DE3342726A1

DE3342726A1 - Einstellbare breitband-phasenmodulationsschaltung

Info

Publication number: DE3342726A1
Application number: DE19833342726
Authority: DE
Inventors: Mahesh Dayton N.J. Kumar
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1983-03-28
Filing date: 1983-11-25
Publication date: 1984-10-04
Also published as: US4549152A; FR2543760B1; GB8331222D0; DE3342726C2; GB2137448B; GB2137448A; FR2543760A1; JPS59182605A

Description

US-Ser,No. 479 452
AT: 28. März 1983

RCA Corporation/ New York, N.Y. (V,St.A.)

Einstellbare Breitband-Phasenmodulationsschaltung

Die Erfindung bezieht sich auf Phasenmodulationsschaltungen/ insbesondere solche, bei denen sich der Grad der Phasenmodulation einstellen läßt.

Phasenmodulationsschaltungen finden als Modulatoren in ■5 Kommunikationssystemen Verwendung, und zwar sowohl in erdgestützten als auch bei Flugzeugen, und andere Phasenmodulationschaltungen können auch in anderen Anwendungen benutzt werden, beispielsweise in Verbindung mit Phasenmusterradarsystemen (phased array radars). Eine bekannte Phasenmodulationsschaltung der generellen Art, wie sie die Erfindung betrifft, ist in einem Artikel beschrieben "Broad-Band ActivePhase Shifter Using Dual-Gate MESFET" von M. Kumar, R.J. Menna und H. Huang in IEEE Transactions on Microwave-Theory-and Techniques, Band MTT-29, Nr. 10 vom Oktober 1981 auf den Seiten 1098-1102. Die in diesem Artikel beschriebene Phasenschieberschaltung verwendet ein 180"-Hybrid, welches selbst aus drei 90°-Kopplern besteht, sowie ein Stück als Verzögerung wirkender Wellenleiter. Die bekannte

^OKJ Schaltung verwendet zwei zusätzliche 90"-Koppler, drei Gleichphasenkombinatoren mit zwei Eingängen und vier Doppelgat-Feldeffekttransistorverstärker. Damit steht sie im Gegensatz zur Erfindung, die fünf 90"-Koppler, von denen jedoch keiner als 180°-Hybrid benutzt wird,

vier Verstärker und einen Gleichphasenkombinator mit

-^: ' "- "- """"*" 33A2726

zwei Eingängen verwendet. Da die Erfindung kein 18O°~ Hybrid wie der Stand der Technik benötigt, ergibt sie eine größere Bandbreite als die bekannte Schaltung. Da ferner die Anzahl der Elemente niedriger liegt, läßt sich die Schaltung kleiner aufbauen, was eine erwünschte Eigenschaft ist.

Gemäß einer bevorzugten Ausfuhrungsform der Erfindung enthält eine zwischen einen Eingangsanschluß und einen Ausgangsanschluß geschaltete Phasenmodulationsschaltung die Kombination eines ersten, zweiten, dritten, vierten und fünften 90°-Kopplers, eines ersten, zweiten, dritten und vierten Verstärkers einstellbarer Verstärkung mit einem Gleichphasenkombinator, der mit einem Ausgang an den Ausgangsanschluß der Schaltung angeschlossen ist. Ein Eingang des ersten 90°-Kopplers ist mit dem Schaltungseingangsanschluß verbunden, die Ausgänge des ersten 90°-Kopplers sind mit den jeweiligen Eingängen des zweiten und dritten 90°-Kopplers verbunden. Der zweite und dritte 90°-Koppler ist jeweils mit einem der vier Verstärker einstellbarer Verstärkung verbunden. Die Ausgänge der einstellbaren Verstärker sind mit den Eingängen des vierten und fünften 90°-Kopplers verbunden. Je ein Ausgang des vierten und fünften 90°-Kopplers ist mit einem entsprechenden Eingang des Gleichphasenkombinators verbunden. Durch Einstellung der Verstärkungen der verschiedenen Verstärker in vorbestimmter Weise kommt ein Signal am Eingangsanschluß im gesamten Phasenbereich zwischen 0 und 360° verschoben am Aus-

^ gangsanschluß erscheinen.

