DE69617783T2

DE69617783T2 - Mehrschichtige Übertragungsleitung mit geschlitztem Masseleiter und Hybrid mit einer derartigen Leitung

Info

Publication number: DE69617783T2
Application number: DE69617783T
Authority: DE
Inventors: Kenji Kamogawa; Kenjiro Nishikawa; Tsuneo Tokumitsu; Ichihiko Toyoda
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1995-03-28
Filing date: 1996-03-27
Publication date: 2002-05-08
Anticipated expiration: 2016-03-28
Also published as: EP0735605A1; EP0735605B1; DE69617783D1; US5634208A

Description

Die Erfindung betrifft eine monolithische integrierte Mikrowellenschaltung (Monolithic Microwave Integrated Circuit, MMIC) und bezieht sich insbesondere auf eine mehrschichtige Übertragungsleitung, die ein Massemetall mit einem Schlitz verwendet, und ein die Übertragungsleitung verwendendes Hybrid, bei dem Signalleitungen auf auf beiden Seiten des Massemetalls mit dem Schlitz vorhandenen dielektrischen Schichten ausgebildet sind.
In dieser Beschreibung bezieht sich dielektrisch nicht nur auf Kunststoff wie beispielsweise ein Polymer-basiertes dieelektrisches Material, sondern auch auf Keramik und Halbleiter.
Ein MMIC einer solchen Struktur ist bekannt, bei dem ein Massemetall mit einem Schlitz zwischen zwei dielektrischen Schichten eingeschlossen ist und Übertragungsleitungen auf den äußeren Oberflächen der dielektrischen Schichten ausgebildet sind. Zum Beispiel offenbart Toshiaki Tanaka et al. "Slot-Coupled Directional Couplers Between Double-Sided Substrate Microstrip Lines and Their Applications", IEEE-Transactions on Microwave Theory and Techniques, Band 36, Nr. 12, Dezember 1988 Richtungskoppler mit einer Struktur derart, daß eine Masseebene zwischen zwei Substrate eingebracht ist und Mikrostreifenzeilen auf jeweiligen äußeren Substratoberflächen vorhanden sind. Das US-Patent Nr. 5,303,419 von Ittipiboon et al. offenbart magische T-Verzweigungen ("magic-tees") mit einer ähnlichen Struktur.
Im Einzelnen offenbart das Dokument von Toshiaki Tanaka ein Übertragungsleitungspaar der Art, die umfaßt:
eine erste dielektrischen Schicht;
eine metallische Masseschicht, die auf der ersten dielektrischen Schicht bereitgestellt ist;
eine zweite dielektrische Schicht, die auf der metallischen Masseschicht bereitgestellt ist;
eine erste Übertragungsleitung, die auf der ersten dielektrischen Schicht auf der der metallischen Masseschicht gegenüberliegenden Seite bereitgestellt ist;
eine zweite Übertragungsleitung, die auf der zweiten dielektrischen Schicht auf der der metallischen Masseschicht gegenüberliegenden Seite bereitgestellt ist;
einen Schlitz in dem Massemetall; und bei dem
die erste Übertragungsleitung, die zweite Übertragungsleitung und der Schlitz derart angeordnet sind, daß die Längsachsen derselben in einer gemeinsamen Ebene liegen, die sich senkrecht zu der metallischen Masseschicht erstreckt.
Bei diesen Mikrowellenhybriden sind die Schlitze in den Massemetallen ausgebildet, um eine Kopplung zwischen den oberen und unteren Signalleitungen bereitzustellen. Mit anderen Worten arbeiten die Signalleitungen als gekoppelte Leitungen, die über die Schlitze miteinander gekoppelt sind. Dies ermöglicht es, kleine, hoch leistungsfähige Hybride bereitzustellen.
Diese auf den Massemetallen ausgebildeten Schlitze haben andererseits die Funktion, die Kapazität zwischen der oberen und der unteren Signalleitung zu reduzieren. Die diesem Rechnung tragende Erfindung entwickelt kleine, preiswerte Übertragungsleitungen und Hybride.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine kleine mehrschichtige Übertragungsleitung mit geringen Verlusten, die ein Massemetall mit einem Schlitz verwendet, und die Übertragungsleitungen verwendende Hybride zu schaffen.
Gemäß einem ersten Gesichtspunkt der Erfindung wird ein Übertragungsleitungspaar der in dem Dokument von Toshiaki Tanaka offenbarten Art bereitgestellt;
dadurch gekennzeichnet, daß
die erste dielektrische Schicht auf einem Substrat mit einer größeren Dielektrizitätskonstanten als die der ersten dielektrischen Schicht bereitgestellt und derart ausgebildet ist, daß sich die erste Übertragungsleitung zwischen dem Substrat und der ersten dielektrischen Schicht befindet.
Das Substrat kann eine dritte, auf dem Substrat ausgebildete dielektrische Schicht umfassen, und die erste Übertragungsleitung kann zwischen der dritten dielektrischen Schicht und der ersten dielektrischen Schicht ausgebildet sein.
Das Substrat kann ein Halbleitersubstrat sein.
Das Substrat kann ein dielektrisches Substrat sein.
Das Substrat kann ein Keramiksubstrat sein.
Gemäß einem zweiten Gesichtspunkt der Erfindung wird ein Wilkinson-Teiler nach Patentanspruch 6 bereitgestellt.
Gemäß einem dritten Gesichtspunkt der Erfindung wird ein 90 Grad-Verzweigungsleitungshybrid nach Patentanspruch 10 bereitgestellt.
Gemäß einem vierten Gesichtspunkt der Erfindung wird ein quasi-konzentrierter 90 Grad-Verzweigungsleitungshybrid nach Patentanspruch 12 bereitgestellt.
Gemäß einem fünften Gesichtspunkt der Erfindung wird ein 180 Grad-Rat-Race-Hybrid nach Patentanspruch 15 bereitgestellt.
Gemäß einem sechsten Gesichtspunkt der Erfindung wird ein quasi-konzentrierter 180 Grad-Rat-Race-Hybrid nach Patentanspruch 16 bereitgestellt.
Gemäß einem siebten Gesichtspunkt der Erfindung wird ein Gegenphasen-Hybridring nach Patentanspruch 18 bereitgestellt.
Gemäß einem achten Gesichtspunkt der Erfindung wird ein Empfänger nach Patentanspruch 19 bereitgestellt.
Gemäß einem neunten Gesichtspunkt der Erfindung wird ein Bildunterdrückungsmischer nach Patentanspruch 20 bereitgestellt.
Die Erfindung reduziert einerseits die Kapazität zwischen jeweiligen Übertragungsleitungen und dem Massemetall unter Verwendung des in dem Massemetall ausgebildeten Schlitzes, und reduziert andererseits die Kopplung zwischen den Übertragungsleitungen, welche durch den Schlitz verursacht wird, unter Verwendung des Substrats mit einer großen Dielektrizitätskonstanten. Folglich ist die Erfindung dadurch gekennzeichnet, daß sie hochimpedante Übertragungsleitungen durch Verringern der Kapazität unter Verwendung des Schlitzes implementiert und gleichzeitig die Unabhängigkeit der Übertragungsleitungen durch Reduzieren der Kopplung zwischen denselben erreicht.
Dies wird nachstehend genauer beschrieben. Die zweite Übertragungsleitung über dem Massemetall ist auf der Oberfläche der dielektrischen Schicht mit einer niedrigen Dielektrizitätskonstanten ausgebildet, während die erste Übertragungsleitung unter dem Massemetall auf dem Substrat mit einer großen Dielektrizitätskonstanten angeordnet ist. Demgemäß konzentriert sich der größte Teil des durch einen über die erste Übertragungsleitung fließenden Stroms verursachte elektrische Feld auf das Substrat, so daß die elektrische Kopplung zwischen der ersten und der zweiten Übertragungsleitungen sehr locker ist. Infolgedessen arbeiten die beiden Übertragungsleitungen als zwei unabhängige Übertragungsleitungen. Mit anderen Worten ermöglicht die Erfindung eine Vielzahl hochimpedanter Leitungen, die in einer mehrschichtigen Struktur strukturierbar sind. Alternativ kann dann, wenn die charakteristische Impedanz der Übertragungsleitungen konstant gehalten wird, eine Vielzahl von Übertragungsleitungen mit geringen Verlusten realisiert werden, weil die Breite der Leiter der Übertragungsleitungen breiter ausgeführt werden kann.
