DE1487390B2

DE1487390B2 -

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Publication number: DE1487390B2
Application number: DE19661487390
Authority: DE
Priority date: 1965-05-14
Filing date: 1966-05-10
Publication date: 1970-11-12
Also published as: NL147896B; DK131170C; FI45913B; BR6679448D0; AT265365B; ES326630A1; SE320706B; NO121673B; DK131170B; FI45913C; US3441865A; NL6606617A; DE1487390A1; BE681036A; GB1140668A

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Kopplung zweier Stufen eines abgestimmten Verstärkers, bei welcher die Ausgangselektrode eines Transistors über eine erste Reaktanz eines auf die zu übertragende Frequenz abgestimmten Schwingkreises an einem Bezugspotential liegt und der Schwingkreis einen ohmschen Widerstand enthält und bei welcher der Verbindungspunkt des ohmschen Widerstandes mit der zweiten Reaktanz des Schwingkreises mit der Eingangselektrode des nachfolgenden Transistors ge- ίο koppelt ist.

Die zwischen Kollektor und Emitter eines Transistors wirksame Eiektrodenkapazität führt häufig zu unerwünschten Rückkopplungserscheinungen vom Ausgangskreis in den Eingangskreis eines Transistor-Verstärkers. Diese Erscheinungen treten um so leichter auf, je höher die Frequenz der zu verstärkenden Schwingungen ist. Je nach der sich einstellenden Phasenlage der zurückgekoppelten Schwingungsanteile ergibt sich eine Rückkopplung, infolge deren der Verstärker zum Schwingen neigt, oder eine Gegenkopplung, welche den Verstärkungsfaktor herabsetzt. Diese Probleme treten insbesondere bei vielstufigen abgestimmten Transistorverstärkern auf, wie sie im Bild-ZF-Teil eines Fernsehempfängers verwendet werden. Wenn keine Neutralisierung vorgesehen ist, kann sogar eine geringe Fehlabstimmung in einer der Stufen die betreffende Stufe zum Schwingen bringen; ferner können durch Streukopplungen sämtliche Stufen des Verstärkers zum Schwingen gebracht werden. Tendenzen zu Veränderungen der Eingangs- und/ oder Ausgangsimpedanzen der einzelnen Transistoren im Laufe ihrer Betriebsdauer können erhebliche Änderungen im Verstärkungsfaktor und der Durchlaßcharakteristik des gesamten Verstärkers bewirken. Bei einer bekannten Schaltungsanordnung (USA.-Patent 2 644 859) ist die Tendenz der Schaltung, auf Grund innerer Kopplung zu schwingen, durch Parallelkondensatoren herabgesetzt, welche zwischen die Emitter der Transistoren und die nicht mit dem Verstärkereingang verbundene Klemme der Versorgungsspannungsquelle geschaltet sind.

Bei einem weiterhin bekannten, abgestimmten Verstärker, der einen Transistor in Basisgrundschaltung enthält, ist ,der Kollektor mit einer Anzapfung einer Spule verbunden, deren einer Wicklungsteil an die Versorgungsspannung geschaltet ist, während der andere Wicklungsteil über einen Kondensator zum Emitter eines nachfolgenden Verstärkertransistors geführt ist. Bei diesem Verstärker sind jedoch keine Maßnahmen zur Ausschaltung von Auswirkungen der Kollektor-Basis-Kapazität vorgesehen, da diese parallel zum Ausgangskreis des Transistors liegt und nicht auf den Eingangskreis zurückwirkt und der Verstärker außerdem mit Frequenzen betrieben wird, bei denen die Größe dieser inneren Kapazität noch nicht ins Gewicht fällt.