Fig. 1 zeigt ein elektrisches Schaltbild einer einstellbaren Phasenmodulationsschaltung gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung, 35

Fig. 2 zeigt ein Schaltbild eines Verstärkers, der sich zur Verwendung in der Schaltung nach Fig. 1 eignet,

Fig. 3 zeigt ein Vektordiagramm zur Erläuterung der Betriebsweise der Phasenmodulationsschaltung nach Fig.1 und

Fig. 4 zeigt ein elektrisches Schaltbild eines Teils einer gegenüber Fig. 1 abgewandelten Phasenmodulationsschaltung.

In Fig. 1 ist eine 360°-Phasenmodulationsschaltung 10 gezeigt, der an einem Eingangsanschluß 12 ein Wechselsignal, typischerweise im Mikrowellenbereich, zuführbar, ist und die an einem Ausgangsanschluß 14 ein Signal liefert, das um irgendeinen Betrag phasenverzögert ist und typischerweise auch eine Amplitudenverschiebung aufweist. Ein Eingangsanschluß 12 und eine Absculußimpedanz 16 sind jeweils an ein Paar Eingänge 18 und 20 eines ersten 90°-Kopplers 22 angeschlossen. Der Koppler 22 kann typischerweise ein verflochtener Koppler, typischerweise ferner ein 3dB-Koppler sein; obwohl das Konstruktionsverfahren als auch die Leistungsaufteilung nicht kritisch sind. Ein verflochtener 3dB-Koppler der Art, wie er typischerweise als Koppler 22 benutzt wird, ist in der US-PS 4 394 629 veranschaulicht und beschrieben. Der mathematische Ausdruck bei den Ausgängen 24 und 26 des Kopplers 22 (und an anderen Stellen in Fig. 1) beschreibt das Signal an diesen Punkten für den Fall eines Signales vom Einheitswert am Eingangsanschluß 12 unter Vernachlässigung der Leitungsverluste und dielektrischen Verluste beim Durchlaufen des Kopplers 22 und der anderen noch zu beschreibenden Komponenten. So ist das Signal am Anschluß 24 cos θ * e"-⁵ , wobei θ der Koppelwinkel (45° für einen 3dB-Koppler) ist, · das Multipli-. kationssymbol, j das Symbol für imaginäre Zahlen,

—δ-Ι ß die Ausbrextungskonstante durch den Koppler und I die Koppe Hänge.

Der Anschluß 24 und eine Abschlußimpedanz 28 sind jec weils mit einem Paar Eingangsanschlüsse 32 und 30 eines zweiten 90°-Kopplers 34 verbunden, während der Anschluß 26 und eine Abschlußimpedanz 36 an entsprechende eines Paares Eingangsanschlüsse 38 und 40 eines dritten 90°- Kopplers 42 angeschlossen sind. Die Koppler 34 und 42

IQ sind typischerweise identisch mit dem Koppler 22 aufgebaut. Man vergegenwärtige sich, daß die Längen der Wellenleiter zwischen den Anschlüssen 24 und 32 und zwischen den Anschlüssen 26 und 38 praktisch nicht zu existieren brauchen, in Fig. 1 sind sie jedoch veran-

]5 schaulicht, um die mathematischen Ausdrücke in der Figur anbringen zu können.

Ein Paar Ausgangsanschlüsse 44, 46 des Kopplers 42 sind jeweils mit einem ersten bzw. zweiten Doppelgate-MESFET-Verstärker 51 bzw. 52 verbunden, die ebenfalls mit 1 und 2 bezeichnet sind, um die folgende Betriebsbeschreibung zu erleichtern, gleichermaßen ist ein Paar Ausgangsanschlüsse 48, 50 des Kopplers 34 entsprechend mit einem dritten bzw. vierten Doppelgate-MESFET-Verstärker 53 bzw. 54 verbunden, die ebenfalls mit 3 und 4 bezeichnet sind. Die Verstärker 51-54 können typischerweise solche Verstärker sein, wie sie von M. Kumar und H. Huang im Artikel "Dual-Gate MESFET Variable-Gain Constant-Output Power Amplifier" in den IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Band MTT-29, Nr. 3 vom März 1981 auf den Seiten 185-189 beschrieben sind und in der beiliegenden Fig. 2 veranschaulicht sind, auf die nun verwiesen sei.

