JPS59182605A - 位相変調回路 - Google Patents
位相変調回路Info
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- JPS59182605A JPS59182605A JP58225325A JP22532583A JPS59182605A JP S59182605 A JPS59182605 A JP S59182605A JP 58225325 A JP58225325 A JP 58225325A JP 22532583 A JP22532583 A JP 22532583A JP S59182605 A JPS59182605 A JP S59182605A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C7/00—Modulating electromagnetic waves
- H03C7/02—Modulating electromagnetic waves in transmission lines, waveguides, cavity resonators or radiation fields of antennas
Landscapes
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- Amplifiers (AREA)
- Gyroscopes (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、位相変調回路に関するものてあ〕、さらに
詳しく言えば位相変調の量を調整することのできる回路
に関するものである。
詳しく言えば位相変調の量を調整することのできる回路
に関するものである。
−1、発明の荷電:〉
位相変調回路は地上施設および空中施設の双方の通f8
装置における変調器として有効てあシ、また他の位相変
調回路を位相アレー・ンーダと関連した他の応用例で使
用することができる。この発明に関連する形式をもった
従来技術による位相変調回路は、1981年10月発行
のアイ・イー・イー・イー トランザクションズ オン
マイクロウェーブ セオリ アンド テクニークス(
IEEETransactions on Micr
owave Theory andMcnna )氏
、およびヒュアング氏(H、)Ju an g)の論文
「2重ゲー) MESFETを使用した広帯域能動位相
ンフタ(Broad −Band Active Ph
ase 5hifter[Jsing J)ual −
(Hate MIISFET ) J中に示されている
。この論文中に示されている位相シフト回路は3個の9
0°結合器(カプラ)と、遅延線として作用する長さの
伝送線とによって構成された1800・・イブリッドを
使用している。従来技術による回路は、さらに2個の9
0°結合器と、3個の2ポ一ト同相合成器と、4個の2
重ゲート電界効果トランジスタ(]”ET)増幅器とを
使用している。これは、5個の90°結合器(しかし1
80°)・イブリッドとして使用されるものはない)と
、4個の増幅器さ、1個の2ボ一ト同相合成器とを使用
した本願発明と対照をなすものである。この発明は従来
技術のような180°ハイブリツドを使−用していない
ので、従来技術による回路よシも広い帯域幅をもつこと
ができる。さらに部品の点数が少ないので、回路の物理
的な寸法が小さく、好ましい特性をもっている。
装置における変調器として有効てあシ、また他の位相変
調回路を位相アレー・ンーダと関連した他の応用例で使
用することができる。この発明に関連する形式をもった
従来技術による位相変調回路は、1981年10月発行
のアイ・イー・イー・イー トランザクションズ オン
マイクロウェーブ セオリ アンド テクニークス(
IEEETransactions on Micr
owave Theory andMcnna )氏
、およびヒュアング氏(H、)Ju an g)の論文
「2重ゲー) MESFETを使用した広帯域能動位相
ンフタ(Broad −Band Active Ph
ase 5hifter[Jsing J)ual −
(Hate MIISFET ) J中に示されている
。この論文中に示されている位相シフト回路は3個の9
0°結合器(カプラ)と、遅延線として作用する長さの
伝送線とによって構成された1800・・イブリッドを
使用している。従来技術による回路は、さらに2個の9
0°結合器と、3個の2ポ一ト同相合成器と、4個の2
重ゲート電界効果トランジスタ(]”ET)増幅器とを
使用している。これは、5個の90°結合器(しかし1
80°)・イブリッドとして使用されるものはない)と
、4個の増幅器さ、1個の2ボ一ト同相合成器とを使用
した本願発明と対照をなすものである。この発明は従来
技術のような180°ハイブリツドを使−用していない
ので、従来技術による回路よシも広い帯域幅をもつこと
ができる。さらに部品の点数が少ないので、回路の物理
的な寸法が小さく、好ましい特性をもっている。
〈発明の概要〉
