei diesem Aufbau wird die Einstellung der
Eingangsanpassungsschaltung und der Ausgangsanpassungsschaltung durch
Verbinden der Einstellanschlußpunkte durch Drähte
vorgenommen. Ein typisches Beispiel für ein derartiges
Einstellverfahren ist in der japanischen Patentveröffentlichung 57-23441
beschrieben.
-
Als eine verbesserte Version des genannten Verfahrens ist ein
Verfahren bekannt, bei welchem Chip-Kondensatoren für die
Anpassung eingesetzt werden. Ein typisches Beispiel hierfür ist
beispielsweise beschrieben in "Broad-Band Internal Matching
of Microwave Power GaAs MESFET's", K. Honjo, Y. Takayama, und
A. Higashisaka, in IEEE Transactions on Microwafe Theory and
Techniques, Bd. MTT-27, Nr. 1, 1979, Seiten 3-8.
-
Ein für dieses Verfahren typischer Aufbau ist in Fig. 8
gezeigt. In Fig. 8 bezeichnen die Bezugsziffern 101 bis 107
dieselben Teile wie in Fig. 7. Die Bezugsziffern 801 und 802
bezeichnen Chip-Kondensatoren für die Eingangs- bzw.
Ausgangsimpedanzanpassung, und beide unteren Elektroden sind an eine
an Masse gelegte Basis angeschlossen, und die oberen
Elektroden sind mit den
Hauptleitungsmikrostreifenleitung-Verjüngungsteilen von Eingangs- und
Ausgangsanpassungseinstellschaltungssubstraten und dem Transistor über Drähte 803, 804,
805 und 806 verbunden. Bei diesem Aufbau wird die
Eingangsund Ausgangsanpassung durch den Chip-Kondensator und die
Induktivität des zu ihm führenden Drahtes erzielt.
-
Weiterhin ist ein Anpassungsverfahren unter Verwendung eines
Dünnfilmkondensators statt des Chip-Kondensators beschrieben
in "Microwafe Integrated-Circuit Technology - A Survey", M.
Caulton und H. Sobol, in IEEE Journal of Solid-State Circuits,
Bd. SC-5, Nr. 6, 1970, Seiten 292-303.
-
Bei diesen konventionellen Verfahren wird jedoch nur die
Anpassung der Impedanz berücksichtigt, und es erfolgt keine
Berücksichtigung der Phasendifferenz elektrischer Signale in den
Verjüngungsteilen, und daher sind die konventionellen
Verfahren nicht ausreichend als Anpassungsschaltungen in dem
Hochfrequenz-, Hochleistungs-FET, insbesondere wenn dieser eine
Gate-Breite aufweist, die in der Größenordnung der
Signalwellenlänge liegt. Beispielsweise bei 14 GHz beträgt die Länge,
die einem Viertel der Wellenlänge entspricht, auf dem
Aluminiumsubstrat oder GaAs-Substrat etwa 2 mm. Andererseits
beträgt die Gate-Breite eines GaAs-FET zur Erzielung einer
Ausgangsleistung von 3 Watt etwa 4 mm. Daher tritt eine
beträchtliche Phasendifferenz zwischen dem elektrischen Signal,
welches durch den zentralen Teil des Verjüngungsteils
hindurchgeht, und dem elektrischen Signal auf, welches durch den
Endteil geht. Beim Auftreten einer Phasendifferenz in dem
Eingangssignal tritt ebenfalls in dem Signal eine
Phasendifferenz nach der Verstärkung durch den FET auf, und dies führt
dazu, daß das synthetisierte Ausgangssignal abgeschwächt wird,
und der Verstärkungswirkungsgrad sinkt. Auch an dem
Verjüngungsteil im Ausgangsbereich tritt eine räumliche
Phasendifferenz auf, wodurch die Leistung weiter verringert wird.
-
Bei dem Anpassungsverfahren durch die offene Stichleitung
gemäß dem erstgenannten Stand der Technik ist es recht
schwierig, den Hochfrequenz-, Hochleistungs-FET anzupassen, der
niedrige Eingangs- und Ausgangsimpedanzen aufweist, und
gewöhnlich wird ein Aufbau nach dem zweitgenannten Stand der
Technik eingesetzt.
-
Allerdings ist es bei dem zweitgenannten Stand der Technik
erforderlich, getrennt einen großen Chip-Kondensator
anzuschließen. Es ist daher zwar eintacher als beim erstgenannten
Stand der Technik, die Impedanz anzupassen, jedoch steigt
bei der Herstellung der Aufwand zur Montage des Chips, und
zusätzlich ist ein Chip-Montageteil erforderlich, was es
schwierig macht, die Abmessungen zu verringern und einen hohen
Integrationsgrad zu erzielen. Dies führt dazu, daß die
Herstellungskosten steigen.