In Fig. 2 ist innerhalb des gestrichelten Blockes 51a ein Verstärker 51 gezeigt, der ebenso wie die anderen Verstärker 52-54 eine Eingangsimpedanz-Anpassungsschaltung 57 enthält, die zwischen den Anschluß 44 (siehe Fig. 1) und das Gate G. des verwendeten Doppelgate-MESFET 58 gekoppelt ist. Eine Ausgangsanpassungsimpedanz 59 ist zwischen die Drainelektrode D des MESFET 58 und den Anschluß 60 geschaltet (siehe Fig. 1). Die Sourceelektrode S des MESFET 58 liegt am System Masse, während das Gate G~ mit einer Regelschaltung 56 verbunden ist. In Fig. 2 ist die übliche Vorspannungsschaltung dargestellt.

Die Ausgänge der Verstärker 51 und 52 sind jeweils mit einem eines Paares Eingangsanschlüssen 60, 62 eines vierten 90°-Kopplers 64 verbunden, während die Ausgänge der Verstärker 53 und 54 mit jeweils einem eines Paares Eingangsanschlüsse 66, 68 eines fünften 90°-Kopplers verbunden sind. Die Koppler 64 und 70 können typischerweise identisch mit dem Koppler 22 sein. Die Ausgangsanschlüsse 72 und 74 des Kopplers 64 sind jeweils mit einer Abschlußimpedanz 76 und einem Eingangsanschluß eines Gleichphasenkombinators 80 verbunden. Gleiche Ausgangsanschlüsse 82 und 84 des Kopplers 70 sind jeweils mit einer Abschlußimpedanz 86 und einem Eingangsanschluß 90 des Kombinators 80 verbunden. Der Ausgangsanschluß 92 des Kombinators 80 ist mit dem Ausgangsanschluß 14 verbunden, während eine Isolationsimpedanz 94 über den Eingangsschenkel des Kombinators 80 liegt.

Der mathematische Ausdruck der Punkte X und Y hängt vom Zustand der verschiedenen Verstärker 51-54 ab und ist in der als Teil der Zeichnung in dieser enthaltenen Tabelle veranschaulicht, wie noch beschrieben wird.

-ΙΟΊ Die tatsächliche Phasenverschiebung des Signals am Ausgangsanschluß 14 gegenüber dem Eingang am Eingangsanschluß 12 hängt von der Verstärkung jedes der Verstärker 51-54 ab, welche durch die Regelschaltung 56 bestimmt wird. Die Schaltung 56 liefert vier unabhängig voneinander einstellbare Spannungen, die beispielsweise von 0 bis -4 V variieren können. Die Einstellung läßt sich in geeigneter Weise, beispielsweise mit Hilfe eines programmierten Mikrocomputers regeln. Durch Veränderung der Regelspannung von 0 bis 4 V läßt sich der Verstärkungsgrad des Verstärkers beispielsweise von etwa +1OdB bis -4OdB verändern. Die mathematischen Ausdrücke an den Ausgängen der Koppler 64 und 70, wie sie in der Tabelle angeführt sind, seien nun erläutert.

Mit Bezug auf Fig. 1 und den Fall 1 in der Tabelle sei ein Eingangssignal der Einheitsgröße am Eingangsanschluß 12 angenommen, ferner seien alle Koppler 22, 34, 42, 64 und 70 3dB-Koppler, ferner sei θ = 45°, und Regelschaltung 56 regele die Verstärker 2 und 3 vollständig in dem Sperrpunkt, dann ist das Signal am Punkt X A₁ · sin θ · cos θ · e"-¹ . ', wobei φ die im Verstärker auftretende Phasenverzögerung ist und die übrigen Symbole die bereits erläuterte Bedeutung haben. Entsprechend ist das Signal am Punkt Y A₄ · cos³ θ · e~^^{39Ä + φ}. Für den angenommenen Fall von 3dB-Kopplern haben die Ausdrücke

2 3

sin θ · cos θ und cos θ identische Werte und sind konstant. Der Ausdruck e -¹ , der identisch an beiden Punkten X und Y auftritt, ist frequenzabhängig. Da jedoch die Ausdrücke identisch sind, besteht zwischen ihnen bei Frequenzänderungen Gleichlauf. Daher kann die Schaltung 10 als breitbandig angesehen werden. Vernachlässigt man die Ausdrücke gemeinsamen Wertes in den Signalgleichungen an den Punkten X und Y, dann reduziert sich die Gleichung am Punkt X zu JA.. , wobei j die