Die Aufgabe der Erfindung besteht in der Schaffung einer Verstärkerschaltung, bei welcher die innere Kapazität von Transistoren ohne Kompensationsmaßnahmen zu den vorstehend geschilderten unerwünschten Erscheinungen führen würde. Sie wird bei einer Schaltungsanordnung zur Kopplung zweier Stufen eines abgestimmten Verstärkers, bei welcher die Ausgangselektrode eines Transistors über eine erste Reaktanz eines auf die übertragende Frequenz abgestimmten Schwingkreises an einem Bezugspotential liegt und der Schwingkreis einen ohmschen Widerstand enthält und bei welcher der Verbindungspunkt des ohmschen Widerstandes und der zweiten Reaktanz des Schwingkreises mit der Eingangselektrode des nachfolgenden Transistors gekoppelt ist, erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der Verbindungspunkt der beiden Reaktanzen des Schwingkreises mit dem Kollektor des ersten Transistors verbunden ist, daß die Eingangselektrode die Basis des nachfolgenden Transistors ist und daß der ohmsche Widerstand höchstens halb so groß wie die Eingangsreaktanz des nachfolgenden Transistors ist.

Durch diese Maßnahme wird erreicht, daß der Anteil der zurückgekoppelten Spannung genügend klehl· ist, daß keine störenden Wirkungen ausgelöst werden. Die Erfindung ist im folgenden an Hand der Darstellungen von Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 das Schaltbild eines mehrstufigen Transistorverstärkers mit einem zwischen den Stufen liegenden Kopplungskreis, der gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ausgebildet ist,

F i g. 2 eine Transistorverstärkerschaltung, die eine abgewandelte Ausführungsform des zwischen den ( Stufen liegenden Kopplungskreises gemäß der Erfindung enthält,

F i g. 3 das Schaltbild einer nicht neutralisierten Transistorverstärkerschaltung, welche den üblicherweise verwendeten, zwischen den Stufen liegenden Kopplungskreis besitzt und

Fig. 4a und 4b die Amplituden- und Phasenkennlinien der inneren Kopplungsspannung als eine Funktion der Frequenz bei den Transistorverstärkerschaltungen der Fig. 1 bis 3, von denen keine den üblichen Gegenkopplungskondensator verwendet.

In F i g. 1 stellt der Transistor 10 mit Emitter 12, Basis 14 und Kollektor 16 die erste ZF-Stufe eines Fernsehempfängers dar. Die Basis 14 ist über einen Kopplungskondensator 18 an den Ausgang eines ersten Demodulators angeschlossen, der im Fernsehtuner angeordnet und durch die Klemme 100 angedeutet ist, während der Emitter 12 über einen üblichen Emitterwiderstand 20 und einen im Nebenschluß hierzu liegenden Parallelkondensator 22 geerdet ist. Mittels tier Widerstände 24 und 26, die in jj Reihe zwischen Erde und einem Leiter 28 mit positivem Potential geschaltet sind, erhält die Basis 14 eine Gleichspannung als Vorspannung. Ein Kondensator 30 und eine Spule 32 sind in Reihe zwischen die Basis 14 und Erde geschaltet, die einen bei 41 25 MHz resonanten Saugkreis bilden, damit die Tonsignale von Zwischenfrequenz geeignet gedämpft werden.

Ein zwischen den Stufen liegender Kopplungskreis 34 ist an den Kollektor 16 des Transistors 10 angeschlossen. Der Kopplungskreis 34 umfaßt einen Kondensator 36, eine Spule 38 und einen Widerstand 40. Eine Seite des Kondensators 36 ist an den Kollektor 16 angeschlossen. Die andere Seite des Kondensators 36 ist mit dem positiven Leiter 28 verbunden; in einer alternativen Anordnung kann dieser jedoch statt dessen auch geerdet sein. Ein Ende der Spule 38 ist an den Verbindungspunkt vom Kondensator 36 und Kollektor 16 angeschlossen, während das andere Ende mit einem Ende des Widerstandes 40 verbunden ist. Das andere Ende des Widerstandes 40 ist ebenfalls an den Leiter 28 angeschlossen. Wie angedeutet, ist die Induktivität der Spule 38 einstellbar, so daß der Kopplungskreis 34 auf die Video-Zwi-

schenfrequenz, z.B. von 45,75 MHz, abgestimmt werden kann. Es ist leicht ersichtlich, daß die Spule 38 alternativ eine Festspuie und den Kondensator 36 einstellbar sein können, um den Kreis 34 auf diese Frequenz abzustimmen. Vom Kollektor 16 des Transistors 10 aus gesehen, erscheint der Kopplungskreis 34 als ein Parallelschwingkreis.