-
Andere Verfahren sind beispielsweise in den japanischen
Patentveröffentlichungen 64-50602 und 64-74812 vorgeschlagen,
bei denen die Form der Verjüngungsteile abgeändert wird, um
die räumliche Phasendifferenz zu verringern, jedoch ist dies
nicht dazu gedacht, gleichzeitig eine Impedanzanpassung zu
erzielen.
-
An sich sind als Vorgehensweise zur Anpassung unter
Ausschaltung der räumlichen Phasendifferenz sogenannte
Leistungsverteiler und Leistungssynthesizer unter Verwendung von
Impedanzwandlern mit 1/4-Wellenlänge bekannt, und derartige
Anordnungen werden im allgemeinen bei Leistungsverstärkern mit
mehreren Watt oder mehr eingesetzt. Allerdings ist es schwierig,
die Abmessungen zu verringern, da ein Impedanzwandler mit
einer Länge von zumindest einem Viertel der Wellenlänge
erforderlich ist.
-
Ein Hauptziel der Erfindung besteht daher in der
Bereitstellung einer Anpassungsschaltung für einen Hochfrequenz-,
Hochleistungstransistor, welche die Impedanz eines Hochfrequenz-,
Hochleistungstransistors anpassen kann, der eine niedrige
Impedanz und beträchtliche Abmessungen aufweist, und welche
gleichzeitig dessen räumliche Phasendifferenz kompensieren
kann, darüber hinaus nur eine kleine Anzahl von Montagevor
gängen erfordert, mit verringerten Abmessungen ausgebildet
sein kann, einen hohen Integrationsgrad aufweist, und geringe
Herstellungskosten erfordert.
-
Um das voranstehend genannte Ziel zu erreichen, stellt die
Erfindung eine Anpassungsschaltung zur Verfügung, welche
eine Hauptleitung aufweist, die aus einer Mikrostreifenleitung
besteht, wobei eine Hauptleitung auf der
Hochfrequenztransistorseite verjüngt ausgebildet ist, und ein
Dünnfilmkondensatorteil aufweist, welches aus einem Dielektrikum besteht,
das eine unterschiedliche Dielektrizitätskonstante als ein
Substrat aufweist und zwischen dem verjüngten Teil und Masse
angeordnet ist, wobei
-
die Länge des Dünnfilmkondensatorteils in einer Ausbreitungs
richtung eines Hochfrequenzsignals kontinuierlich in dem
verjüngten Teil unterschiedlich ist, so daß eine Phasendifferenz
des Hochfrequenzsignals an einem Ausgangsort des
Dünnfilmkondensatorteils kompensiert wird.
-
Die Erfindung stellt weiterhin eine Anpassungsschaltung zur
Verfügung, die eine Hauptleitung aufweist, die aus einer
Mikrostreifenleitung besteht, wobei eine Hauptleitung auf der
Hochfrequenztransistorseite verjüngt ausgebildet ist, und
eine Reihenschaltung aus einem Dünnfilmkondensator und einer
geschlossenen Mikrostreifenleitung zwischen dem verjüngten
Teil und Masse angeordnet ist, wobei
-
die Länge der geschlossenen Mikrostreifenleitung nach Masse
hin an dem Teil des Dünnfilmkondensators unterschiedlich ist,
so daß eine Phasendifferenz des Hochfrequenzsignals an einem
Ausgangsort des Dünnfilmkondensatorteils kompensiert wird.
-
Bei dem hier beschriebenen Aufbau wird die niedrige Impedanz
des Hochfrequenz-, Hochleistungstransistors angepaßt, während
gleichzeitig die Phasendifferenz des Signals infolge der
räumlichen Abmessungen des Transistors ausgeschaltet werden kann.
Darüber hinaus ist nur eine kleine Anzahl an Montageschritten
erforderlich, und werden kleinere Abmessungen und ein
höherer Integrationsgrad ermöglicht, so daß sich eine
Anpassungsschaltung für einen Hochfrequenz-, Hochleistungstransistor
bei geringen Herstellungskosten erreichen läßt.