Imaginärzahl ist. Das bedeutet, daß das Signal am Punkt X lediglich vom Verstärkungsgrad des Verstärkers abhängt, welcher durch die Regelschaltung 56 bestimmt wird. Entsprechend wird die Gleichung am Punkt Y bei Vernachlässigung der Ausdrücke gemeinsamen Wertes zu A. und hängt lediglich vom Verstärkungsgrad des Verstärkers 4 ab. Die Signale A. und JA₁ werden durch den Gleichphasenkombinator 80 zu einem Signal am Anschluß zusammengefaßt, dessen Phasenlage je nach den relativen Werten von A₁ und A. zwischen 0° und 90° liegt (siehe Fig. 3). Die Phasenwinkel 0° und 90° beziehen sich auf irgendeine willkürliche Referenz. D.h., daß 0° nicht 0° hinsichtlich des Eingangssignals am Anschluß 12 bedeutet. Jedenfalls haben die Ausgangssignale an den Punkten X und Y, wie sie durch den Verstärkungsgrad der verschiedenen Verstärker 51-54 bestimmt werden, gegenseitige Beziehungen zueinander, wie sie in Fig. 3 dargestellt sind.

Der tatsächliche Phasenwinkel am Ausgang hinsichtlich 0° in Fig. 3 hängt von den Größen von A₁ und A₄ ab. Ist A₁ = A4, dann beträgt der Phasenwinkel des Ausgangssignals 45°. Ist A₁ > A., dann liegt der Winkel zwischen 0°und 45°. Ist A₄ > A₁, dann liegt der Phasenwinkel zwischen 45° und 90°. Ist A₄ = 0 und A₁ größer als 0 (Fall 5) dann ist der Phasenwinkel 0°. Andere Phasenwinkel lassen sich erzielen durch Einschalten und Sperren verschiedener der Verstärker, wie es die Tabelle angibt.

Man erkennt, daß die Schaltung nach Fig. 1 sich außer zu der beschriebenen Phasenmodulation oder auch zusätzlich zu dieser für Amplitudenmodulationen eignet. Wenn für den Fall 1 A₁ gleich der Einheit 1 und A₂ gleich

der Einheit 1 ist, dann ergibt sich eine Phasenverschiebung von 45° mit einem Ausgangssignal am Anschluß

von 1,414 Einheiten, Wenn sowohl A. als auch A₄ auf zwei Einheiten anwachsen, dann bleibt die gleiche Phasenverschiebung von 45° erhalten, aber das Ausgangssignal am Anschluß 14 wird 2,828 Einheiten groß. Liegt A₁ bei zwei Einheiten und A₄ bei einer Einheit, dann beträgt das Ausgangssignal! am Anschluß 14 2,236 Einheiten und hat einen Phasenwinkel von 63,43°. Damit haben sich sowohl Amplitude als auch Phase verändert.

]0 Es läßt sich zeigeh, daß durch geeignete Wahl der Eingangssignale für die vier Steuergates die folgenden Modulationsfunktionen von der Schaltung 10 durchgeführt werden können:
a) Amplitudenmodulation;

b) Pulscodemodulation;

c) Frequen zmodulation;

d) Phasenmodulation;

e) kontinuierliche Phasenmodulation;

f) Doppelphasenverschiebungstastung; g) Vierfachphasenverschiebungstastung;

h) Multiphasenverschiebungstastung;

i) Einseitenbandmodulation;

j) Quadraturamplitudenmodulation; und

k) Kombinationen der obengenannten Modulationen.