In F i g. 1 ist ferner eine zweite ZF-Stufe gezeigt, die einen Transistor 50 mit Emitter 52, Basis 54 und Kollektor 56 enthält. Die Basis 54 ist über einen Kopplungskondensator 58 an die Verbindungsstelle der Spule 38 und des Widerstandes 40 angeschlossen, während der Emitter 52 über einen Emitterwiderstand 60 geerdet ist. Die Emitterelektrode 52 ist ebenfalls über einen Parallelkondensator 62 an die positive Leitung 28 angeschlossen. Mittels der Widerstände 64 und 66, die in Reihe zwischen Erde und der Leitung 28 geschaltet sind, wird eine Gleichspannung als Vorspannung an die Basis 54 geliefert. Der Kondensator 68 und der Leiter 70 deuten den Beginn eines zweiten Kopplungskreises an, der zwischen den Kollektor 56 und die dritte ZF-Stufe geschaltet ist. Es ist verständlich, daß dieser Kopplungskreis ähnlich dem Kopplungskreis 34 sein kann, der an den Kollektor 16 des Transistors 20 angeschlossen ist. Wenn auch der Kondensator 68 als Festkondensator dargestellt ist, so kann dieser, wie bereits zuvor beschrieben, alternativ statt der Spule des zweiten Kopplungskreises einstellbar sein. Von der Basis 54 des Transistors 50 aus gesehen, erscheint der Kopplungskreis 34 als Reihenschwingkreis.

Beim Betrieb des abgestimmten Transistorverstärkers nach F i g. 1 wurde festgestellt, daß dann, wenn für die Betriebsfrequenz die Größe des in dem Zwischenstufen-Kopplungskreis liegenden Widerstandes kleiner gemacht wird, ebenfalls das Verhältnis der inneren Rückkopplungsspannung zur Eingangsspannung des Transistors abnimmt. Es wurde ferner gefunden, daß dann, wenn die Größe des Widerstandes derart gewählt ist, daß die Eingangsreaktanz der folgenden Transistorstufe zumindest um ein Mehrfaches größer ist, dieses Verhältnis annähernd Null gemacht werden kann. Wie nahe das Verhältnis letztlich an Null herangebracht werden kann, hängt von den Widerstandsverlusten in der Stufe selbst, d. h. in der Induktivität 38 und den Leitungen ab; je niedriger die Widerstandsverluste, desto enger kommt dieses Verhältnis an den Wert Null heran. Aber wenn auch die Widerstandsverluste nicht insgesamt eliminiert werden können, so wurde doch gefunden, daß das Verhältnis noch sehr viel kleiner ist als das entsprechende Verhältnis in den ZF-Transistorverstärkern, die keinen Neutralisierkondensator enthalten, wofür ein Beispiel in F i g. 3 gezeigt ist. Das Verhältnis der Kopplungsspannung zur Eingangsspannung bei der Anordnung nach F i g. 1 ist derart, daß die die, Stabilität des Verstärkerbetriebs berührenden .!.Probleme im wesentlichen eliminiert sind. Infolgedessen kann durch Wahl eines Widerstandes 40 in F i g. 1, dessen Größe zumindest um den Faktor 2 oder 3 kleiner als die Eingangsreaktanz des Transistors 50 bei der Zwischenfrequenz ist, eine Neutralisierung erreicht werden, ohne daß der bisher erforderliche Gegenkopplungskondensator benötigt wird.

Ferner wurde festgestellt, daß bei einer solchen Wahl der Widerstandsgröße diese Neutralisierung nur geringfügig durch die Schwankungen beeinflußt wird, die bei der Elektrodenkapazität verschiedener Transistoren derselben Typen bestehen, die bei dieser Schaltungsanordnung verwendet werden können. Wenn für den Widerstand 40 eine Größe von 18 Ohm gewählt ist, ungefähr zehnmal kleiner als die 250 Ohm Eingangsreaktanz des Transistors 50 bei Zwischenfrequenz, so wurde gefunden, daß diese Neutralisierung tatsächlich unabhängig von den Unterschieden in diesen Transistorparametern ist.