この発明の好ましい実施例によれば、入力端子と出力端
子との間に接続された位相変調回路は、第1、第2、第
3、第4、および第5の90°結合器と、第1、第2、
第3および第4の可調整利得増幅器と1回路の出力端子
に接続された出力ポートを有する同相合成器との組合せ
からなっている。
子との間に接続された位相変調回路は、第1、第2、第
3、第4、および第5の90°結合器と、第1、第2、
第3および第4の可調整利得増幅器と1回路の出力端子
に接続された出力ポートを有する同相合成器との組合せ
からなっている。
第1の90’結合器の人力ボートは回路の入力端子に接
続されておシ、第1の90°結合器の出力ポートは第2
および第3の90°結合器の各人力ポートに接続されて
いる。第2および第3の90°結合器は4個の可調整利
得増幅器の各々に接続されている。i丁調整利得増幅器
の出力は第4および第5の90°結合器の人力ポートに
接続されている。第4および第5の900結合器の出力
ポートは同相合成器の各入力ボートに接続されている。
続されておシ、第1の90°結合器の出力ポートは第2
および第3の90°結合器の各人力ポートに接続されて
いる。第2および第3の90°結合器は4個の可調整利
得増幅器の各々に接続されている。i丁調整利得増幅器
の出力は第4および第5の90°結合器の人力ポートに
接続されている。第4および第5の900結合器の出力
ポートは同相合成器の各入力ボートに接続されている。
所定の態様で各増幅器の利得を調整することによシ、入
力端子の信号は出力端子において0°乃至3600のい
ずれかでシフトされる。
力端子の信号は出力端子において0°乃至3600のい
ずれかでシフトされる。
く好ましい実施例の詳細な説明〉
@1図において、360°位相変調回路10は、一般に
はマイクロウェーブ周波数の交番借料が供給される入力
端子12と、任意の量だけ遅延され且つ一般には振幅の
シフトされた信−りが現われる出力端子14とを具備し
ている。入力端子12.終端インピーダンス16が、第
1の90°結合器2201対の人力ポート18.20の
各一方に結合されている。結合器22は一般には相互に
交錯した結合器でよく、構成方法および電力の分割は厳
密なものでに゛ないが、一般には3dB結合器でよい。
はマイクロウェーブ周波数の交番借料が供給される入力
端子12と、任意の量だけ遅延され且つ一般には振幅の
シフトされた信−りが現われる出力端子14とを具備し
ている。入力端子12.終端インピーダンス16が、第
1の90°結合器2201対の人力ポート18.20の
各一方に結合されている。結合器22は一般には相互に
交錯した結合器でよく、構成方法および電力の分割は厳
密なものでに゛ないが、一般には3dB結合器でよい。
結合器22として使用される形式の交錯した3dB結合
器は米国特許第4394629号明細書中に示されてい
る。結合器22の出力ポート24.26(および第1図
の他の点)の近くの数学式は、入力端子12に所定の単
位値をもった信号を供給し、結合器22およびこ\に示
されている他の素子の導体および誘覗体損失を無視した
ときの上記の各点における信号を数学的に示したもので
ある。従って、ボート24における信号はcosθ・e
−1βlとなる。こ\でθは結合角(3dB結合器の場
合45° )、・は掛算を示し、Jは虚数を示し、βけ
結合器を通過する伝播定数を示し、βは結合長を示す。
器は米国特許第4394629号明細書中に示されてい
る。結合器22の出力ポート24.26(および第1図
の他の点)の近くの数学式は、入力端子12に所定の単
位値をもった信号を供給し、結合器22およびこ\に示
されている他の素子の導体および誘覗体損失を無視した
ときの上記の各点における信号を数学的に示したもので
ある。従って、ボート24における信号はcosθ・e
−1βlとなる。こ\でθは結合角(3dB結合器の場
合45° )、・は掛算を示し、Jは虚数を示し、βけ
結合器を通過する伝播定数を示し、βは結合長を示す。
ボート24および終端インピーダンス28は90°結合
器34の1対の人カポ−)32,30の各一方に結合さ
れておシ、一方、ポート26および終端インピーダンス
36は第3の90°結合器42の1対の人力ボート38
.40の各一方に結合されている。結合器34および4
2は本質的に結合器22と同じ構成である。ポート24
と32との間、ポート26 (!−38との間の各伝送
線の長さは実際には存在しないが、第1図では図中に数
学的な表示を挿入し易くするために示されている。
器34の1対の人カポ−)32,30の各一方に結合さ
れておシ、一方、ポート26および終端インピーダンス
36は第3の90°結合器42の1対の人力ボート38
.40の各一方に結合されている。結合器34および4
2は本質的に結合器22と同じ構成である。ポート24
と32との間、ポート26 (!−38との間の各伝送
線の長さは実際には存在しないが、第1図では図中に数
学的な表示を挿入し易くするために示されている。
結合器42の出力端子対44.46は第1および第2の
2重ゲー) M ID S F E T増幅器51およ
び52にそれぞれ接続されている。これらの各MESF