Die vorstehenden sowie weitere Ziele, Wirkungen, Merkmale und Vorteile der Erfindung treten aus der nachfolgenden Beschreibung ihrer Ausführungsbeispiele in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen deutlicher zutage. Es zeigen:
Fig. 1A eine perspektivische Ansicht, die ein erstes Ausführungsbeispiel einer mehrschichtigen Übertragungsleitung, die ein Massemetall mit einem Schlitz verwendet, in Übereinstimmung mit der Erfindung zeigt;
Fig. 1B eine Querschnittsansicht entlang der Linie A-A von Fig. 1A;
Fig. 2 ein Diagramm, das gemessene Ergebnisse der Kopplungscharakteristiken der dem ersten Ausführungsbeispiel zugeordneten Übertragungsleitungen 2 und 6 veranschaulicht;
Fig. 3A eine perspektivische Ansicht eines zweiten Ausführungsbeispiels einer mehrschichtigen Übertragungsleitung, die ein Massemetall mit einem Schlitz verwendet, in Übereinstimmung mit der Erfindung zeigt;
Fig. 3B eine Querschnittsansicht entlang der Linie A-A in Fig. 3A;
Fig. 4A eine perspektivische Aussicht, die ein Ausführungsbeispiel eines Wilkinson-Teilers, der von der mehrschichtigen Übertragungsleitung Gebrauch macht, welche ein Massemetall mit einem Schlitz verwendet, in Übereinstimmung mit der Erfindung zeigt;
Fig. 4B eine Querschnittsansicht entlang der Linie A-A von Fig. 4A;
Fig. 5 ein Ersatzschaltbild des in Fig. 4A gezeigten Wilkinson-Teilers;
Fig. 6A und 6B Diagramme, die berechnete Ergebnisse der Charakteristiken bzw. Kennlinien der Übertragungsleitungen des Wilkinson-Teilers wie in Fig. 4A gezeigt darstellen, wobei Fig. 6A die Beziehungen zwischen der Schlitzbreite g und der charakteristischen Impedanz und dem Verlust der Übertragungsleitung (Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung; 1/4 WTL) 61 darstellt, und Fig. 6B die Beziehungen zwischen der Schlitzbreite g und der charakteristischen Impedanz und dem Verlust der Übertragungsleitung (Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung) 21 darstellt;
Fig. 7 ein Diagramm, das gemessene Ergebnisse von Schaltungscharakteristiken des Wilkinson-Teilers wie in Fig. 4A gezeigt veranschaulicht;
Fig. 8-10 Diagramme, die ein Ausführungsbeispiel eines zweistufigen Wilkinson-Teilers, der Gebrauch von der mehrschichtigen Übertragungsleitung macht, welche ein Massemetall mit einem Schlitz verwendet, in Übereinstimmung mit der Erfindung zeigen, wobei Fig. 8 ein Ersatzschaltbild zeigt, Fig. 9 eine Aufsicht ist, und Fig. 10 eine Aufsicht mit entfernten Übertragungsleitungen der oberen Schicht ist;
Fig. 11-13 Diagramme, die ein Ausführungsbeispiel eines Wilkinson-Teilers mit drei Ausgängen, der Gebrauch von der mehrschichtigen Übertragungsleitung, welche ein Massemetall mit einem Schlitz verwendet, in Übereinstimmung mit der Erfindung zeigen, wobei Fig. 11 ein Ersatzschaltbild zeigt, Fig. 12 eine Aufsicht ist, und Fig. 13 eine Aufsicht bei entfernter Übertragungsleitung der oberen Schicht ist;
Fig. 14-16 Diagramme, die ein Ausführungsbeispiel eines 90 Grad-Verzweigungsleitungshybrids, der Gebrauch von der mehrschichtigen Übertragungsleitung macht, welche ein Massemetall mit einem Schlitz verwendet, in Übereinstimmung mit der Erfindung zeigen, wobei Fig. 14 ein Ersatzschaltbild zeigt, Fig. 15 eine Aufsicht ist, und Fig. 16 eine Aufsicht bei entfernten Übertragungsleitungen der oberen Schicht ist;
Fig. 17-19 Diagramme, die ein Ausführungsbeispiel eines zweistufigen 90 Grad-Verzweigungsleitungshybrids, der Gebrauch von der mehrschichtigen Übertragungsleitung macht, welche ein Massemetall mit einem Schlitz verwendet, in Übereinstimmung mit der Erfindung zeigen, wobei Fig. 17 ein Ersatzschaltbild zeigt, Fig. 18 eine Aufsicht ist, und Fig. 19 eine Aufsicht bei entfernten Übertragungsleitungen der oberen Schicht ist;
Fig. 20-24 Diagramme, die ein Ausführungsbeispiel eines quasi-konzentrierten 90 Grad-Verzweigungsleitungshybrids, der Gebrauch von der mehrschichtigen Übertragungsleitung macht, welche ein Massemetall mit einem Schlitz verwendet, in Übereinstimmung mit der Erfindung zeigen, wobei Fig. 20 ein Ersatzschaltbild ist, Fig. 21 eine perspektivische Ansicht ist, Fig. 22 eine Querschnittsansicht ist, Fig. 23 eine Aufsicht ist, und Fig. 24 eine Aufsicht bei entfernten Übertragungsleitungen der oberen Schicht ist;
Fig. 25 ein Diagramm, das gemessene Ergebnisse von Schaltungscharakteristiken des quasi-konzentrierten 90 Grad-Verzweigungsleitungshybrids wie in Fig. 21 gezeigt darstellt;
Fig. 26-28 Diagramme, die ein Ausführungsbeispiel eines zweistufigen quasi-konzentrierten 90 Grad-Verzweigungsleitungshybrids, der Gebrauch von der mehrschichtigen Übertragungsleitung macht, welche ein Massemetall mit einem Schlitz verwendet, in Übereinstimmung mit der Erfindung zeigen, wobei Fig. 26 ein Ersatzschaltbild zeigt, Fig. 27 eine Aufsicht ist, und Fig. 28 eine Aufsicht bei entfernten Übertragungsleitungen der oberen Schicht ist;
Fig. 29-31 Diagramme, die ein Ausführungsbeispiel eines 180 Grad-Rat-Race-Hybrids, der Gebrauch von der mehrschichtigen Übertragungsleitung macht, welche ein Massemetall mit einem Schlitz verwendet, in Übereinstimmung mit der Erfindung zeigen, wobei Fig. 29 ein Ersatzschaltbild zeigt, Fig. 30 eine Aufsicht ist, und Fig. 31 eine Aufsicht bei entfernten Übertragungsleitungen der oberen Schicht ist;
Fig. 32 ein Diagramm, das gemessene Ergebnisse von Schaltungscharakteristiken des 180 Grad-Rat-Race-Hybrids wie in Fig. 30 gezeigt darstellt;
Fig. 33-35 Diagramme, die ein Ausführungsbeispiel eines quasi-konzentrierten 180 Grad-Rat-Race-Hybrids, der Gebrauch von der mehrschichtigen Übertragungsleitung macht, welche ein Massemetall mit einem Schlitz verwendet, in Übereinstimmung mit der Erfindung zeigen, wobei Fig. 33 ein Ersatzschaltbild zeigt, Fig. 34 eine Aufsicht ist, und Fig. 35 eine Aufsicht bei entfernter Übertragungsleitung der oberen Schicht ist;
Fig. 36-39 Diagramme, die ein Ausführungsbeispiel eines Gegenphasen-Hybridrings, der Gebrauch von der mehrschichtigen Übertragungsleitung macht, welche ein Massemetall mit einem Schlitz verwendet, in Übereinstimmung mit der Erfindung zeigen, wobei Fig. 36 ein Ersatzschaltbild zeigt, Fig. 37 eine Querschnittsansicht ist, Fig. 38 eine Aufsicht ist, und Fig. 39 eine Aufsicht bei entfernter Übertragungsleitung der oberen Schicht ist;
Fig. 40 ein Blockschaltbild, das einen Empfänger mit einem Mischer einschließlich eines Wilkinson-Teilers, der Gebrauch von der mehrschichtigen Übertragungsleitung macht, welche ein Massemetall mit einem Schlitz verwendet, in Übereinstimmung mit der Erfindung zeigt; und
Fig. 41 eine perspektivische Explosionsansicht, die eine Schaltungsstruktur des Empfängers zeigt.
Nachstehend wird die Erfindung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben.