-
Fig. 1 ist eine Aufsicht auf eine erste Ausführungsform der
Erfindung;
-
Fig. 2 ist eine Schnittansicht der ersten Ausführungsform;
-
Fig. 3 ist eine Aufsicht auf eine zweite Ausführungsform der
Erfindung;
-
Fig. 4 ist eine Aufsicht auf eine dritte Ausführungsform der
Erfindung;
-
Fig. 5 ist eine Schnittansicht der dritten Ausführungsform;
-
Fig. 6 ist eine Aufsicht auf eine vierte Ausführungsform der
Erfindung; und
-
Fig. 7 und Fig. 8 sind Aufsichten auf konventionelle
Anpassungsschaltungen.
Ausführungsfom 1
-
Unter Bezugnahme auf die Zeichnungen werden nachstehend im
einzelnen einige Ausführungsformen der Anpassungsschaltung
für einen Hochfrequenztransistor gemäß der Erfindung
beschrieben.
-
Fig. 1 ist eine Aufsicht auf den Aufbau einer ersten
Ausführungsform der Anpassungsschaltung für einen
Hochfrequenztransistor gemäß der Erfindung. In Fig. 1 bezeichnen die
Bezugszeichen 101 bis 107 sowie 110, 111 dieselben Teile wie
in Fig. 7. 101 bezeichnet nämlich einen Feldeffekttransistor
(FET), 102 ein Eingangsanpassungs-Schaltungssubstrat, 102 ein
Ausgangsanpassungs-Schaltungssubstrat, 104 eine Hauptleitung,
die aus einer Mikrostreifenleitung besteht, die an eine
Eingangsklemme angeschlossen ist, 105 eine Hauptleitung, die aus
einer Mikrostreifenleitung besteht, die an eine
Ausgangsklemnie angeschlossen ist, und 106 und 107 Verjüngungsteile, die
jeweils an der Transistorseite der Hauptleitung angeordnet
sind. Die Bezugsziffern 112, 113 bezeichnen Drähte zum
Anschließen der Verjüngungsteile und des Transistors 101.
-
Mit 108 ist ein Dünnfilmkondensator für die Eingangsanpassung
bezeichnet, bei welchem eine seiner Elektroden einen Teil des
Verjüngungsteils 106 bildet, 109 ist ein Dünnfilmkondensator
für die Ausgangsanpassung, bei welchem eine seiner Elektroden
einen Teil des Verjüngungsteils 107 bildet, und 112, 113 sind
Masseklemmen, die an die anderen Elektoden der
Dünnfilmkondensatoren 108, 109 angeschlossen sind, und jeweils mit einer
Elektrode an der rückseitigen Oberfläche des Substrats durch
die Substratseitenoberfläche verbunden sind.
-
Fig. 2 zeigt den Schnittaufbau, wobei die Bezugszeichen von
Teilen dieselben sind wie in Fig. 1 . Mit der Bezugsziffer 201
ist ein dielektrischer Dünnfilm bezeichnet, der ein
Hauptbestandteil des Dünnfilmkondensators 108 bildet, und 202
bezeichnet die masseseitige Elektrode auf der Rückseite des
Substrats. Wie aus dieser Zeichnung deutlich wird, ist der
Dünnfilmkondensator 108 so ausgebildet, daß die Elektrode, welche
das verjüngte Teil ausbildet, eine seiner Elektroden bildet,
und gegenüberliegend der Masseklemme 112 angeordnet ist,
welche an die Elektrode 202 an der Rückseite des Substrats über
die Substratseitenoberfläche angeschlossen ist, wobei der
dielektrische Dünnfilm 201 dazwischen angeordnet ist.
-
Die Eingangs- und Ausgangsanpassungs-Schaltungsubstrate 102,
103 sind Aluminiumoxid-Keramiksubstrate, und Cr-Au wird in
leitenden Teilen von Hauptleitungen 104, 105, von
Mikrostreifenleitungen und anderen Leitungen verwendet. Die
Dünnfilmkondensatoren 108, 109 weisen jeweils einen
Metall-Dielektrikum-Metall-Aufbau auf, wobei Siliziumdioxid mit einer
Dielektrizitätskonstanten von etwa 4 als Dielektrikum verwendet
wird. Die Dicke des Aluminiumoxid-Keramiksubstrats beträgt
240 um, und die Dicke des dielektrischen Dünnfilms etwa 1 um.
Als Transistor 101 wird ein GaAs-FET verwendet, und die
Frequenz, an welche eine Anpassung erfolgen muß, beträgt 14 GHz.
Wenn die Dielektrizitätskonstante des Aluminiumoxidsubstrats
9,8 beträgt, so ist die Länge der Mikrostreifenleitung
entsprechend einer Viertel Wellenlänge bei 14 GHz etwa 2 mm.
-
Bei dieser Anordnung wird die Impedanzanpassung für die
Eingangsanpassung und die Ausgangsanpassung durch Einstellung
der elektrostatischen Kapazität der Dünnfilmkondensatoren 108,
109 auf einen geeigneten Wert bewerkstelligt.