ET増幅器は以Fの動作説明を容易にするために1.2
の番号の増幅器の記Hによって示されている。同様に結
合器34の出力ポート対48%50は、3.4の番号で
示される第3および第4の2重ゲー) Mg5FET増
幅器53および54にそれぞれ接続されている。増幅器
51乃至54は1981年3月発行のアイ・イー・イー
彎イー トランザクションズ オン マイクロウェーブ
セオリ アンド テクニークス、Vtd l 。
2重ゲー) M ID S F E T増幅器51およ
び52にそれぞれ接続されている。これらの各MESF
ET増幅器は以Fの動作説明を容易にするために1.2
の番号の増幅器の記Hによって示されている。同様に結
合器34の出力ポート対48%50は、3.4の番号で
示される第3および第4の2重ゲー) Mg5FET増
幅器53および54にそれぞれ接続されている。増幅器
51乃至54は1981年3月発行のアイ・イー・イー
彎イー トランザクションズ オン マイクロウェーブ
セオリ アンド テクニークス、Vtd l 。
MTT −29/Fi13のクマール氏およびヒュアン
グ氏の論文12重ゲートrvlBSFB’I’ 可変
利得定出力電力増幅器(1)ual −(’tate
MESFT’:T VariaL)le −Gain
Con5tant−Output Power
AInprifier ) Jの185頁乃至189
頁に示されている7これについてd以下第2図を参照し
て説明する。
グ氏の論文12重ゲートrvlBSFB’I’ 可変
利得定出力電力増幅器(1)ual −(’tate
MESFT’:T VariaL)le −Gain
Con5tant−Output Power
AInprifier ) Jの185頁乃至189
頁に示されている7これについてd以下第2図を参照し
て説明する。
第2図を参照すると1点線のブロック51a内の増幅器
51および他の増幅器52乃至54けポー)44(第1
図)と実際の2重ゲートM1シSPE’l”5aのゲー
トG工吉の間に結合された人力インビーグンス整合回路
網57とからなっている。出力整合インピーダンス59
はMESFIシT58のドレン(D)とポート60(第
1図)との間に接続されている。MIDSFET5aの
ソース(S)は装置の接地点に接続されているが、ゲ−
)G2は制御回路56に接続されている。第2図には標
準のバイアス回路は示されてい々い。
51および他の増幅器52乃至54けポー)44(第1
図)と実際の2重ゲートM1シSPE’l”5aのゲー
トG工吉の間に結合された人力インビーグンス整合回路
網57とからなっている。出力整合インピーダンス59
はMESFIシT58のドレン(D)とポート60(第
1図)との間に接続されている。MIDSFET5aの
ソース(S)は装置の接地点に接続されているが、ゲ−
)G2は制御回路56に接続されている。第2図には標
準のバイアス回路は示されてい々い。
増幅器51および52の出力は第4の90°結合器64
の1対の人力ポートロ0.62のそれぞれに接続されて
おυ、−万博幅器53および54の出力は第5の900
結合器70の1対の入力ポートロ6.68のそれぞれに
接続されている。結合器64およびワ0は本質的に結合
器22と同じである。結合器64の出力ポートワ2およ
び74は終端インピーダンス76、同相合成器80の入
力ポードア8にそれぞれ接続されている。同様に結合器
70の出力ポート82および84け終端インピーダンス
86および合成器80の人力ボート90にそれぞれ接続
されている。合成器80の出力ポート92は出力端子1
4に接続されておシ、一方分離用インピーダンス94は
合成器800Å力脚相互間に接続されている。点Xおよ
びYの数学的な式は各種の増幅器51乃至54の状態に
依存しておシ、後程示す表に示されているようになる。
の1対の人力ポートロ0.62のそれぞれに接続されて
おυ、−万博幅器53および54の出力は第5の900
結合器70の1対の入力ポートロ6.68のそれぞれに
接続されている。結合器64およびワ0は本質的に結合
器22と同じである。結合器64の出力ポートワ2およ
び74は終端インピーダンス76、同相合成器80の入
力ポードア8にそれぞれ接続されている。同様に結合器
70の出力ポート82および84け終端インピーダンス
86および合成器80の人力ボート90にそれぞれ接続
されている。合成器80の出力ポート92は出力端子1
4に接続されておシ、一方分離用インピーダンス94は
合成器800Å力脚相互間に接続されている。点Xおよ
びYの数学的な式は各種の増幅器51乃至54の状態に
依存しておシ、後程示す表に示されているようになる。
入力端子12における人力信号に対する出力端子14に
おける借料の実際の位相シフト量は制御回路56によっ
て決定される増幅器51乃至54の各利得の関数になる
。回路56u゛、例えばOホ゛ルトから一4ボルトまで
変化し得る4種の独立した可調整電圧f:与える。可調
整電圧V」プログラムされたマイクロコンピュータのよ
うな任意適当な手段によって制御される。0から4ボル
トの制御電圧の変化によって、増幅器の利得は約+1o