AUSFÜHRUNGSBEISPIEL 1

Fig. 1A ist eine perspektivische Ansicht, die ein erstes Ausführungsbeispiel einer mehrschichtigen Übertragungsleitung, welche ein Massemetall mit einem Schlitz verwendet, in Übereinstimmung mit der Erfindung zeigt, und Fig. 1B ist eine Querschnittsansicht entlang der Linie A-A von Fig. 1A. In diesen Figuren ist eine untere Übertragungsleitung 2 im Zentrum der oberen Oberfläche eines Substrates 1 ausgebildet. Eine dielektrische Schicht 3 ist auf dem Substrat 1 und der unteren Übertragungsleitung 2 ausgebildet, und ein Massemetall 4 mit einem Schlitz 41 ist auf der oberen Oberfläche der dielektrischen Schicht 3 ausgebildet. Darüber hinaus ist eine dielektrische Schicht 5 auf dem Massemetall 4 ausgebildet, und ist eine obere Übertragungsleitung 6 im Zentrum der oberen Oberfläche der dielektrischen Schicht 5 ausgebildet. Hierbei ist der Schlitz 41 an einer Position ausgebildet, die durch Projizieren der unteren und der oberen Übertragungsleitung 2 und 6 auf das Massemetall 4 definiert ist. Mit anderen Worten sind die Mittellinie der unteren Übertragungsleitung 2, die des Schlitzes 41 und die der oberen Übertragungsleitung 6 alle in derselben vertikalen Ebene positioniert sind. Ihre Breiten w&sub2;, g und w&sub1; unterscheiden sich jedoch üblicherweise voneinander.
Halbleiter wie beispielsweise GaAs oder Keramiken wie beispielsweise Aluminiumoxid werden als Substrat 1 bevorzugt, und polymere Dielektrika wie Polyimid werden als dielektrische Schichten 3 und 5 bevorzugt. Wenn ein GaAs-Substrat mit einer Dielektrizitätskonstanten von 12,6 als das Substrat 1 verwendet wird, und wenn ein Polyimid mit einer Dielektrizitätskonstanten von 3, 3 als dielektrische Schichten 3 und 5 verwendet wird, konzentriert sich das durch einen über die untere Übertragungsleitung 2 fließenden Strom erzeugte elektrische Feld auf das Substrat 1. Infolgedessen ist das die obere Übertragungsleitung 6 erreichende elektrische Feld sehr schwach, so daß daher die beiden Übertragungsleitungen 2 und 6 als zwei unabhängige Übertragungsleitungen arbeiten.
Dies wird nachstehend genauer beschrieben. Unter der Annahme, daß die charakteristischen Impedanzen der geraden und der ungeraden Moden Modi durch Ze und Zo dargestellt werden, ist es schwierig, das Verhältnis Ze/Zo der charakteristischen Impedanzen auf einen großen Wert festzulegen. Infolgedessen wird keine straffe Kopplung zwischen den Übertragungsleitungen 2 und 6 hergestellt. Dies ist deshalb so, weil das Substrat 1 mit einer großen Dielektrizitätskonstanten das elektrische Feld in dem Substrat vergrößert und das elektrische Feld der ungeraden Mode zwischen den Übertragungsleitungen 2 und 6 reduziert, welches in einem ziemlich großen Zo resultiert. Darüber hinaus arbeiten, da sich die Phasengeschwindigkeiten der geraden und der ungeraden Moden stark unterscheiden, die Übertragungsleitungen 2 und 6 nicht als Richtungskoppler. Da sich die Übertragungsleitungen hinsichtlich der effektiven Dielektrizitätskonstanten stark unterscheiden, unterscheiden sich ferner ihre praktischen Längen stark (um einen Faktor von etwa 1,5), wenn sie als eine Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung (1/4 WTL) verwendet werden. Folglich kann die Kopplung zwischen den Übertragungsleitungen locker gehalten werden.
Ferner ermöglicht es der in dem Massemetall 4 ausgebildete Schlitz 41, die Kapazitäten der Übertragungsleitungen 2 und 6 in. Bezug auf das Metall 4 (Kapazität zur Masse) verglichen mit dem Fall, in dem kein Schlitz bereitgestellt ist, wesentlich zu reduzieren. Unter der Annahme, daß die charakteristische Impedanz einer Übertragungsleitung Zo ist, ihre Induktivität L ist und ihre Kapazität zur Masse C ist, ist Zo üblicherweise proportional zu (L/C)1/2. Daher erlaubt das Festlegen der Kapazität zur Masse auf einen kleinen Wert unter Verwendung des Schlitzes, die charakteristische Impedanz zu erhöhen, falls die Leitungsbreiten w&sub1; und w&sub2; festgehalten werden (das heißt, wenn die Leitungsinduktivitäten L konstant gehalten werden). Alternativ ist es möglich, die Leitungsbreiten w1 und w2 zu vergrößern, während die charakteristischen Impedanzen konstant gehalten werden, in welchem Fall die Übertragungsverluste reduziert werden können. Dies ist deshalb so, weil der Übertragungsverlust der Leitung proportional zu der Gesamtsumme von R/Zo ist, worin R der Widerstand pro Einheitslänge der Übertragungsleitung ist.
Fig. 2 ist ein Diagramm, das Meßergebnisse der Kopplungscharakteristiken der Übertragungsleitungen 2 und 6 darstellt. Die Materialien des Halbleitersubstrats 1 und der dielektrischen Schichten 3 und 5 waren GaAs mit einer Dielektrizitätskonstanten von 12,6 beziehungsweise ein Polyimid mit einer Dielektrizitätskonstanten von 3,3. Darüber hinaus hatte die untere Übertragungsleitung 2 eine Breite w2 = 8 um, und hatte die obere Übertragungsleitung 6 eine Breite w&sub1; = 16 um, war ihre Länge L = 2 mm, hatte der Schlitz 41 eine Breite g = 15 um, und hatten die dielektrischen Schichten 3 und 5 eine Dicke h = 5 um.
In Übereinstimmung mit den Meßergebnissen liegt S&sub3;&sub1;, welches die Kopplungscharakteristiken der beiden Übertragungsleitungen 2 und 6 repräsentiert, unter -15 dB, und liegt S&sub4;&sub1;, welches die Isolationscharakteristiken repräsentiert, unter 20 dB. Diese Werte zeigen, daß die beiden Übertragungsleitungen 2 und 6 nicht als gekoppelte Leitungen wirken, sondern als zwei getrennte Übertragungsleitungen arbeiten.
Folglich werden in diesem Ausführungsbeispiel die charakteristischen Impedanzen durch Ausbilden des Schlitzes 41 in dem Massemetall 4 erhöht, wodurch die Kapazität zur Masse verringert wird. Gleichzeitig wird die durch den Schlitz 41 bewirkte Kopplung zwischen den Übertragungsleitungen 2 und 6 unter Verwendung des Substrats 1 mit einer große Dielektrizitätskonstanten locker gehalten. Dies ermöglicht es, eine Übertragungsleitung mit geringen Verlusten zu realisieren.

AUSFÜHRUNGSBEISPIEL 2

Fig. 3A ist eine perspektivische Ansicht, die ein zweites Ausführungsbeispiel einer mehrschichtigen Übertragungsleitung, welche ein Massemetall mit einem Schlitz verwendet, in Übereinstimmung mit der Erfindung zeigt, und Fig. 3B ist eine Querschnittsansicht entlang der Leitung A-A von Fig. 3A.
Das zweite Ausführungsbeispiel unterscheidet sich von dem ersten Ausführungsbeispiel dadurch, daß eine dielektrische Schicht 11 auf dem Substrat 1 ausgebildet ist, um ein neues Substrat 1A zu erzeugen, und die untere Übertragungsleitung 2 im Zentrum der oberen Oberfläche des Substrates 1A ausgebildet ist. Folglich wird bei der vorliegenden Erfindung die dielektrische Schicht 11 zusammen mit dem Substrat 1 als das neue Substrat 1k bildend betrachtet. In Übereinstimmung mit diesem Ausführungsbeispiel kann die Dielektrizitätskonstante der dielektrischen Schichten 3 und 5 gegenüber der der dielektrischen Schicht 11 variiert werden. Zum Beispiel sind die dielektrischen Schichten 3 und 5 aus Polyimid mit einer Dielektrizitätskonstanten von 3,3 hergestellt, und ist die dielektrische Schicht 11 aus Tantaloxid (Ta&sub2;O&sub5;) mit einer Dielektrizitätskonstanten von 25 hergestellt. Durch solches Stapeln verschiedener Arten von dielektrischen Schichten kann die Erfindung unabhängig von der Dielektrizitätskonstanten des Substrats 1 realisiert werden. Dies ermöglicht es, den Freiheitsgrad für die Schaltungskonfiguration zu vergrößern.