Eine abgewandelte Phasenmodulationsschaltung zeigt Fig. 4, welche nun betrachtet werden soll. Die Betriebsweise der Schaltung nach Fig. 4 stimmt mit derjenigen nach Fig. 1 überein, und ihr Aufbau vom Eingangsanschluß 12 zu den Verstärkern ist der gleiche wie in Fig. 1 und daher in Fig. 4 nicht nochmals gezeichnet. Ein typischer MESFET der Art, wie er in Fig. 1 oder 4 verwendet wird, hat eine Ausgangsimpedanz von etwa 10 Ohm, dennoch sind 90°-Koppler wie die Koppler 64 und 70 in Fig. 1 typischerweise für Eingangsimpedanzen. und Ausgangsimpedanzen von

50 Ohm ausgelegt. Daher muß die typische Anpassungsschaltung zwischen dem FET und dem 90"-Koppler eine Anpassung zwischen 10 Ohm und 50 Ohm vornehmen.

In Fig. 4 sind die Ausgangsanpassungsschaltungen 151a-154a getrennt von ihren jeweils zugeordneten Verstärkern 151-154 veranschaulicht, also anders als bei der üblichen Art, solche Verstärker zu zeigen, für die vorausgesetzt wird, daß sie Ausgangsimpedanzschaltungen enthalten, wie dies in Fig. 1 ausgeführt ist. In Fig. 4 sind die 90°- Koppler 164 und 170 identisch mit den Kopplern 64 bzw. 70 in Fig. 1 mit der Ausnahme, daß die Koppler 164 und 170 Eingangsimpedanzen von 25 Ohm und nicht von 50 Ohm an den Eingängen 160, 162 und 168 sowie an den Ausgängen 172, 174, 182 und 184 haben- Solche Koppler sind beschrieben von M. Kumar et al im Aufsatz "Monolithic GaAs Interdigitated Couplers" in IEEE Transactions on Electron Devices,Band ED-30, Nr. 1 vom Januar 1983 auf den Seiten 29-32. Daher sind die Anpassungsschaltungen so ausgelegt, daß sie die etwa 10 Ohm-Ausgangsimpedanz der Verstärker 151-154 an die 25 Ohm-Eingangsimpedanz der Koppler 164 und 170 anpassen. In Fig. 4 ist auch die PhasenkombinationsSchaltung 180 identisch mit dem Gleichphasenkombinator 80 aus Fig. 1 mit der Ausnahme, daß sie statt 50 Ohm eine Impedanz von 25 Ohm an den Eingängen 178 und 190 hat und am Ausgang 192 die übliche Impedanz von 50 Ohm. Ein solcher Gleichphasenkombinator ist von L.I. Parad und R.L. Moynihan beschrieben im Aufsatz "Split-Tee Power Divider" in den IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Band ΜΤΤ-13/Vom Januar 1965 auf den Seiten 91-95. Durch Verwendung von 25 Ohm-Kopplern lassen sich einige Vorteile realisieren. Zunächst wird die Anzahl der Anpassungselemente in den Schaltungen 151a-154a gegenüber der in üblichen An-

^OD passungsschaltungen verwendeten Anzahl verringert, so

daß die Phasenschieberschaltung räumlich kleiner wird. Ein 25 Ohm-Koppler hat niedrigere Signalverluste als ein 50 Ohm-Koppler. Wegen der geringeren Verluste in der Anpassungsschaltung und wegen des kleineren Impedanztransformationsverhältnisses wird die Bandbreite der Schaltung gegenüber eine ausschließlich 50 Ohm-Komponenten verwendenden Sbhaltung verbessert. Wenn man 90°- Koppler 164-170 mit 10 Ohm praktisch herstellen könnte, dann könnten die Bauelemente in den Anpassungsschaltungen 151a-154a und damit die gesamte Phasenschieberschaltung noch kleiner gemacht werden. Obwohl die bekannten Techniken solche Koppler mit niedrigerer Impedanz noch nicht praktisch herzustellen gestatten, könnten in Zukunft solche Koppler niedrigerer Impedanz durchaus herstellbar werden.