dBから一40dBまで変化する。結合器64およびワ
0の出力における数学的な式は次の表に示されている。
おける借料の実際の位相シフト量は制御回路56によっ
て決定される増幅器51乃至54の各利得の関数になる
。回路56u゛、例えばOホ゛ルトから一4ボルトまで
変化し得る4種の独立した可調整電圧f:与える。可調
整電圧V」プログラムされたマイクロコンピュータのよ
うな任意適当な手段によって制御される。0から4ボル
トの制御電圧の変化によって、増幅器の利得は約+1o
dBから一40dBまで変化する。結合器64およびワ
0の出力における数学的な式は次の表に示されている。
第1図および前記表の事例1を参照する。入力端子12
に単位入力信号か供給され、22.34.42.64お
よび90けすべて3dB結合器であシ、θけ45゜であ
勺、制朗j回路56の制征lのもとて増幅りえ2およU
−3は完全にカットオフであると仮定すると、点Xr(
おける信S (d Al * jsinθ・cos2θ
・e j準1/→やとなる。こ\でφn増幅器を通過
するときの位相遅延・」)、・、J、θ、β、lはそれ
ぞれ自11に定義した辿シである。同様に点Yにおける
信q (,1,A4・cos”θ・e−」3θe十φと
kる。こ\で仮定し/+:3(出結合器では、式s i
nθ・cos2θ b cos3θけ1回か]ト11
じ匝で一定である。双方の点XおよびY Vc二おける
同し弐〇−J3ββ+φは周波数に依存する式である。
に単位入力信号か供給され、22.34.42.64お
よび90けすべて3dB結合器であシ、θけ45゜であ
勺、制朗j回路56の制征lのもとて増幅りえ2およU
−3は完全にカットオフであると仮定すると、点Xr(
おける信S (d Al * jsinθ・cos2θ
・e j準1/→やとなる。こ\でφn増幅器を通過
するときの位相遅延・」)、・、J、θ、β、lはそれ
ぞれ自11に定義した辿シである。同様に点Yにおける
信q (,1,A4・cos”θ・e−」3θe十φと
kる。こ\で仮定し/+:3(出結合器では、式s i
nθ・cos2θ b cos3θけ1回か]ト11
じ匝で一定である。双方の点XおよびY Vc二おける
同し弐〇−J3ββ+φは周波数に依存する式である。
しかしながら式は全く同じであるので、それらは周波数
の変化に追従する。従って、回路1oI′i広帯域であ
ると考えられる。点XおよびYにおける借料を表わす式
の共通のillの項を無視すると、7貞Xの式はJAl
に簡略化される。Jけ前述の通シ虚数世を表わす。すな
わち点Xにおける信@け単に増幅器1の利得の関数に簡
略化される。増幅器1の利得は制御回路56によって決
定される。同様に5点Yにおける式はA4になシ、単に
増幅器4の利得の関数になる。信%A4とJAlは同相
合成器80で比較され端子14にA工とA4の相対的な
恒によるO”(!−90’ (第3図)の間の信号を発
生する。角O0と90°は成る任意の基準に対するもの
である。0°は端子12における入力信号に対してOo
を示すものではない。それても点XおよびYにおける出
力は各増幅器51乃至54の利得によって決定され、第
3図に示すように互いに関連している。
の変化に追従する。従って、回路1oI′i広帯域であ
ると考えられる。点XおよびYにおける借料を表わす式
の共通のillの項を無視すると、7貞Xの式はJAl
に簡略化される。Jけ前述の通シ虚数世を表わす。すな
わち点Xにおける信@け単に増幅器1の利得の関数に簡
略化される。増幅器1の利得は制御回路56によって決
定される。同様に5点Yにおける式はA4になシ、単に
増幅器4の利得の関数になる。信%A4とJAlは同相
合成器80で比較され端子14にA工とA4の相対的な
恒によるO”(!−90’ (第3図)の間の信号を発
生する。角O0と90°は成る任意の基準に対するもの
である。0°は端子12における入力信号に対してOo
を示すものではない。それても点XおよびYにおける出
力は各増幅器51乃至54の利得によって決定され、第
3図に示すように互いに関連している。
第3図の0°に対する出力の実際の位相角は、八よとA
の大きさの関数となる。Aよ−A4であれば出力信号の
位相は45°になる。八〇>A4であれば、角度は0°
と45°の間にある。もしA4>A工であれば、角I廷
は45°と90°七の間にある。A=oで、八〇が0以
上の匝(事例5)であれば、位相角はOoになる。表に
示すように、増幅器のそれぞれをオン状態、オフ状態に
することによって、他の位相角が得られる。
の大きさの関数となる。Aよ−A4であれば出力信号の
位相は45°になる。八〇>A4であれば、角度は0°
と45°の間にある。もしA4>A工であれば、角I廷
は45°と90°七の間にある。A=oで、八〇が0以
上の匝(事例5)であれば、位相角はOoになる。表に
示すように、増幅器のそれぞれをオン状態、オフ状態に
することによって、他の位相角が得られる。
第1図の回路は上述の位相変調に加えて、あるいは位相
変調の代シに振幅変調にも適用することができる。従っ
て、事例1に関して、A□が1単位に等しく、またA4