AUSFÜHRUNGSBEISPIEL 3

Fig. 4A ist eine perspektivische Ansicht, die ein Ausführungsbeispiel eines Wilkinson-Teilers, der Gebrauch von der mehrschichtigen Übertragungsleitung macht, welche ein Massemetall mit einem Schlitz verwendet, in Übereinstimmung mit der Erfindung zeigt, und Fig. 4B ist eine Querschnittsansicht entlang der Linie A-A von Fig. 4A.
In dieser Figur ist eine Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung 21 im Zentrum der oberen Oberfläche des Halbleitersubstrats 1 ausgebildet, und ist ein Ende derselben mit einem Eingangsport 71 verbunden. Das andere Ende derselben ist zu der rechten Seite des Halbleitersubstrates 1 geführt und mit einem Ausgangsport 72 verbunden. Andererseits ist eine weitere Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung 61 im Zentrum der oberen Oberfläche der dielektrischen Schicht 5 derart ausgebildet, daß sie der Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung 21 gegenüberliegt, und ist ein Ende derselben über ein Durchloch 91 mit dem Eingangsport verbunden. Das andere Ende derselben ist zu der linken Seite der dielektrischen Schicht 5 geführt und mit einem Ausgangsport 73 verbunden. Wie in dieser Figur deutlich gezeigt ist, ist die Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung 61 länger als die Viertelwellenlängenübertragungsleitung 21. Dies ist deshalb so, weil die Dielektrizitätskonstante der dielektrischen Schicht 5 kleiner ist als die des Halbleitersubstrats 1, wie vorangehend beschrieben wurde.
Ein Widerstand 8 ist oben auf dem Halbleitersubstrat 1 ausgebildet. Sein eines Ende ist mit dem anderen Ende der Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung 21 verbunden, und das andere Ende des Widerstands 8 ist mit dem anderen Ende der Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung 61 über ein Durchloch 92 verbunden. Der Widerstand 8 ist zum Ausgleichen der Ausgänge bereitgestellt.
Ein Schlitz 41 ist im Zentrum des Massemetalls 4 ausgebildet. Der Schlitz 41 ist an einer Position ausgebildet, die definiert wird, wenn die Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen 21 und 61 auf das Massemetall 4 projiziert werden. Mit anderen Worten fallen die Mittellinien der Elemente 21, 61 und 41 auf dieselbe Ebene.
Fig. 5 ist ein Ersatzschaltbild des Wilkinson-Teilers. Eine in den Eingangsport 71 eintretende Mikrowelle wird in zwei gleiche Teile eingeteilt, so daß die Mikrowellen derselben Phase und Amplitude aus den Ausgangsports 72 und 73 erzeugt werden.
Fig. 6A und 6B sind Diagramme, die Berechnungsergebnisse der Charakteristiken der Übertragungsleitungen des Wilkinson- Teilers in Übereinstimmung mit diesem Ausführungsbeispiel darstellen. Fig. 6A stellt die Beziehungen zwischen der Schlitzbreite g, der charakteristischen Impedanz und dem Verlust der Übertragungsleitung 61 dar, und Fig. 6B stellt die Beziehungen zwischen der Schlitzbreite g, der charakteristischen Impedanz und dem Verlust der Übertragungsleitung 21 dar. Die Berechnung wurde mittels dem Verfahren der finiten Elemente unter den folgenden Bedingungen durchgeführt. Das Material des Halbleitersubstrates 1 war GaAs, und das der dielektrischen Schichten 3 und 5 war Polyimid. Die Übertragungsleitung 61 hatte eine Breite von w&sub1; = 10 um, die Übertragungsleitung 21 hatte eine Breite von w&sub2; = 5 um, und die dielektrischen Schichten 3 und 5 hatten eine Dicke von h&sub1; = h&sub2; = 5 um.
Die Berechnungsergebnisse zeigen, daß in jedem Fall der Übertragungsleitungen 61 und 21 bei zunehmender Breite g des Schlitzes 41 in dem Massemetall die charakteristische Impedanz zunimmt und der Leistungsverlust abnimmt.
In einem konventionellen Wilkinson-Teiler schwankt die Breite w der Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung zwischen einigen hundert um bis hin zu jenseits von einigen wenigen mm, und beträgt der Abstand h zwischen dem Massemetall und der Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung zwischen 100 um bis hin zu etwa 1 um. Unter Berücksichtigung dieser Umstände kann der Wilkinson-Teiler dieses Ausführungsbeispiels stark miniaturisiert werden, und können Übertragungsleitungen hoher Impedanz und geringer Verluste leicht realisiert werden.
Die tatsächlichen Längen der Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen 21 und 61 wurden mittels dem Verfahren der finiten Elemente unter den Bedingungen dahingehend berechnet, daß die charakteristische Impedanz des Wilkinson-Teilers 70 Ohm war und die Breite g des Schlitzes 41 g = 25 um betrug. Bei den oberhalb der Masseebene 4 ausgebildeten Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen 61 war die tatsächliche Länge bei 20 GHz 2,3 mm, wenn die Leitungsbreite w&sub1; = 13 um betrug, und war die effektive Dielektrizitätskonstante eeff = 2,9. Bei den unter der Masseebene 4 ausgebildeten Viertelwellenlängen- Übertragungsleitungen 21 war die tatsächliche Länge bei 20 GHz. 1,4 mm, wenn die Leitungsbreite w&sub2; = 5 um betrug, und war die effektive Dielektrizitätskonstante eeff = 7,6.
Fig. 7 zeigt Berechnungsergebnisse von Schaltungscharakteristiken des mit den vorstehend erwähnten Maßen hergestellten Wilkinson-Teilers. Die Durchlaßcharakteristiken S&sub2;&sub1; und S&sub3;&sub1; von dem Eingangsport 71 zu den beiden Ausgangsports 72 und 73 waren nahezu gleich, und die Phasenwinkel Ang&sub2;&sub1; und Ang&sub3;&sub1; waren ebenfalls nahezu gleich. Die Isolation S&sub3;&sub2; zwischen den beiden Ausgangsports 72 und 73 betrug mehr als -15 dB. Diese Ergebnisse zeigen, daß dieses Ausführungsbeispiel als Wilkinson-Teiler arbeitet.

AUSFÜHRUNGSBEISPIEL 4

Fig. 8-10 sind Diagramme, die ein Ausführungsbeispiel eines zweistufigen Wilkinson-Teilers, der Gebrauch von der mehrschichtigen Übertragungsleitung macht, welche eine Masseebene mit einem Schlitz verwendet, in Übereinstimmung mit der Erfindung zeigen, wobei Fig. 8 ein Ersatzschaltbild ist, Fig. 9 eine Aufsicht ist, und Fig. 10 eine Aufsicht bei entfernten oberen Übertragungsleitungen ist.
Dieses Ausführungsbeispiel umfaßt zwei Wilkinson-Teiler, die in Kaskade verschaltet sind, wie in Fig. 8 gezeigt. Zunächst werden auf der oberen Oberfläche der in Fig. 9 gezeigten dielektrischen Schicht 5 zwei mäanderförmige Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen 61 und 62 ausgebildet und über Durchlöcher 94 und 95 in Serie mit einem unterhalb ausgebildeten Widerstand 81 verbunden. Das Ende der Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung 61 ist über das Durchloch 91 mit dem unterhalb ausgebildeten Eingangsport 71 verbunden, und das Ende der Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung 62 ist über ein Durchloch 92 mit dem Ausgangsport 72 und einem Ende des unterhalb ausgebildeten Widerstands 82 verbunden. Das andere Ende des Widerstands 82 ist über ein Durchloch 93 mit dem oberhalb ausgebildeten Ausgangsport 73 verbunden.
Andererseits sind oben auf dem Halbleitersubstrat 1 zwei mäanderförmige Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen 21 und 22 ausgebildet, welche über einen Widerstand 81 in Serie verschaltet sind, wie in Fig. 10 gezeigt. Das Ende der Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung 21 ist mit dem Eingangsport 71 verbunden. Das Ende der Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung 22 ist über das Durchloch 93 mit dem Ausgangsport 73 auf der oberen Schicht verbunden, und über den Widerstand 82 und das Durchloch 92 mit dem Ausgangsport 72 auf der oberen Schicht verbunden.
Ferner ist ein mäanderförmiger Schlitz 41 in dem Massemetall 4 an Positionen ausgebildet, die durch Projizieren der Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen 21, 22, 61 und 62 auf das Massemetall definiert werden. Auf diese Art und Weise wird ein Wilkinson-Teiler wie in Fig. 8 gezeigt realisiert.
Die tatsächliche Länge der unteren Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen 21 und 22 ist wegen des Unterschieds zwischen den Dielektrizitätskonstanten des Halbleitersubstrats 1 und der dielektrischen Schicht 5 kürzer als die der oberen Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen 61 und 62.
Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird ein in den Eingangsport 71 eintretendes Mikrowellensignal derart aus den Ausgangsports 72 und 73 ausgesandt, daß seine Phase umgekehrt und seine Leistung halbiert wird.