-
Das Anpassungsverfahren bei diesem System wird nachstehend mit
weiteren Einzelheiten beschrieben. Wie voranstehend erläutert
betragen die Eingangs- und Ausgangsimpedanzen des FET für hohe
Leistungen mehrere Ohm bis zu einem Ohm oder weniger, und sind
beträchtlich niedriger als die 50 Ohm der Inipedanz der
Hauptleitung. Daher wird bei der vorliegenden Ausführungsform zu
deren Anpassung der Dünnfilmkondensator zwischen die
Hauptleitungs-Mikrostreifenleitung und die Masse eingefügt. Der
Verdrahtungsabschnitt bis zur Masse hin wird als eine Art von
Mikrostreifenleitung angenommen, und unter der Annahme, daß
deren Länge L beträgt, beträgt die Impedanz Zin dieser
Reihenschaltung
-
Zin = 1/jωC + jZo tan βL (2)
-
= j (1/ωC - Zo tan βL) (3)
-
Hierbei ist
-
ω = 2 f;
-
β = 2 π/λ;
-
f : die anzupassende Frequenz;
-
C : die elektrostatische Kapazität des Dünnfilmkondensators;
-
Zo: die charakteristische Impedanz auf der
Mikrostreifenleitung;
-
λ : die Wellenlänge in dem Substrat bei der anzupassenden
Frequenz; und
-
L : die Länge der Mikrostreifenleitung bis nach Masse.
-
Da die Wirkung der Mikrostreifenleitung bis nach Masse als
Tangensfunktion auftritt, ist deren Wirkung gering, wenn βL =
π/2 ist, also L im Vergleich zur 1/4-Wellenlänge ausreichend
klein ist. Wenn in diesem Fall sich die Längen von
unterschiedlichen Teilen des Dünnfilmkondensators bis zum
Masseanschlußpunkt in gewisser Weise voneinander unterscheiden,
so kann die Differenz beinahe vernachlässigt werden. Wenn im
wesentlichen die elektrostatische Kapazität C so ausgesucht
wird, daß sie einen geeigneten Wert annimmt, so kann daher
der Wert von Zin einfach so gesteuert werden, daß er einige
Ohm oder ein Ohm oder weniger beträgt.
-
Der Betriebsablauf der Kompensation der räumlichen
Phasendifferenz bei dieser Ausführungsforni wird nachstehend
beschrieben. Das elektrische Signal, welches in Phase zu dem Anfang
des verjüngten Teils gelangt, breitet sich weiter aus und
verbreitet sich entlang der verjüngten Kontur in dem verjüngten
Teil 106 und erreicht den Dünnfilmkondensator 108. Gewöhnlich
ist die Entfernung größer in dem Endteil des verjüngten Teils
als in dem zentralen Teil, und St auch im Falle der ersten
Ausführungsform so eingestellt, daß die Entfernung an dem
Endteil größer sein kann, um den Dünnfilmkondensator zu
erreichen. Das elektrische Signal, welches in den
Dünnfilmkondensator gelangt, erfährt eine Änderung der Phasengeschwindigkeit,
da sich die Dielektrizitätskonstante des Dünnfilmkondensators
von jener des Substrats unterscheidet. Da die
Phasengeschwindigkeit umgekehrt proportional zur Quadratwurzel der
Dielektrizitätskonstanten ist, ist die Phasengeschwindigkeit größer,
wenn die Dielektrizitätskonstante kleiner ist. Wenn
beispielsweise das Substrat, auf welchem die Mikrostreifenleitung
ausgebildet ist, ein Aluminiumoxidsubstrat ist, so beträgt dessen
Dielektrizitätskonstante 9,8, und die Dielektrizitätskonstante
von Siliziumoxid, eines Dielektrikums zur Ausbildung des
Dünnfilmkondensators, beträgt 4, und die Phasengeschwindigkeit in
dem Dünnfilmkondensator ist höher als die Phasengeschwindig
keit in dem verjüngten Teil, und zwar um das 9,8/4-fache =
1,57-fache. Wenn daher die Länge des Dünnfilmkondensators an
dem Seitenendteil in geeigneter Weise größer gewählt wird als
die Länge des Dünnfilmkondensators in dem zentralen Teil, kann
die Phasenverzögerung an dem Seitenendteil, die bis zum
Erreichen des Dünnfilmkondensators erzeugt wird, wieder hergestellt
werden. Wenn die Länge der Hauptleitungs-Mikrostreifenleitung
von dem Dünnfilmkondensator bis zum Transistor gleich der
Länge des Verbindungsdrahtes gemacht wird, so kann die
Phasendifferenz der elektrischen Signale am Eingangsteil des
Transistors kompensiert werden. Hierbei kann durch Einstellung
der elektrostatischen Kapazität des Dünnfilmkondensators auf
einen für die Impedanzanpassung geeigneten Wert gleichzeitig
die Impedanzanpassung erzielt werden.