が1単位に等しいと、出力端子14において45°の位
相シフトで1.414単位の出力か得られる。こ\で、
もしA工、A4か共に2単位に増加すると、同じ45°
の位相シフトが維持されるが、卓子14における出力は
2,828単位になる。A□が2単位、A4が1単位で
あれば、端子14における出力は2,236単位で、位
相角L/i63.43”になる。このように、振幅と位
相の双方が変化する。
変調の代シに振幅変調にも適用することができる。従っ
て、事例1に関して、A□が1単位に等しく、またA4
が1単位に等しいと、出力端子14において45°の位
相シフトで1.414単位の出力か得られる。こ\で、
もしA工、A4か共に2単位に増加すると、同じ45°
の位相シフトが維持されるが、卓子14における出力は
2,828単位になる。A□が2単位、A4が1単位で
あれば、端子14における出力は2,236単位で、位
相角L/i63.43”になる。このように、振幅と位
相の双方が変化する。
4個の制御ゲートへの人力信号を適当に選択することに
よシ、回路10によって次の変調機能が得られる。すな
わち、a)振幅変調、b)パルス符号変調、C)周波数
変調、d)位相変調、e)連続位相変調、f)2相シフ
ト・キーイング、g)4相シフト・キーインク、h)多
相シフト・キーインク、1)単側帯波変調、J)クオド
ラチャ振幅変調、k)これらの組合わせ。
よシ、回路10によって次の変調機能が得られる。すな
わち、a)振幅変調、b)パルス符号変調、C)周波数
変調、d)位相変調、e)連続位相変調、f)2相シフ
ト・キーイング、g)4相シフト・キーインク、h)多
相シフト・キーインク、1)単側帯波変調、J)クオド
ラチャ振幅変調、k)これらの組合わせ。
位相変調回路の別の実施例が第4図に示されている。次
にこれを参照する。第4図の回路の動作け@1図のそれ
と同様で、入力端子12から増幅器までの構成は第1図
の構成と同様であるから、それらは第4図には示されて
いない。第1図あるいは第4図の回路で使用される形式
の代表的なMESF Jil Tは出力インピーダンス
が約10オームであるが、第1図の64おまひ70のよ
うな代表的な900結合器は50オームの人力および出
力インピーダンスで動作するように設計されている。従
って、FETと90゜結合器との間の代表的な整合回路
は10オームを50オームに整合させるものである。
にこれを参照する。第4図の回路の動作け@1図のそれ
と同様で、入力端子12から増幅器までの構成は第1図
の構成と同様であるから、それらは第4図には示されて
いない。第1図あるいは第4図の回路で使用される形式
の代表的なMESF Jil Tは出力インピーダンス
が約10オームであるが、第1図の64おまひ70のよ
うな代表的な900結合器は50オームの人力および出
力インピーダンスで動作するように設計されている。従
って、FETと90゜結合器との間の代表的な整合回路
は10オームを50オームに整合させるものである。
第4図においては、第1図に示されているように、出力
整合回路網を含むと仮定した増幅器を示す通常の表示方
法とは違って、出力整合回路網151a乃至154aは
それぞれに関連する増幅器151乃至154と別に示さ
れている。第4図において、90゜結合器164および
170は第1図の結合器64および70と実質的に同じ
である。しかし結合器164および170は、人力ポー
ト160.162.166、168および出力ポート1
72.174.182.184におけるインピーダンス
が50オームではなく、25オームの入力インピーダン
スである点で@1図の結合器と異なる。このような結合
器は、1983年1月発行のアイ・イー・イー・イー
トランザクションズオン エレクトロン デバイシズ
(■EEETransactions on 1号1e
ctron Devices )のVol。
整合回路網を含むと仮定した増幅器を示す通常の表示方
法とは違って、出力整合回路網151a乃至154aは
それぞれに関連する増幅器151乃至154と別に示さ
れている。第4図において、90゜結合器164および
170は第1図の結合器64および70と実質的に同じ
である。しかし結合器164および170は、人力ポー
ト160.162.166、168および出力ポート1
72.174.182.184におけるインピーダンス
が50オームではなく、25オームの入力インピーダン
スである点で@1図の結合器と異なる。このような結合
器は、1983年1月発行のアイ・イー・イー・イー
トランザクションズオン エレクトロン デバイシズ
(■EEETransactions on 1号1e
ctron Devices )のVol。
ED−30,36,l 、29頁乃至32頁に掲載され
ているクマール(M 、 Kuma r)氏他の論文[
モノリシックGaA、s インターディジティテッド
力プラーグ(Monolithic GaAs
Interdigitated Coupler
s)Jに示されている。従って、整合回路網は増幅器1
51乃至154の約10オームの出力インピーダンスを
結合器164および170の25オームのインピーダン