	έ	O S ι On	180°-270°	I O R CVl	O	90°	180°	O CVI
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Claims

Patentansprüche

1 .J Phasenmodulationsschaltung zur Bestimmung.der zwischen einem Eingangsanschluß (12) und einem Ausgangsanschluß (14) der Schaltung auftretenden Phasenverschiebung eines dem Eingangsanschluß zugeführten Signals, mit einer zusammengeschalteten Kombination aus einer Mehrzahl von 90°-Kopplern (22, 34 etc), von denen jede ein Paar Eingangsanschlüsse (beispielsweise 30, 32) und ein Paar Ausgangsanschlüsse (beispielsweise 48, 50) aufweist, einer Mehrzahl in ihrem Verstärkungsgrad einstellbarer Verstärker (51, 52 etc) mit je einem Regeleingang, einem Eingangsanschluß und einem Ausgangsanschluß, einer mit dem Regel-

~2-

eingang jedes der jeweiligen Verstärker gekoppelten Steuerschaltung (56) zur Bestimmung des Verstärkungsgrades der Verstärker und mit einem Gleichphasenkombinator (80), der ein Paar Eingangsanschlüsse (78, 90) und einen mit dem Ausgangsanschluß (14) gekoppelten Ausgang (92) aufweist,
dadurch gekennzeichnet,

daß die Eingangsanschlüsse (18, 20) eines ersten (22) der 90°-Koppler mit dem Eingangsanschluß (12) bzw. einer Abschlußimpedanz (16) gekoppelt sind,

daß einer (26) des Paares von Ausgangsanschlüssen . (26, 24) des ersten 90°-Kopplers und eine Abschlußimpedanz (36) mit den jeweiligen Eingängen (38, 40) eines zweiten (42) der 90°-Koppler verbunden sind, daß die anderen (24) des Paares Ausgangsanschlüsse (24, 26) des ersten 90°-Kopplers (22) und eine Abschlußimpedanz (28) mit den jeweiligen Eingängen (32, 30) eines dritten (34) der 90°-Koppler verbunden sind,

daß die Ausgänge (44, 46) des zweiten 90°-Kopplers mit den Eingängen eines ersten bzw. zweiten (51 bzw. 52) der Verstärker verbunden sind,

daß die Ausgänge (48, 50) des dritten 90°-Kopplers (34) mit den Eingängen eines dritten bzw. vierten (53 bzw. 54) der Verstärker verbunden sind, daß die Ausgänge des ersten und zweiten Verstärkers (51, 52) mit den jeweiligen Eingängen (60, 62) eines vierten (64) der 90"-Koppler verbunden sind,

daß die Ausgänge des dritten und vierten Verstärkers (53, 54) mit den jeweiligen Eingängen (66, 68) eines fünften (70) der 90°-Koppler verbunden sind,

daß einer (74, 84) jedes Paares der Ausgänge (72,74; 82, 84) sowohl des vierten als auch des fünften 90°-Kopplers (64, 70) mit einem entsprechenden der Eingänge (78, 90) des Gleichphasenkombinators (80) verbunden sind, und

daß jeder anderen Ausgänge (72, 82) des Paares von Ausgangsanschlüssen (72, 74; 82, 84) des vierten und

•j fünften 90°-Kopplers jeweils mit einer Abschlußimpedanz (76, 86) verbunden ist.
2.) Phasenmodulationsschaltung nach Anspruch 1, d a durch gekennzeichnet, daß der erste, zweite, dritte und vierte Verstärker einen Doppelgate-Feldeffekttransistor (Fig. 2) aufweisen, und daß der Eingang jedes Verstärkers durch ein erstes (G1) der beiden Gates gebildet wird und daß ein zweites (G2) der beiden Gates mit der Steuerschaltung verbunden ist.
3.) Phasenmodulationsschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der 90"-Koppler ein verflochtener (interdigitated) Koppler ist.
4.) Phasenmodulationsschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung in Abhängigkeit von der Zeit verschiedener Kombinationen von nicht mehr als gleichzeitig zwei der ersten, zweiten, dritten und vierten Verstärker aktiviert.
5.) Phasenmodulationsschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsimpedanz des ersten, zweiten, dritten und vierten Verstärkers unterschiedlich von seiner jeweiligen Eingangsimpedanz ist, und daß die Impedanz des vierten und fünften 90°-Kopplers der Ausgangsimpedanz des ersten, zweiten, dritten und vierten Verstärkers angepaßt ist.
6.) Phasenmodulationsschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsimpedanz des Gleichphasenkombinators gleich

~4„

1 der Ausgangs impedanz des ersten, zweiten., dritten und vierten Verstärkers ist und daß die Ausgangsimpedanz des Gleichphasenkombinators die gleiche wie die Eingangsimpedanz des ersten, zweiten, dritten und vierten Ver-

5 stärkers ist.