-
Die Beziehung zwischen den Längen des verjüngten Teils und
des Dünnfilmkondensators und den Phasen der
elektromagnetischen Wellen an dem Abschnitt hinter diesen Teilen wird mit
mehr Einzelheiten nachstehend beschrieben.
-
Nimmt man unter Bezugnahme auf Fig. 1 an, daß die lineare
Entfernung von dem Verjüngungsteil-Verzweigungspunkt bis zum
Dünnfilmkondensator im zentralen Teil und in dem
Seitenendteil jeweils Lt1, Lt2 beträgt daß die Längen von dort bis
zum Ausgangsteil des Dünnfilmkondensators in den jeweiligen
Ausbreitungsrichtungen gleich Lc1, Lc2 sind, und die
Phasengeschwindigkeit in dem verjüngten Teil gleich Vt sowie die
Phasengeschwindigkeit in dem Dünnfilmkondensator gleich Vc
ist, so ist die Bedingung dafür, daß die Phasen der
elektromagnetischen Wellen, die vom
Verjüngungsteil-Verzweigungspunkt abzweigen, miteinander identisch sind, dieselbe wie
die Bedingung, daß die Zeit, die für die elektromagnetischen
Wellen dafür erforderlich ist, von dem
Verjüngungsteil-Verzweigungspunkt bis zum Dünnfilmkondensator-Ausgangsteil zu
gelangen, identisch an sämtlichen Teilen ist. Diese Beziehung
wird folgendermaßen ausgedrückt
-
Lt1/Vt + Lc1/Vc =000 Lt2/Vt + Lc2/Vc (4)
-
Unter der Annahme, daß die Phasengeschwindigkeit in dem
Dünnfilmkondensator das a-fache der Geschwindigkeit in dem
Verjüngungsteil beträgt so folgt:
-
Vc = a Vt (5)
-
und diese Beziehung wird in Gleichung (4) eingesetzt und
folgendermaßen abgeändert:
-
a Lt1 + Lc1 = a Lt2 + Lc2 (6)
-
Daher existiert eine Lösung zur Erfüllung dieser Gleichung,
selbst wenn man berücksichtigt daß die Form des verjüngten
Teils gewöhnlich der Bedingung unterliegt, daß Lt1 + Lc1 < Lt2
+ Lc2 ist.
-
Nimmt man beispielsweise an, daß a = 1,57 beträgt, so ist es
ausreichend, folgende Einstellungen vorzunehmen (die Einheit
ist frei wählbar)
-
Lt1 = 1
-
Lc1 = 0
-
Lt2 = 0,5
-
Lc2 = 0,785.
-
Wenn es nicht gewünscht ist, Lc1 = 0 zu wählen, so können Lc1
und Lc2 um denselben Betrag vergrößert werden, beispielsweise:
-
Lt1 = 1
-
Lc1 = 0 + 0,2
-
Lt2 = 0,5
-
Lc2 = 0,785 + 0,2.
-
Diese Werte stellen nur einige wenige Beispiele dar, und es
sind verschiedene andere Konstruktionen möglich.
-
Im Falle der Ausgangsschaltung verläuft der Vorgang umgekehrt
wie bei der Eingangsschaltung, jedoch wird hieraus deutlich,
daß die Phasendifferenz elektrischer Signale, die zwischen
dem Seitenendteil und dem zentralen Teil des Endabschnitts
des verjüngten Teils in Abwesenheit des Dünnfilmkondensators
hervorgerufen wird, unter Verwendung des Dünnfilmkondensators
auf dieselbe Weise wie beim Eingangsabschnitt kompensiert
werden kann. Bezüglich der Impedanzanpassung ist es ebenfalls
möglich, eine Anpassung auf dieselbe Weise wie bei der
Eingangsschaltung zu erreichen.