スと整合させるように設計されている。同じく第4図に
おいて、同相合成器180は、入カポ−) 178およ
び190において50オームではなく25オームのイン
ピーダンスを呈し、出力ポート192において通常の5
0オームのインピーダンスを呈する点を除けば第1図の
同相合成器8oと同様である。このような同相合成器は
、1965年1月発行のアイ・イー、−イー・イー ト
ランザクションズ オンマイタロウェーブ セオリ ア
ンド テクニークス(IEEE Transacti
ons on Microwave Theoryan
d i”echniques )のVol 、MTT
−13,91頁乃至95頁のアンド(L、 I 、Pa
rad)氏およびモイニアン(R,L、Moynil+
an )氏の論文「スプリント ティー パワー デ
バイダ(Split−Tee PowerDivide
r)Jに掲載されている。25オームの結合器を使用す
ることによって幾つかの利点が得られる第1に回路網1
51a乃至154a中の整合素子の数は通常の整合回路
網で使用される素子の数に比して少なくなシ、その結果
、物理的寸法の小さい位相シフト回路が得られる。25
オ一ム結合器は50オ一ム結合器よ殴も借料の損失が少
ない。整合回路線用の損失が小さく、またインピーダン
ス変換比が小さいことから、50オーム素子のみを゛使
用した回路に比して回路の帯域幅が改善される。もし1
0オ一ム結合器164乃至170を実際に構成すること
ができるならば、整合回路網151a乃至154a中の
素子の」法、従って全体の位相ソフト回路の寸法をさら
に小さくするととがてきる。従来周知の技術てけこのよ
うなインピーダンスの低い結合器を実現することが出来
ないが、将来はこのような低インピーダンス結合器を製
造することも可能になるものと信じられている。
ているクマール(M 、 Kuma r)氏他の論文[
モノリシックGaA、s インターディジティテッド
力プラーグ(Monolithic GaAs
Interdigitated Coupler
s)Jに示されている。従って、整合回路網は増幅器1
51乃至154の約10オームの出力インピーダンスを
結合器164および170の25オームのインピーダン
スと整合させるように設計されている。同じく第4図に
おいて、同相合成器180は、入カポ−) 178およ
び190において50オームではなく25オームのイン
ピーダンスを呈し、出力ポート192において通常の5
0オームのインピーダンスを呈する点を除けば第1図の
同相合成器8oと同様である。このような同相合成器は
、1965年1月発行のアイ・イー、−イー・イー ト
ランザクションズ オンマイタロウェーブ セオリ ア
ンド テクニークス(IEEE Transacti
ons on Microwave Theoryan
d i”echniques )のVol 、MTT
−13,91頁乃至95頁のアンド(L、 I 、Pa
rad)氏およびモイニアン(R,L、Moynil+
an )氏の論文「スプリント ティー パワー デ
バイダ(Split−Tee PowerDivide
r)Jに掲載されている。25オームの結合器を使用す
ることによって幾つかの利点が得られる第1に回路網1
51a乃至154a中の整合素子の数は通常の整合回路
網で使用される素子の数に比して少なくなシ、その結果
、物理的寸法の小さい位相シフト回路が得られる。25
オ一ム結合器は50オ一ム結合器よ殴も借料の損失が少
ない。整合回路線用の損失が小さく、またインピーダン
ス変換比が小さいことから、50オーム素子のみを゛使
用した回路に比して回路の帯域幅が改善される。もし1
0オ一ム結合器164乃至170を実際に構成すること
ができるならば、整合回路網151a乃至154a中の
素子の」法、従って全体の位相ソフト回路の寸法をさら
に小さくするととがてきる。従来周知の技術てけこのよ
うなインピーダンスの低い結合器を実現することが出来
ないが、将来はこのような低インピーダンス結合器を製
造することも可能になるものと信じられている。
第1図はこの発明の好ましい実施例による可調整位相変
調回路の概略構造を示す回路図、第2図は第1図の回路
で有利な増幅器の概略構造を有す回路図、第3図は第1
図の位相変調回路の動作を理解するのに有効なベクトル
図、第4図11−t@1図の位相変調回路の別の実施例
の一部の概略構造を示す回路図である。 12・・・入力端子、14・・・出力端子、22・・・
第1の90゜結合器、42・・第2の90°結合器、3
4・・・第3の90゜結合器、64・・・第4の90°
結合器、70・・・第5の90゜結合器、51・・・第
1の増幅器、52・・第2の増幅器。 53・・・第3の増幅器、54・・・第4の増幅器、1
8.20・・・第1の900結合器の入力ボート、16
・・・終端インピーダンス、24.26・・・第1の9
00結合器の出力ポート、36・・・終端インピーダン
ス、 38.40・・・第2の90°結合器の人力ボー
ト、28・・・終端インピーダンス。 32.30・・第3の90°結合器の入力ボート、60
,62・・・第4の90°結合器の人力ポート、66.