AUSFÜHRUNGSBEISPIEL 5

Fig. 11-13 sind Diagramme, die ein Ausführungsbeispiel eines Wilkinson-Teilers mit drei Ausgängen, der von der mehrschichtigen Übertragungsleitung Gebrauch macht, welche eine Masseebene mit einem Schlitz verwendet, in Übereinstimmung mit der Erfindung zeigen, wobei Fig. 11 ein Ersatzschaltbild ist, Fig. 12 eine Aufsicht ist, und Fig. 13 eine Aufsicht bei entfernter oberer Übertragungsleitung ist.
In diesen Figuren sind zwei mäanderförmige Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen 21 und 22 auf dem Halbleitersubstrat 1 ausgebildet, wobei ihre einen Enden über das Durchloch 91 mit dem oberen Eingangsport 71 verbunden sind. Die anderen Enden der Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen 21 und 22 sind jeweils mit den Ausgangsports 72 und 74 und mit dem Durchloch 92 über die Widerstände 81 und 82 verbunden.
Andererseits ist eine mäanderförmige Viertelwellenlängen- Übertragungsleitung 61 auf der oberen dielektrischen Schicht ausgebildet, wobei ihr eines Ende mit dem Eingangsport 71 verbunden ist und das andere Ende mit dem Ausgangsport 73 verbunden ist. Der Ausgangsport 73 ist darüber hinaus mit den Widerständen 81 und 82 über das Durchloch 92 verbunden.
Darüber hinaus ist der Schlitz 41 auf dem Massemetall 4 an Positionen ausgebildet, durch Projizieren der Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen 21, 22, 61 und 62 auf das Massemetall 4 definiert werden. Folglich wird ein Wilkinson-Teiler mit drei Ausgängen realisiert wie in Fig. 11 gezeigt.

AUSFÜHRUNGSBEISPIEL 6

Fig. 14-16 sind Diagramme, die ein Ausführungsbeispiel eines 90 Grad-Verzweigungsleitungshybrids, der von der mehrschichtigen Übertragungsleitung Gebrauch macht, welche eine Masseebene mit einem Schlitz verwendet, in Übereinstimmung mit der Erfindung zeigen. Dieses Ausführungsbeispiel umfaßt zwei auf dem Halbleitersubstrat ausgebildete Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen 21 und 22 und zwei auf der oberen dielektrischen Schicht 5 ausgebildete Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen 61 und 62, welche schleifenförmig über die Durchlöcher 91 und 92 verbunden wird. Schlitze 41 sind in dem Massemetall 4 an Positionen ausgebildet, die durch Projizieren dieser Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen auf das Massemetall 4 definiert werden. Da die Struktur dieses Ausführungsbeispiels aus diesen Figuren deutlich wird, wird die Beschreibung der Einzelheiten desselben hier weggelassen.
In dem 90 Grad-Verzweigungsleitungshybrid wird ein dem Port 71 zugeführtes Mikrowellensignal mit umgekehrter Phase aus dem Port 74 und mit um 90 Grad nacheilender Phase aus dem Port 72 ausgegeben. Aus dem Port 73 wird kein Signal ausgegeben.

AUSFÜHRUNGSBEISPIEL 7

Fig. 17-19 sind Diagramme, die ein Ausführungsbeispiel eines zweistufigen 90 Grad-Verzweigungsleitungshybrids, der von der mehrschichtigen Übertragungsleitung Gebrauch macht, welche eine Masseebene mit einem Schlitz verwendet, in Übereinstimmung mit der Erfindung zeigen. Dieses Ausführungsbeispiel umfaßt vier auf dem Halbleitersubstrat 1 ausgebildete Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen 21, 22, 23 und 24, welche schleifenförmig verschaltet sind, um einen ersten 90 Grad-Verzweigungsleitungshybrid zu bilden, und drei auf der oberen dielektrischen Schicht 5 ausgebildete Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen 61, 62 und 63, die über Durchlöcher 92 und 94 schleifenförmig mit der unteren Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung 22 verbunden sind, um einen zweiten 90 Grad-Verzweigungsleitungshybrid zu bilden, der in Kaskade mit dem ersten 90 Grad-Verzweigungsleitungshybrid verbunden ist. Folglich wird der zweistufige 90 Grad-Verzweigungsleitungshybrid realisiert.

AUSFÜHRUNGSBEISPIEL 8

Fig. 20-24 sind Diagramme, die einen quasi-konzentrierten 90 Grad-Verzweigungsleitungshybrid, der von der mehrschichtigen Übertragungsleitung Gebrauch macht, welche ein Massemetall mit einem Schlitz verwendet, in Übereinstimmung mit der Erfindung zeigen. Dieser 90 Grad-Verzweigungsleitungshybrid wird durch Legen seiner jeweiligen Ports über Kondensatoren auf Masse realisiert, wodurch äquivalente Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen mit Kurzwellenlängenleitungen gebildet werden. Ein planarer quasi-konzentrierter 90 Grad- Verzweigungsleitungshybrid ist zum Beispiel von Tetsuo Hirota et. al. in "Reduced-Size Branch-Line and Rat-Race Hybrids for Unipolar MMIC's", IEEE-Transactions on Microwave Theory and Techniques, Band 38, Nr. 3, März 1990 offenbart. Diese Ausführungsform realisierte dreidimensionale 90 Grad-Verzweigungsleitungshybride durch Verwenden der mehrschichtigen Übertragungsleitung in Übereinstimmung mit der Erfindung.
In. Fig. 20-24 sind eine 1/12-Wellenlängen-Übertragungsleitung 25 (1/12 WTL) und eine 1/8-Wellenlängen-Übertragungsleitung (1/8 WTL) 26, deren charakteristische Impedanzen 70 Ohm sind, auf dem Halbleitersubstrat 1 ausgebildet. Ein Ende der 1/12 Wellenlängen-Übertragungsleitung 25 ist mit dem Port 74 verbunden, und ein Ende der 1/8-Wellenlängen-Übertragungsleitung 26 ist mit dem oberen Port 71 über das Durchloch 91 verbunden. Die anderen Enden dieser Wellenlängenleitungen 25 und 26 sind miteinander verbunden, und der Verbindungspunkt ist zu dem Port 73 geführt. Ferner sind vier Kondensatoren 101, 102, 103 und 104 auf dem Halbleitersubstrat 1 ausgebildet.
Andererseits sind eine 1/12-Wellenlängen-Übertragungsleitung 65 und eine 1/8-Wellenlängen-Übertragungsleitung 66, deren charakteristische Impedanzen 70 Ohm sind, auf der oberen Oberfläche der dielektrischen Schicht 5 ausgebildet. Ein Ende der 1/12-Wellenlängen-Übertragungsleitung 65 ist mit dem Port 71 verbunden, und ein Ende der 1/8-Wellenlängen-Übertragungsleitung 66 ist mit dem unteren Port 74 über ein Durchloch 96 verbunden. Die anderen Enden dieser Wellenlängenleitungen 65 und 66 sind miteinander verbunden, und der Verbindungspunkt ist zu dem Port 72 geführt.
Jeder der vier Kondensatoren 101, 102, 103 und 104, die auf dem Halbleitersubstrat 1 ausgebildet sind, ist zwischen den Ports 71-74 und dem Massemetall 4 verschaltet. Im Einzelnen ist der Kondensator 101 an einem Ende über das Durchloch 91 mit dem Port 71 verbunden und an dem anderen Ende über das Durchloch 92 mit dem Massemetall 4 verbunden. Ebenso ist der Kondensator 102 an dem einem Ende über das Durchloch 93 mit dem Port 72 verbunden und an dem anderen Ende über das Durchloch 94 mit dem Massemetall 4 verbunden. Der Kondensator 103 ist an einem Ende mit dem Port 73 verbunden und an dem anderen. Ende über ein Durchloch 95 mit dem Massemetall 4 verbunden. Schließlich ist der Kondensator 104 an einem Ende mit denn. Port 4 verbunden und an dem anderen Ende über ein Durchloch 97 mit dem Massemetall 4 verbunden.
Darüber hinaus sind Schlitze 41 in dem Massemetall 4 an Positionen ausgebildet, die durch Projizieren der Wellenlängenleitungen auf das Massemetall 4 definiert werden. Somit ist der quasi-konzentrierte 90 Grad-Verzweigungsleitungshybrid realisiert.
In diesem Ausführungsbeispiel sind ebenfalls die Schlitze 41 in dem Massemetall 4 ausgebildet, und sind die Übertragungsleitungen 25, 26, 65 und 66 oberhalb und unterhalb des Massemetalls 4 ausgebildet. Diese Übertragungsleitungen wirken nicht als gekoppelte Leitungen, sondern wirken als zwei unabhängige Übertragungsleitungen, wie in den anderen Ausführungsbeispielen.
Die Beziehungen zwischen der Breite g der Schlitze 41, die charakteristischen Impedanzen und die Leitungsverluste sind zu jenen von Fig. 6A und 6B vergleichbar. Das heißt, daß mit zunehmender Schlitzbreite g die charakteristischen Impedanzen der Übertragungsleitungen erhöht und die Verluste verringert werden. Infolgedessen kann im Vergleich zu einer konventionellen Schaltung eine kleinere Schaltung realisiert werden.
Die tatsächlichen Längen der 1/8 Wellenlängen-Übertragungsleitungen 26 und 66 wurden folgendermaßen berechnet, wenn ihre charakteristischen Impedanzen 70 Ohm waren, und wenn die Breite g der Schlitze 41 in dem Massemetall 4 g = 25 um war. Bei der oberen 1/8 Wellenlängen-Übertragungsleitung 66 war die tatsächliche Länge bei 20 GHz 1,15 mm, wenn die Leitungsbreite w&sub1; = 13 um war, und die effektive Dielektrizitätskonstante war eeff = 2,9. Bei der unteren 1/8 Wellenlängen-Übertragungsleitung 26 war andererseits die tatsächliche Länge bei 20 GHz 0,7 mm, wenn die Leitungsbreite w&sub2; = 5 um war, und war die effektive Dielektrizitätskonstante eeff = 7,6.
Fig. 25 zeigt Berechnungsergebnisse von Schaltungscharaktetistiken des mit den vorstehend erwähnten Maßen hergestellten Hybrids. S&sub2;&sub1; und S&sub4;&sub1; repräsentieren die Charakteristiken der Kopplung, und S&sub3;&sub1; stellt diejenigen der Isolation dar. Der Phasenunterschied in dieser Figur gibt die Phasenunterschiede zwischen den aus dem Durchport und dem Kopplungsport ausgegebenen Signalen an. Diese Ergebnisse zeigen, daß der Hybrid dieses Ausführungsbeispiels als ein 90 Grad-Hybrid arbeitet.