-
Es wurden die Leistungen verglichen zwischen dem Fall der
Verwendung der Anordnung gemäß der vorliegenden
Ausführungsform und dem Fall der Verwendung des Aufbaus nach dem
zweitgenannten Stand der Technik, unter Verwendung des GaAs-FET
mit derselben Leistung, mit einer Gate-Breite von etwa 4 mm
und einer Ausgangsleistung von etwa 3 Watt, und hierbei
betrug der Leistungswandlungswirkungsgrad 15 %, und betrug die
lineare Verstärkung 4 dB bei 15 GHz beim Verfahren nach dem
Stand der Technik, wogegen bei der erfindungsgemäßen
Anordnung der Leistungswandlungswirkungsgrad 25 % und die lineare
Verstärkung 5 dB betrug, und die elektrischen Eigenschaften
wesentlich verbessert waren.
Ausführungsform 2
-
Eine zweite Ausführungsform der Erfindung ist in Fig. 3
gezeigt.
-
In Fig. 3 sind die Bezugszeichen und die Bezeichnungen von
Teilen dieselben wie in Fig. 1 . Für jeden der
Dünnfilmkondensatoren 108, 109 wird jedoch ein Dünnfilmkondensator
verwendet, der einen Aufbau aus Metall-Dielektrikum-Metall unter
Verwendung von Titanoxid mit einer Dielektrizitätskonstanten
von etwa 90 als Dielektrikum aufweist. Der Transistor und
die Anpassungsfrequenz sind ebenso wie bei der ersten
Ausführungsform.
-
Der Unterschied zur ersten Ausführungsform besteht in der
Dielektrizitätskonstanten des Dünnfilmkondensators und der
Form und den Abmessungen des Dünnfilmkondensators. In diesem
Fall ist die Dielektrizitätskonstante des
Dünnfilmkondensators größer als jene des Substrats, und daher ist die
Phasengeschwindigkeit in dem Dünnfilmkondensatorteil geringer als
in dem verjüngten Teil, um einen Faktor 9,8/90 = 0,33. In
diesem Fall ist daher, im Gegensatz zum Falle bei der ersten
Ausführungsform, die Konstruktion so gewählt, daß die Länge
des Dünnfilmkondensators kürzer ist in dem Abschnitt näher zum
Seitenende des verjüngten Teils, als der zentrale Teil, so daß
die Phase der elektrischen Signale an den Teilen außerhalb des
Dünnfilmkondensators überall angeglichen werden kann.
-
Bei der ersten und zweiten Ausführungsform können daher die
Wirkungen der Masseschaltung der Dünnfilmkondensatoren beinahe
vernachlässig werden, oder sind die Auswirkungen an allen
Teilen der Verjüngung exakt dieselben. Unter derartigen
Bedingungen werden die Impedanzanpassung und die Kompensation der
räumlichen Phasendifferenz durch die Dünnfilmkondensatoren
realisiert. Der Dünnfilmkondensator kann mit Hilfe von
Dünnfilmherstellungstechnologie hergestellt werden, beispielsweise
chemische Dampfphasenablagerung und Sputtern, und läßt sich
einfach durch Vereinigung mit verschiedenen Substraten, wie
beispielsweise Aluminiumoxidsubstraten, herstellen. Anders als
beim Stand der Technik ist daher der Chip-Kondensator nicht
erforderlich, und ist die Anzahl an Montagevorgängen gering,
so daß es möglich ist, die Abmessungen zu verringern und
einen Integrationsgrad zu erzielen, und daher können die
Herstellungskosten verringert werden.
Ausführungsform 3
-
Fig. 4 zeigt eine dritte Ausführungsform bezüglich der
Herstellung der Erfindung. In Fig. 4 sind die Bezugszeichen 101
bis 113 dieselben wie bei der Ausführungsform von Fig. 1.
Da in diesem Fall der Aufbau jeder der Dünnfilmkondensator-
Masseschaltungen 112, 113 anders ist als bei der ersten
Ausführungsform, sind Drahtverbindungsklemmen 401, 402 bei
dieser Ausführungsform vorgesehen. Die Klemmen 401, 402 sind
elektrisch an die oberen Elektroden der
Dünnfilmkondensatoren angeschlossen, und sind gegenüber der Masseschaltung
elektrisch isoliert. Die Masseschaitung ist so ausgelegt daß die
Länge bis zur Substratrückseitenelektrode 202 näher an einem
Viertel der Wellenlänge im zentralen Teil der Verjüngung
liegen kann, und kürzer in Richtung auf den Seitenendteil hin.
Fig. 5 zeigt die Schnittanordnung gemäß dieser
Ausführungsform, wobei die Nummern und Bezeichnungen der Teile dieselben
sind wie in den Fig. 1 und 2.