68・・第5の90°結合器の人力ポート、ワ2.74
・・・第4 (D 90゜結合器の出力ポート、82.
84・・・第5の90°結合器の出カポ−) = ’7
6.86・・・終端インピーダンス、56・・制御手段
、80・・・同相合成器、78.90・・・同相合成器
の入力ボート、92・・・同相合成器の出力ポート。
調回路の概略構造を示す回路図、第2図は第1図の回路
で有利な増幅器の概略構造を有す回路図、第3図は第1
図の位相変調回路の動作を理解するのに有効なベクトル
図、第4図11−t@1図の位相変調回路の別の実施例
の一部の概略構造を示す回路図である。 12・・・入力端子、14・・・出力端子、22・・・
第1の90゜結合器、42・・第2の90°結合器、3
4・・・第3の90゜結合器、64・・・第4の90°
結合器、70・・・第5の90゜結合器、51・・・第
1の増幅器、52・・第2の増幅器。 53・・・第3の増幅器、54・・・第4の増幅器、1
8.20・・・第1の900結合器の入力ボート、16
・・・終端インピーダンス、24.26・・・第1の9
00結合器の出力ポート、36・・・終端インピーダン
ス、 38.40・・・第2の90°結合器の人力ボー
ト、28・・・終端インピーダンス。 32.30・・第3の90°結合器の入力ボート、60
,62・・・第4の90°結合器の人力ポート、66.
68・・第5の90°結合器の人力ポート、ワ2.74
・・・第4 (D 90゜結合器の出力ポート、82.
84・・・第5の90°結合器の出カポ−) = ’7
6.86・・・終端インピーダンス、56・・制御手段
、80・・・同相合成器、78.90・・・同相合成器
の入力ボート、92・・・同相合成器の出力ポート。
Claims (1)
- (1) 各々1対の入力ポートと出力ポートとを有す
る第1、°第2、第3.第4および第5の901合器と
、 各々制御端子、入力ポートおよび出力ポートを有する第
1、第2、第3および第4の可調整利得トとを有する同
相合成器と、 上記各増幅器の制御端子に結合されていてその“利得を
制御し、それによって入力端子と出力端子との間の信号
の位相シフトを制御するための制御手段とからなシ、 上記第1の90°結合器の人カポ−)H上記入力端子お
よび終端インピーダンスにそれぞれ接続されておシ、こ
の第1の90°結合器の1対の出力ポートの一方と終端
インピーダンスfd−@2の90°結合器の各入力ポー
トに接続されておシ、上記第1の90°結合器の1対の
出力ポートの他方と終端インピーダンスは上記第3の9
0°結合器の各入力ポートに接続されておシ、 上記第2の90°結合器の出力ポートは上記第1および
第2の増幅器の人力ボートにそれぞれ接続されておシ、
上記第3の90°結合器の出力ポートは上記第3および
第4の増幅器の人力ポートにそれぞれ接続されておシ、
上記第1および第2の増幅器の出力ポートは上記第4の
90°結合器の各入力ポートに接続されておシ、上記第
3および第4の増幅器の出力ポートは上記第5の900
結合器の各入力ポートに接続されておシ、上記第4およ
び第5の900結合器の各々の対をなす出方ボートの各
一方は上記同相合成器の上記入力ポートにそれぞれ接続
されており、上記第4および第5の9o0結合器の対を
なす出力ポートの各他方にそれぞれ終端インピーダンス
に接続されている。 上記入力端子と出力端子との間に接続された位相変調回
路。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US06/479,452 US4549152A (en) | 1983-03-28 | 1983-03-28 | Broadband adjustable phase modulation circuit |
US479452 | 1983-03-28 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS59182605A true JPS59182605A (ja) | 1984-10-17 |
Family
ID=23904065
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP58225325A Pending JPS59182605A (ja) | 1983-03-28 | 1983-11-28 | 位相変調回路 |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4549152A (ja) |
JP (1) | JPS59182605A (ja) |
DE (1) | DE3342726A1 (ja) |
FR (1) | FR2543760B1 (ja) |
GB (1) | GB2137448B (ja) |
Families Citing this family (27)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4788509A (en) * | 1986-08-15 | 1988-11-29 | Itt Gallium Arsenide Technology Center, A Division Of Itt Corporation | Phase shifter |
FR2613558B1 (fr) * | 1987-04-03 | 1994-04-15 | Thomson Csf | Dispositif comportant un combineur radial pour ondes electromagnetiques et procede mettant en oeuvre un combineur radial |
US4870374A (en) * | 1988-04-13 | 1989-09-26 | E-Systems, Inc. | Modulator producing phase modulation by combining amplitude modulated signals |
US4994773A (en) * | 1988-10-13 | 1991-02-19 | Chen Tzu H | Digitally controlled monolithic active phase shifter apparatus having a cascode configuration |
US5126698A (en) * | 1989-06-02 | 1992-06-30 | Hewlett-Packard Company | Phase modulator operated in saturation and with small angle modulation |
US5136265A (en) * | 1989-07-11 | 1992-08-04 | Texas Instruments Incorporated | Discrete increment signal processing system using parallel branched n-state networks |