In F i g. 2 ist eine zweite Ausführungsform eines Zwischenfrequenz-Transistorverstärkers gezeigt, bei der ein abgewandelter Zwischenstufen-Kopplungskreis verwendet ist.^Abgesehen von den elektrischen Anschlüssen zum und innerhalb des Kopplungskreises, hier mit der Bezugsziifer 80 versehen, ist die Ausführungsform nach F i g. 2 identisch der nach Fig. 1. Die mit den Schaltungskomponenten nach Fig. 1 identisch übereinstimmenden Schaltungskomponenten nach F i g. 2 sind deshalb mit den gleichen Bezugsziffern versehen.

Bei dem Kopplungskreis 80 nach F i g. 2 ist ein Ende einer Spule 82 an den Kollektor 16 des Transistors 10 angeschlossen. Das andere Ende ist mit dem positiven Leiter 28 verbunden; alternativ kann dieses Ende statt dessen geerdet sein. Eine Seite eines Kondensators 84 ist an den Verbindungspunkt von Spule 82 und Kollektor 16 angeschlossen, während die andere Seite mit einem Ende eines Widerstandes 86 verbunden ist. Dieses Ende ist ebenfalls über einen Kcpplungskondensator 58 an die Basis 54 des zweiten ZF-Transistors 50 angeschlossen. Das andere Ende des Widerstandes 86 ist mit dem positiven Leiter 28 verbunden. Wie in F i g. 1 ist auch hier die Spule 82 als einstellbares Abstimmelement dargestellt, jedoch kann statt dessen die Abstimmung auch,. F i g. 2 den Beginn des nächsten Zwischenstufenmittels eines veränderbaren Kondensators 84 bewirkt werden. Die Spule 88 und der Leiter 90 deuten in Kopplungskreises an.

Es wurde gefunden, daß durch den Zwischenstufen-Kopplungskreis nach F i g. 2 ähnliche Neutralisierungskennlinien erbracht werden wie bei Fig. 1. Wenn der Widerstand 86 um ein Mehrfaches kleiner als die Eingangsreaktanz des Transistors 50 bei der Betriebs-Zwischenfrequenz gewählt wird, kann die Neutralisierung noch erhalten werden, und zwar unter Einsparung des früher benutzten Gegenkopplungskondensators. Die Neutralisations-Kennlinie wird wiederum nur geringfügig durch Widerstandsverluste innerhalb des Kreises und/oder Änderungen der Elektrodenkapazität beeinflußt.

F i g. 4 a zeigt für die Anordnungen nach den Fig. 1 bis 3 den Amplitudenverlauf als Verhältnis der inneren Kopplungsspannung, V, zur Eingangsspannung V_jn der Transistorverstärkerstufe, aufgetragen längs der Ordinate, als eine Funktion der längs der Abszisse aufgetragenen Frequenz. Die Kurve »A« stellt den Amplituden verlauf für bekannte Verstärkeranordnungen nach F i g. 3 dar, d. h. ohne einen Gegenkopplungskondensator zur Neutralisierung. Die Kurve »ß« stellt den Amplitudenverlauf für die Verstärkeranordnung nach F i g. 1 oder 2 dar, wobei angenommen ist, daß Streuwiderstandsverluste fehlen. Die Kurve »C« stellt die Verstärkerkennlinie für die gleichen Verstärkeranordnungen beim Vorliegen von Streuwiderstandsverlusten dar. Aus diesen drei Kurven geht hervor, daß bei der abgestimmten Resonanzfrequenz, der Video-Zwischenfrequenz, die Neutralisierung bei den Anordnungen

nach den Fig. 1 und 2 (gestrichelte Kurve »ß« und punktierte Linie »C«) bereits erreicht ist, während bei der Anordnung nach F i g. 3 (ausgezogene Linie y>A«) irgendeine Neutralisierungsmaßnahme vorgenommen werden muß, um zu verhindern, daß diese Anordnung im Betrieb instabil ist. Die Ampiltudenkennlinien »B« und »C« liegen in der gezeigten Form wegen der Impedanzkennlinie des Zwischenstufen-Kopplungskreises 34 vor. Von der Basis 54 des Transistors 50 aus gesehen, erscheint der Kopplungskreis 34 als ein Kurzschlußkreis bei der Resonanzfrequenz ω₀ und als eine komplexe Impedanz bei anderen Frequenzen, bei denen der Kondensator 36 und die Spule 38 wirkungsmäßig den Widerstand 40 nebenschließen.