-
Die Eingangs- und Ausgangsanpassungs-Schaltungssubstrate sind
Aluminiumoxid-Keramiksubstrate, und Cr-Au wird in leitfähigen
Teilen in den Hauptleitungen, Mikrostreifenleitungen und
anderen Leitungen verwendet. Die Dünnfilmkondensatoren weisen
jeweils einen Aufbau aus Metall-Dielektrikum-Metall auf, unter
Verwendung von Siliziumdioxid mit einer
Dielektrizitätskonstante von etwa 4 als Dielektrikum. Der Transistor und die
Anpassungsfrequenz sind ebenso wie bei der ersten
Ausführungsform.
-
Das Anpassungsverfahren bei diesem System ist mit weiteren
Einzelheiten nachstehend beschrieben. Um bei dieser
Ausführungsform die Impedanz anzupassen, ist eine Reihenschaltung
aus einem Dünnfilmkondensator und einer geschlossenen
Mikrostreifenleitung zwischen die Hauptleitungs-Mikrostreifenlei
tung und Masse eingefügt. Bei der ersten und zweiten
Ausführungsform kann die Masseschaltung im wesentlichen
vernachlässigt werden, oder sind die Bedingungen in sämtlichen Teilen
der Verjüngung nahezu gleich, jedoch wird bei der
vorliegenden Ausführungsform die in der Masseschaltung verwendete
Mikrostreifenleitung für einen positiven Zweck verwendet.
-
Nimmt man an, daß die Länge der Mikrostreifenleitung bis nach
Masse L beträgt so wird die Impedanz Zin der Reihenschaltung
durch Gleichung (2) ausgedrückt. Daher kann der Wert von Zin
auf einfache Weise innerhalb einiger Ohm bis zu einem Ohm
oder weniger liegen, durch entsprechende Auswahl der Länge
der Mikrostreifenleitung bis nach Masse, und der
elektrostatischen Kapazität des Dünnfilmkondensators.
-
Der Betriebsablauf der Kompensation der räumlichen
Phasendifferenz bei dieser Ausführungsform wird nachstehend
beschrieben. Das elektrische Signal, welches in Phase an dem
Verjüngungs-Verzweigungsabschnitt ankommt, breitet sich so aus, daß
es entlang der Verjüngung an dem Verjüngungsteil vergrößert
wird, und dann den Dünnfilmkondensatorteil erreicht.
Gewöhnlich ist die Entfernung größer an dem Seitenendteil der
Verjüngung als im zentralen Teil, und auch bei der vorliegenden
Ausführungsform ist der Seitenendteil länger. Das elektrische
Signal, welches in den Dünnfilmkondensator eintritt, ändert
seine Phasengeschwindigkeit in dem Dünnfilmkondensatorteil.
Die Phasengeschwindigkeit ist umgekehrt proportional zur
Quadratwurzel der Dielektrizitätskonstante, wenn die
Gegenelektrode des Dünnfilmkondensators auf vollständig geerdetem
Potential liegt. Daher ist die Phasengeschwindigkeit in dem
Dünnfilmkondensatorteil höher als die Phasengeschwindigkeit
in dem verjüngten Teil, und zwar um einen Faktor 9,8/4 =
1,57. Wenn jedoch, wie bei dieser Ausführungsform gezeigt ist,
die Gegenelektrode nicht auf vollständig geerdetem Potential
liegt die einen Teil der geschlossenen Mikrostreifenleitung
bildet, und ihre Länge näher an einem Viertel der Wellenlänge
liegt, so hängt die Phasengeschwindigkeit von der Länge
dieser geschlossenen Mikrostreifenleitung ab. Wenn die Länge
beispielsweise ein Viertel der Wellenlänge beträgt, so ist ein
derartiger Abschnitt beinahe offen, und in diesem Fall ist
die Phasengeschwindigkeit nahezu gleich der
Phasengeschwindigkeit des Aluminiumoxidsubstrats. Mit anderen Worten handelt
es sich in diesem Fall um ein Verbund-Dielektrikum, welches
einen Leiter mit entsprechendem Potential zwischen dem
Siliziumoxidfilm und dem Aluminiumoxidsubstrat aufweist, und die
Phasengeschwindigkeit weist den wert auf, der erhalten wird,
wenn ein Leiter auf Massepotential unterhalb des
Aluminiumoxidsubstrats vorhanden ist. Da bei dieser Ausführungsform
die Dicke des Siliziumoxidfilms etwa 1 um beträgt und die
Dicke des Aluminiumoxidsubstrats etwa 240 um beträgt, ist die
Phasengeschwindigkeit zu diesem Zeitpunkt nahezu gleich der
Phasengeschwindigkeit in dem Aluminiumoxidsubstrat. Wenn
daher bei der vorliegenden Ausführungsform die Länge der
Mikrostreifenleitung von dem Dünnfilmkondensator in dem zentralen
Teil des Verjüngungsteils bis nach Masse etwa ein Viertel der
Wellenlänge beträgt, und kürzer in dem Seitenendteil als die
Entfernung nach Masse ist, so liegt die Phasengeschwindigkeit
näher an jener in dem Siliziumoxid in dem Seitenendteil, und
liegt näher an jener auf dem Aluminiumoxidsubstrat in dem
zentralen Teil. Daher kann die Phasengeschwindigkeit in dem
seitenendteil schneller eingestellt werden, so daß die
Phasenverzögerung in dem verjüngten Teil ausgeglichen werden kann.