AUSFÜHRUNGSBEISPIEL 9

Fig. 26-28 zeigen ein Ausführungsbeispiel eines quasikonzentrierten zweistufigen 90 Grad-Verzweigungsleitungshybrids, der von der mehrschichtigen Übertragungsleitung Gebrauch macht, die ein Massemetall mit Schlitzen verwendet, in Übereinstimmung mit der Erfindung. Dieses Ausführungsbeispiel wird durch Verschalten der beiden quasi-konzentrierten 90 Grad-Verzweigungsleitungshybride des vorstehend beschriebenen achten Ausführungsbeispiels in Kaskade ausgestaltet. Mit anderen Worten ist seine Anordnung eine Kombination der Ausführungsbeispiele 7 und 8. Dieses Ausführungsbeispiel unterscheidet sich von dem siebten Ausführungsbeispiel in den folgenden wesentlichen Punkten.
(1) Anstelle der Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen 21 und 23 des siebten Ausführungsbeispiels sind 1/12-Wellenlängen-Übertragungsleitungen 25 und 27 ausgebildet.
(2) Anstelle der Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen 22 und 24 des siebten Ausführungsbeispiels sind 1/8-Wellenlängen-Übertragungsleitungen 26 und 28 ausgebildet.
(3) Anstelle der Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen 61 und 63 des siebten Ausführungsbeispiels sind 1/12 Wellenlängen-Übertragungsleitungen 65 und 67 ausgebildet.
(4) Anstelle der Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung 62 des siebten Ausführungsbeispiels ist eine 1/8-Wellenlängen- Übertragungsleitung 66 ausgebildet.
(5) Die Verbindungspunkte der Wellenlängenleitungen sind jeweils über Kondensatoren mit dem Massemetall 4 verbunden. Die Funktionsweise des Ausführungsbeispiels ist zu der des siebten Ausführungsbeispiels vergleichbar.

AUSFÜHRUNGSBEISPIEL 10

Fig. 29-32 zeigen ein Ausführungsbeispiel eines 180 Grad- Rat-Race-Hybrids, der von der mehrschichtigen Übertragungsleitung Gebrauch macht, welche ein Massemetall mit Schlitzen verwendet, in Übereinstimmung mit der Erfindung.
In diesen Figuren ist eine 3/4-Wellenlängen-Übertragungsleitung 29 auf dem Halbleitersubstrat 1 ausgebildet. Andererseits sind drei Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen 62, 63 und 64 auf der dielektrischen Schicht 5 ausgebildet. Die drei Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen 62-64 sind in Serie geschaltet, ein Ende derselben ist über das Durchloch 91 mit einem Ende der unteren 3/4-Wellenlängen-Übertragungsleitung 29 verbunden, und das andere Ende derselben ist über das Durchloch 92 mit dem anderen Ende der 3/4 Wellenlängen-Übertragungsleitung 29 verbunden. Diese Verbindungspunkte sind zu den Ports 71 und 72 geführt.
Ferner sind die Verbindungspunkte der Viertelwellenlängen- Übertragungsleitungen zu den Ports 73 und 74 geführt. Die Impedanzen der Wellenlängen-Übertragungsleitungen sind 70 Ohm.
In dem Massemetall 4 sind Schlitze 41 an Positionen ausgebildet, die durch Projizieren der 3/4 Wellenlängen-Übertragungsleitung 29 und der Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen 62-64 definiert werden. Folglich wird ein 180 Grad-Rat- Race-Hybrid mit einem Ersatzschaltbild wie in Fig. 29 gezeigt realisiert.
Die tatsächlichen Längen der Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen 62-64 und der 3/4-Wellenlängen-Übertragungsleitung 29 wurden folgendermaßen berechnet, wenn ihre charakteristischen Impedanzen 70 Ohm waren und wenn die Breite g der Schlitze 41 in dem Massemetall 4 g = 25 um war. Bei den Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen 62-64 war die tatsächliche Länge bei 20 GHz 2,3 mm, wenn die Leitungsbreite w = 13 um war, und war die effektive Dielektrizitätskonstante eeff = 2,9. Bei der 3/4 Wellenlängen-Übertragungsleitung 26 war andererseits die tatsächliche Länge bei 20 GHz 4,2 mm, wenn die Leitungsbreite w&sub2; = 5 um war, und war die effektive Dielektrizitätskonstante eeff = 7,6.
Fig. 32 zeigt Berechnungsergebnisse von Schaltungscharakteristiken des mit den vorstehend erwähnten Maßen hergestellten Hybrids. S&sub2;&sub1; und S&sub4;&sub1; repräsentieren die Charakteristiken der Kopplung, und S&sub3;&sub1; repräsentieren diejenigen der Isolation. Der Phasenunterschied in dieser Figur gibt die Phasenunterschiede zwischen den aus dem Durchport und dem Kopplungsport ausgege benen Signalen an. Diese Ergebnisse zeigen, daß der Hybrid dieses Ausführungsbeispiel als ein 180 Grad-Hybrid arbeitet.

AUSFÜHRUNGSBEISPIEL 11

Fig. 33-35 zeigen ein Ausführungsbeispiel eines quasikonzentrierten 180 Grad-Rat-Race-Hybrids, der von der mehrschichtigen Übertragungsleitung Gebrauch macht, welche ein Massemetall mit einem Schlitz verwendet, in Übereinstimmung mit der Erfindung.
In diesen Figuren sind zwei 1/8 Wellenlängen-Übertragungsleitungen 26 und 28 mit einer charakteristischen Impedanz von 100 Ohm auf dem Halbleitersubstrat 1 ausgebildet. Andererseits ist eine 1/8-Wellenlängenübertragungsleitung 66 mit einer charakteristischen Impedanz von 100 Ohm auf der dielektrischen Schicht 5 ausgebildet. Die beiden unteren 1/8-Wellenlängen-Übertragungsleitungen 26 und 28 sind in Serie geschaltet, und ihr Verbindungspunkt ist mit dem Port 73 verbunden. Ein Ende der 1/8-Wellenlängen-Übertragungsleitung 28 ist zu dem Port 71 geführt, und ein Ende der 1/8-Wellenlängen-Übertragungsleitung 26 ist über das Durchloch 94 zu dem Fort 74 geführt. Der Port 74 ist auch mit einem Ende der 1/8 Wellenlängen-Übertragungsleitung 66 der oberen Schicht verbunden, und das andere Ende desselben ist mit dem Port 72 verbunden.
Ferner sind Kondensatoren 103, 104 und 105 auf dem Halbleitersubstrat 1 ausgebildet. Der Kondensator 105 ist an einem Ende mit dem unteren Port 71 verbunden und an dem anderen Ende über das Durchloch 91 mit dem oberen Port 72 verbunden. Der Kondensator 103 ist zwischen dem Massemetall 4 und dem Verbindungspunkt der 1/8 Wellenlängen-Übertragungsleitungen 26 und 28 verschaltet, und der Kondensator 104 ist zwischen dem Massemetall 4 und dem Verbindungspunkt der 1/8 Wellenlängen-Übertragungsleitungen 26 und 66 verschaltet.
Die Schlitze 41 sind in dem Massemetall 4 an Positionen ausgebildet, die als Projektionen der 1/8-Wellenlängen-Übertragungsleitungen 26, 28 und 66 auf das Massemetall 4 definiert werden. Folglich ist der quasi-konzentrierte 180 Grad- Rat-Race-Hybrid mit einem Ersatzschaltbild wie in Fig. 33 gezeigt ausgestaltet.