US5017886A (en) * | 1989-12-12 | 1991-05-21 | Comsat | RF power combiner using baluns |
FR2658665B1 (fr) * | 1990-02-16 | 1992-08-07 | Thomson Tubes Electroniques | Circuit de commutation d'un signal de sortie hyperfrequence vers une premiere ou une deuxieme sortie. |
US5083094A (en) * | 1990-09-28 | 1992-01-21 | Space Systems/Loral, Inc. | Selective power combiner using phase shifters |
US5222246A (en) * | 1990-11-02 | 1993-06-22 | General Electric Company | Parallel amplifiers with combining phase controlled from combiner difference port |
US5081433A (en) * | 1990-12-03 | 1992-01-14 | General Electric Company | Two state phase modulator with minimum amplitude modulation |
EP0493036B1 (en) * | 1990-12-20 | 1996-03-06 | Fujitsu Limited | Acoustic imaging system |
US5168250A (en) * | 1991-06-17 | 1992-12-01 | E-Systems, Inc. | Broadband phase shifter and vector modulator |
GB2261781B (en) * | 1991-11-25 | 1995-06-28 | Marconi Gec Ltd | Electrical apparatus |
US5313174A (en) * | 1992-09-18 | 1994-05-17 | Rockwell International Corporation | 2:1 bandwidth, 4-way, combiner/splitter |
US5317288A (en) * | 1992-12-15 | 1994-05-31 | Space Systems/Loral, Inc. | Continuously variable electronically controlled phase shift circuit |
US5606283A (en) * | 1995-05-12 | 1997-02-25 | Trw Inc. | Monolithic multi-function balanced switch and phase shifter |
US5573001A (en) * | 1995-09-08 | 1996-11-12 | Acuson Corporation | Ultrasonic receive beamformer with phased sub-arrays |
SE520317C2 (sv) * | 1996-05-22 | 2003-06-24 | Ericsson Telefon Ab L M | Anordning och förfarande för fasförskjutning av växelspänningssignal |
US6747517B2 (en) | 2000-12-27 | 2004-06-08 | Emhiser Research, Inc. | Power-shifting rf amplifiers |
US6690238B2 (en) * | 2000-12-27 | 2004-02-10 | Emhiser Research, Inc. | Variable phase-shifting rf power amplifiers |
JP4012840B2 (ja) * | 2003-03-14 | 2007-11-21 | 三菱電機株式会社 | 半導体装置 |
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US7023292B2 (en) * | 2003-12-17 | 2006-04-04 | Telefonaktiebolaget L.M. Dericsson | Polar modulation using amplitude modulated quadrature signals |
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-
1983
- 1983-03-28 US US06/479,452 patent/US4549152A/en not_active Expired - Lifetime
- 1983-11-23 GB GB08331222A patent/GB2137448B/en not_active Expired
- 1983-11-25 DE DE19833342726 patent/DE3342726A1/de active Granted
- 1983-11-28 FR FR838318946A patent/FR2543760B1/fr not_active Expired - Fee Related
- 1983-11-28 JP JP58225325A patent/JPS59182605A/ja active Pending
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5797237A (en) * | 1980-12-08 | 1982-06-16 | Nec Corp | Vector modulator |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
GB2137448B (en) | 1986-06-11 |
US4549152A (en) | 1985-10-22 |
DE3342726A1 (de) | 1984-10-04 |
GB2137448A (en) | 1984-10-03 |
FR2543760A1 (fr) | 1984-10-05 |
DE3342726C2 (ja) | 1989-12-14 |
FR2543760B1 (fr) | 1990-08-17 |
GB8331222D0 (en) | 1983-12-29 |
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