Wenn die Länge der Mikrostreifenleitung von dem
Dünnfilmkondensator bis zum Transistor ebenso gewählt wird wie die Länge
des Verbindungsdrahtes, so kann die Phasendifferenz der
elektrischen Signale am Eingangsteil des Transistors kompensiert
werden. Wenn zu diesem Zeitpunkt die elektrostatische
Kapazität des Dünnfilmkondensators auf einen Wert eingestellt wird,
der für die Impedanzanpassung geeignet ist, so kann
gleichzeitig die Impedanzanpassung erzielt werden. Hierbei
entspricht die Länge der geschlossenen Mikrostreifenleitung bis
nach Masse dem vollständig kurzgeschlossenen Zustand, wenn
sie gleich 0 ist, und dem vollständig offenen Zustand, wenn
sie gleich der Länge eines Viertels der Wellenlänge ist, und
daher kann die Auswirkung der Ausführungsform dadurch
erhalten werden, daß die Länge unterhalb eines Viertels der
Wellenlänge entsprechend ausgewählt wird.
-
Im Falle der Ausgangsschaltung ist die Vorgehensweise
umgekehrt zu jener der Eingangsschaltung. Es wird sofort deutlich,
daß die Phasendifferenz der elektrischen Signale, die in dem
Verjüngungsteil in Abwesenheit des Dünnfilmkondensators und
der geschlossenen Mikrostreifenleitung hervorgerufen wird,
auf entsprechende Weise kompensiert werden kann. Die
Impedanzanpassung kann ebenso betrachtet werden wie bei der
Eingangsschaltung.
-
Unter Verwendung von GaAs-FETS mit gleicher Leistung, bei
einer Gate-Breite von etwa 4 mm und einer Ausgangsleistung von
etwa 3 Watt, wurde die Leistung zwischen dem Fall der
Verwendung der Anordnung gemäß der vorliegenden Ausführungsform und
dem Fall der Verwendung des Aufbaus nach dem zweitgenannten
Stand der Technik verglichen. Hierbei ergab sich, daß bei dem
konventionellen Verfahren bei 14 GHz der Umwandlungswirkungs
grad für elektrische Leistung 15 % betrug, und die lineare
Verstärkung 4 dB, wogegen bei der vorliegenden
Ausführungsform der Leistungswandlungswirkungsgrad 20 % betrug, und die
lineare Verstärkung 4,7 dB, und daher waren die elektrischen
Eigenschaften wesentlich verbessert.
Ausführungsform 4
-
Eine vierte Ausführungsform ist in Fig. 6 gezeigt.
-
In Fig. 6 sind die Bezugsziffern und Bezeichnungen für die
Teile dieselben wie in Fig. 4.
-
Den Unterschied gegenüber der dritten Ausführungsform bildet
die Tatsache, daß Titanoxid mit einer hohen
Dielektrizitätskonstanten von 90 verwendet wird, auf dieselbe Weise wie im
Falle der zweiten Ausführungsform, als Dielektrikum des
Dünnfilmkondensators, und daß auch die Form und die Abmessungen
der geschlossenen Mikrostreifenleitung verschieden sind. In
diesem Fall ist die Dielektrizitätskonstante des
Dünnfilmkondensators größer als jene des Substrats, und daher ist die
Phasengeschwindigkeit in dem Dünnfilmkondensatorteil
niedriger, um einen Faktor von 9,8/90 = 0,33 im Vergleich zum
Verjüngungsteil. In diesem Fall ist daher, im Gegensatz zum
Falle der dritten Ausführungsform, die Länge der
geschlossenen Mikrostreifenleitung großer in dem Teil näher an dem
Seitenende des verjüngten Teils als im zentralen Teil, und
liegt näher an einem Viertel der Wellenlänge. Bei einem
derartigen Aufbau können die Phasen der elektrischen Signale an
den Positionen unmittelbar am Austritt des
Dünnfilmkondensators an sämtlichen Teilen gleich sein.