AUSFÜHRUNGSBEISPIEL 12

Fig. 36-39 zeigen einen Gegenphasen-Hybridring, der von der mehrschichtigen Übertragungsleitung Gebrauch macht, welche Massemetall mit einem Schlitz verwendet, in Übereinstimmung mit der Erfindung.
Der Gegenphasen-Hybridring wird durch Ersetzen der 3/4-Wellenlängen-Übertragungsleitung des Rat-Race-Hybrids durch einen 1 :-1-Umwandler ausgebildet, und ist durch einen breiteren Betriebsfrequenzbereich als der Rat-Race-Hybrid gekennzeichnet.
Zunächst wird die Funktionsweise des Gegenphasen-Hybridrings unter Bezugnahme auf das Ersatzschaltbild wie in Fig. 36 gezeigt beschrieben. Kopplungsleitungen, die aus zwei Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen 111 und 112 bestehen, wirken als ein 1 :-1-Umwandler. Folglich wird an dem Port 73 ein Signal erhalten, dessen Phase verglichen mit der des Eingangssignals für den Port 71 um 90 Grad voreilt. Andererseits wird an dem Port 72 ein Signal erhalten, dessen Phase verglichen mit der des dem Port 71 zugeführten Signals um 90 Grad nacheilt. Demgemäß beträgt der Phasenunterschied zwischen den aus den Ports 72 und 73 ausgegebenen Signalen 180 Grad. Dem Fort 74 wird aus dem Port 72 ein Signal mit seiner um 180 Grad nacheilenden Phase zugeleitet, und ein Signal, dessen Phase null Grad ist, wird aus dem Port 73 zugeführt. Infolgedessen löschen sich diese Signale gegenseitig aus, wodurch kein Signal aus dem Port 74 ausgegeben wird.
Das vorliegende Ausführungsbeispiel umfaßt eine Kombination aus drei Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen 21, 22 und 61 und einem 1 :-1-Umwandler: die erstgenannten sind unter Verwendung der mehrschichtigen Übertragungsleitung, die ein Massemetall mit einem Schlitz verwenden, in Übereinstimmung mit der Erfindung ausgebildet; und der letztgenannte ist unter Verwendung der gekoppelten Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen 111 und 112 ausgebildet.
In Fig. 37-39 sind zwei Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen 21 und 22 auf dem Halbleitersubstrat 1 ausgebildet. Andererseits ist eine Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung 61 auf der dielektrischen Schicht 5 ausgebildet. Diese Elemente sind über Durchlöcher wie in Fig. 36 gezeigt verbunden. Im Einzelnen ist der auf der oberen Schicht ausgebildete Port 71 über das Durchloch 91 mit einem Ende der unteren Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung 21 verbunden. Das andere Ende der Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung 21 ist über das Durchloch 92 mit einem Ende der oberen Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung 61 verbunden, und dieser Verbindungspunkt ist zu einem Port 72 geführt. Das andere Ende der Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung 61 ist mit einem Port 74 verbunden, und ist über das Durchloch 93 mit einem Ende der Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung 22 der unteren Schicht verbunden. Das andere Ende der Viertelwellenlängen- Übertragungsleitung 22 ist mit dem Port 73 verbunden. Der Port 73 ist auf derselben Schicht wie die Kopplungsleitung 112 ausgebildet.
Schlitze 41 sind in dem Massemetall 4 an Positionen ausgebildet, die durch Projizieren der Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen 21, 22 und 61 auf das Massemetall 4 definiert werden. Somit ist der Abschnitt der mehrschichtigen Übertragungsleitung aufgebaut.
Andererseits ist der 1 :-1-Umformungsabschnitt wie folgt angeordnet: Zunächst ist ein Massemetall 45 auf dem Halbleitersubstrat 1 ausgebildet. Das Massemetall 45 ist über das Durchloch 97 mit dem Massemetall 4 verbunden. Ferner ist eine Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung 111 auf der dielektrischen Schicht 5 ausgebildet, und ist eine Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung 112 darunter in der dielektrischen Schicht 5 ausgebildet. Die Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen 111 und 112 sind Kopplungsleitungen, die den 1 :-1-Umwandler bilden.

AUSFÜHRUNGSBEISPIEL 13

Fig. 40 und 41 zeigen ein Ausführungsbeispiel einer Ein-Chip- Empfänger-MMIC, welche den Wilkinson-Teiler in Übereinstimmung mit der Erfindung verwendet. Der Empfänger umfaßt einen Funkfrequenz- bzw. RF-Verstärker 210 und einen Mischerabschnitt 230. Der RF-Verstärker 210 beinhaltet einen rauscharmen Verstärker (LNA; Low Noise Amplifier) 211 und dreistufige Verstärker mit variabler Verstärkung (VGAs; Variable Gain Amplifiers) 212-214. Jeder Verstärker mit variabler Verstär- kung weist einen Kaskoden-Feldeffekttransistor bzw. -FET auf, uns seine Verstärkungssteuerung erfolgt durch Einstellen der an ein zweites Gate Vc angelegten Vorspannung.
Der Mischerabschnitt 230 besteht aus einem Bildsperr- bzw. unterdrückungsmischer und verwendet zwei FET-Mischer 232 und 233 mit lokaler Injektion in den Drain-Bereich. Die beiden Mischer 232 und 233 mischen die durch den Wilkinson-Teiler 231 halbierten RF-Signale mit zwei lokalen Signalen, die jeweils von einem 90 Grad-Koppler 234 zugeführt werden, wodurch diese in zwei Zwischenfrequenz- bzw. IF-Signale frequenzkonvertiert werden.
Fig. 41 zeigt eine Schaltungsstruktur des Empfängers. Aktive Einrichtungen 302 wie beispielsweise FETs sind auf einem Halbleitersubstrat 301 ausgebildet, gefolgt von einer dielektrischen Schicht 303, einem Massemetall 304, einer dielektrischen Schicht 305 und Übereinstimmungsschaltungen 306, die in dieser Reihenfolge ausgebildet sind. Somit wird durch Bereitstellen einer mehrschichtigen Struktur und durch spiralförmiges Ausbilden von die Übereinstimmungsschaltungen 306 bildenden Übertragungsleitungen um die FETs eine kleine MMIC hoher Dichte erreicht. Ferner wird die von dem Teiler belegte Fläche durch die Verwendung des Wilkinson-Teilers in Übereinstimmung mit der Erfindung nahezu halbiert.
Wie vorstehend beschrieben wurde, unterscheiden sich bei der mehrschichtigen Übertragungsleitung, die ein Massemetall mit einem Schlitz verwendet, in Übereinstimmung mit der Erfindung und bei die Übertragungsleitung verwendenden Hybriden die tatsächlichen Längen der oberen und der unteren Übertragungsleitungen stark. Dies ist deshalb so, weil sich die Dielektrizitätskonstanten der oberhalb und unterhalb des Massemetalls ausgebildeten Übertragungsleitungen stark unterscheiden. Demgemäß kann die Kopplung zwischen den oberen und unteren Übertragungsleitungen trotz der Schlitze sehr klein gehalten werden. Infolgedessen können Mikrowellenhybride mit guten Charakteristiken realisiert werden. Darüber hinaus kann, da die Übertragungsleitungen gestapelt sind, die Schaltungsfläche um einen Faktor 2 oder größer reduziert werden. Außerdem können, da die Abmessungen sehr klein sind derart, daß die Leitungsbreiten 5-10 um betragen, und die Dicke der dielektrischen Schicht 5 um beträgt, die Übertragungsleitungen mäanderförmig ausgebildet werden, wobei die Kopplung zwischen den Leitungen locker gehalten wird. Dies ermöglicht es, die Schaltungsfläche weiter zu reduzieren.

Claims

1. Übertragungsleitungspaar, umfassend:

eine erste dielektrische Schicht (3);

eine metallische Masseschicht (4), die auf der ersten dielektrischen Schicht bereitgestellt ist;

eine zweite dielektrische Schicht (5), die auf der metallischen Masseschicht bereitgestellt ist;

eine erste Übertragungsleitung (2), die auf der ersten dielektrischen Schicht auf der der metallischen Masseschicht gegenüberliegenden Seite bereitgestellt ist;

eine zweite Übertragungsleitung (6), die auf der zweiten dielektrischen Schicht auf der der metallischen Masseschicht gegenüberliegenden Seite bereitgestellt ist;

einen Schlitz (41) in dem Massemetall; und bei dem

die erste Übertragungsleitung (2), die zweite Übertragungsleitung (6) und der Schlitz (41) derart angeordnet sind, daß die Längsachsen derselben in einer gemeinsamen Ebene liegen, die sich senkrecht zu der metallischen Masseschicht (4) erstreckt;

dadurch gekennzeichnet, daß

die erste dielektrische Schicht (3) auf einem Substrat mit einer größeren Dielektrizitätskonstanten als die der ersten dielektrischen Schicht bereitgestellt und derart ausgebildet ist, daß sich die erste Übertragungsleitung (2) zwischen dem Substrat und der ersten dielektrischen Schicht befindet.

2. Übertragungsleitungspaar nach Anspruch 1, bei dem eine dritte dielektrische Schicht (11) auf dem Substrat bereitgestellt ist und sich die erste Übertragungsleitung (2) zwischen der dritten dielektrischen Schicht und der ersten dielektrischen Schicht befindet.

3. Übertragungsleitungspaar nach Anspruch 1 oder 2, bei dem das Substrat (1) ein Halbleitersubstrat ist.

4. Übertragungsleitungspaar nach Anspruch 1 oder 2, bei dem das Substrat (1) ein dielektrisches Substrat ist.

5. Übertragungsleitungspaar nach Anspruch 1 oder 2, bei dem das Substrat (1) ein Keramiksubstrat ist.

6. Wilkinson-Teiler, verwendend ein Übertragungsleitungspaar nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem die erste und die zweite Übertragungsleitung (21; 61) des Übertragungsleitungspaars 1/4-Wellenlängen-Übertragungsleitungen des Wilkinson-Teilers bilden.

7. Wilkinson-Teiler nach Anspruch 6, bei dem der Wilkinson- Teiler ein einstufiger Wilkinson-Teiler mit zwei Ausgängen ist und jede der ersten und der zweiten Übertragungsleitung (21; 61) eine der 1/4-Wellenlängen-Übertragungsleitungen beinhaltet.

8. Wilkinson-Teiler nach Anspruch 6, bei dem der Wilkinson- Teiler ein mehrstufiger Wilkinson-Teiler ist und jede der ersten und der zweiten Übertragungsleitung zumindest zwei der 1/4-Wellenlängen-Übertragungsleitungen (21, 22; 61, 62) beinhaltet.

9. Wilkinson-Teiler nach Anspruch 6, bei dem der Wilkinson- Teiler ein Mehrfachausgang-Wilkinson-Teiler mit drei oder mehr Ausgängen ist und zumindest die erste oder die zweite Übertragungsleitung (21; 61) eine Vielzahl von 1/4-Wellenlängen-Übertragungsleitungen (21, 22; 61) beinhaltet, von denen jede mit einem Ende mit einem Eingangsport (71) verbunden ist und bei denen jedes der anderen Enden mit den Ausgängen (72, 73, 74) verbunden ist.

10. 90 Grad-Verzweigungsleitungshybrid, verwendend ein Übertragungsleitungspaar nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem der Hybrid vier in einer Schleife verschaltete 1/4-Wellenlängen-Übertragungsleitungen umfaßt und die erste und die zweite Übertragungsleitung (21, 22; 61, 62) die 1/4-Wellenlängen- Übertragungsleitungen bilden.

11. 90 Grad-Verzweigungsleitungshybrid nach Anspruch 10, bei dem der 90 Grad-Verzweigungsleitungshybrid ein Mehrstufen-90 Grad-Verzweigungsleitungshybrid ist und jede der ersten und der zweiten Übertragungsleitungen (21-24; 61-63) zumindest drei 1/4-Wellenlängen-Übertragungsleitungen (21, 23, 24; 61, 62, 63) beinhaltet.

12. Quasi-konzentrierter 90 Grad-Verzweigungsleitungshybrid, verwendend ein Übertragungsleitungspaar nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem der Hybrid in einer Schleife verschaltete Wellenlängen-Übertragungsleitungen und Kondensatoren (101- 104), die zwischen der Masse und jeweiligen Verbindungspunkten der Wellenlängen-Übertragungsleitungen verschaltet sind, umfaßt und die erste und die zweite Übertragungsleitung (25, 26; 25, 66) die Wellenlängen-Übertragungsleitungen bilden.

13. Quasi-konzentrierter 90 Grad-Verzweigungsleitungshybrid nach Anspruch 12, bei dem jede der ersten und der zweiten Übertragungsleitung (25, 26; 65, 66) eine 1/12-Wellenlängen- Übertragungsleitung (25, 65) und eine 1/8-Wellenlängen-Übertragungsleitung (76, 66) beinhaltet, die wechselnd in einer Schleife verschaltet sind.

14. Quasi-konzentrierter 90 Grad-Verzweigungsleitungshybrid nach Anspruch 12, bei dem der quasi-konzentrierte 90 Grad- Verzweigungsleitungshybrid ein mehrstufiger quasi-konzentrierter 90 Grad-Verzweigungsleitungshybrid ist und jede der ersten und der zweiten Übertragungsleitung (25-28; 65-67) zumindest drei Wellenlängen-Übertragungsleitungen (25, 27, 65, 67; 26, 28, 66) beinhaltet.

15. 180 Grad-Rat-Race-Hybrid, verwendend ein Übertragungsleitungspaar nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem der Hybrid eine 3/4-Wellenlängen-Übertragungsleitung (29) und drei 1/4- Wellenlängen-Übertragungsleitungen (62-64), die in einer Schleife verschaltet sind, umfaßt und die erste und die zweite Übertragungsleitung (29; 62-64) die 3/4-Wellenlängen-Übertragungsleitung (29) und die 1/4-Wellenlängen-Übertragungsleitungen bilden.

16. Quasi-konzentrierter 180 Grad-Rat-Race-Hybrid, verwendend ein Übertragungsleitungspaar nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem der Hybrid in einer Schleife verschaltete Wellenlängen-Übertragungsleitungen (26, 28, 66) und Kondensatoren (103- 105), die zwischen der Masse und jeweiligen Verbindungspunkten der Wellenlängen-Übertragungsleitungen verschaltet sind, umfaßt und die erste und die zweite Übertragungsleitung (26, 28; 66) die Wellenlängen-Übertragungsleitungen (26, 28, 66) bilden.

17. Quasi-konzentrierter 180 Grad-Rat-Race-Hybrid nach Anspruch 16, bei dem die erste Übertragungsleitung zwei 1/8- Wellenlängen-Übertragungsleitungen (28, 66) beinhaltet und die zweite Übertragungsleitung eine 1/8-Wellenlängen-Übertragungsleitung (26) beinhaltet, die in einer Schleife mit einem Kondensator (105) verschaltet sind.

18. Gegenphasen-Hybridring, verwendend ein Übertragungsleitungspaar nach einem der Ansprüche 1 bis 5 und eine dritte Übertragungsleitung (22), die auf der ersten dielektrischen Schicht auf der der metallischen Masseschicht gegenüberliegenden Seite bereitgestellt ist, wobei die dritte Übertragungsleitung (22), die zweite Übertragungsleitung (61) und der Schlitz (41) derart angeordnet sind, daß die Längsachsen derselben in einer weiteren gemeinsamen, sich senkrecht zu der metallischen Masseschicht (4) erstreckenden Ebene liegen, und wobei die Gabel einen 1 :-1-Übertrager (111, 112) und drei in einer Schleife verschaltete 1/4-Wellenlängen-Übertragungsleitungen (21, 22, 61) umfaßt, und die erste und die dritte Übertragungsleitung (21, 22) zwei der 1/4-Wellenlängen-Übertragungsleitungen bilden und die zweite Übertragungsleitung (61) die dritte 1/4-Wellenlängen-Übertragungsleitung bildet.

19. Empfänger, beinhaltend einen Hochfrequenzverstärker (210) und einen Bildunterdrückungsmischer (230) mit einem Teiler (231), wobei der Teiler ein Übertragungsleitungspaar nach einem der Ansprüche 1 bis 5 verwendet und die erste und die zweite Übertragungsleitung (21, 61) 1/4-Wellenlängen-Übertragungsleitungen des Teilers bilden.

20. Bildunterdrückungsmischer (230) zum Mischen einer Vielzahl von Hochfrequenzsignalen mit lokalen Signalen zum Ausgeben von Zwischenfrequenzsignalen, bei dem die Hochfrequenzsignale durch Teilen eines empfangenen Hochfrequenzsignals in einem ein Übertragungsleitungspaar nach einem der Ansprüche 1 bis 5 verwendenden Teiler (231) erhalten werden, wobei der Teiler zwei oder mehr 1/4-Wellenlängen-Übertragungsleitungen umfaßt, von denen jede an einem Ende mit dem empfangenen Hochfrequenzsignal versorgt wird und bei denen jedes der anderen Enden die Vielzahl von Hochfrequenzsignalen ausgibt, und die erste und die zweite Übertragungsleitung (21, 61) die 1/4-Wellenlängen- Übertragungsleitungen bilden.