F i g. 4 b zeigt für die F i g. 1 bis 3 die Phasenkennlinien der Kopplungsspannung der Transistorverstärkerstufe, bezogen auf die Eingangsspannung, aufgetragen längs der Ordinate, als eine Funktion der längs der Abszisse aufgetragenen Frequenz. Diese Phasenkennlinien können zur weiteren Erläuterung der durch die Erfindung erreichten Selbst-Neutralisiernug herangezogen werden. In Fig. 4b stellt die Kurve »A« die Phasenkennlinie für die bekannte Verstärkeranordnung nach Fig. 3 dar; »ß« stellt die Phasenkennlinie für die Verstärkeranordnungen nach den F i g. 1 oder 2 dar, wobei angenommen ist, daß Widerstandsverluste fehlen; und »C« stellt die Phasenkennlinie für die gleichen Verstärkeranordnungen bei Vorliegen eines Widerstandsverlustes dar. Aus Fig. 4a geht hervor, daß bei einer Frequenz ω_ν einer anderen Frequenz also als der Resonanzfrequenz, die Amplituden der Kopplungsspannung bei allen drei Anordnungen annähernd gleich sind. Fig. 4b zeigt, daß die Kopplungsspannung bei der bekannten Anordnung bei dieser Frequenz unmittelbar in Phase mit der Eingangsspannung ist (Phasenkennlinie »A«). Dies kennzeichnet gerade den Zustand, bei dem die Kopplungsspannung den größten Einfluß auf die Arbeitsweise des Verstärkers besitzt. Fig. 4b zeigt jedoch ferner, daß die Kopplungsspannungeii bei der gleichen Frequenz für die nach der Erfindung aufgebauten Anordnungen annähernd 90° außer Phase gegenüber der Eingangsspannung verschoben sind. (Phasenkennlinien »ß« und »C«). Es ist leicht ersichtlich, daß eine solche Phasenverschiebung den Einfluß einer gegebenen Kopplungsspannung auf auf den Betrieb der Transistorverstärkeranordnung beträchtlich herabsetzt.

Abgesehen davon, daß die abgestimmten Transistorverstärkeranordnungen gemäß der vorliegenden Erfindung derart aufgebaut sind, daß sie die Neutralisierung ohne Verwendung eines Gegenkopplungskondensators erreichen, sind diese auch derart aufgebaut, daß sie im wesentlichen jegliche Verstärkungs-Schwankung in den einzelnen Stufen herabsetzen, die sich auf Grund von Änderungen in den Eingartgsund/cder Ausgangsimpedanzen der verwendeten Transistoren ergeben können. ^r '

Bei den ZF-Transistorverstärkeranordnungen nach den Fig. 1 und 2 sind jedoch die Zwischenstufen-Kopplungskreise 34 und 80 jeweils wirkungsmäßig parallelresonante Transformatoren. Die von ihnen ausgeführte Impedanztransformation zwischen den ZF-Stufen ist deshalb derart, daß sie einen großen Anteil des Einflusses jeglicher Impedanzänderungen aufheben oder zu Null machen. Wenn angenommen wird, daß die Größe des Zwischenstufen-Kopplungswiderstandes (40 in Fig. 1, 86 in Fig. 2) um ein Vielfaches kleiner ist als die Reaktanz des Zwistufen-Kopplungskondensators (36 in Fig. 1, 84 in F i g. 2) bei der abgestimmten Zwischenfrequenz, dann kann gezeigt werden, daß sich das Impedanzübersetzungsverhältnis gemäß einem Ausdruck (¹Va π f₀ RC)² ändert, wobei /₀ die abgestimmte Resonanzfrequenz, R den Wert des Zwischenstufen-Kopplungswiderstandes und C die Größe des Zwischenstufen-Kopplungskondensators darstellen. Infolgedessen werden durch die Einstellung der verschiedenen Größen für den Zwischenstufen-Kopplungswiderstand nicht nur die erforderliche Kopplungsneutralisierung, sondern ebenfalls auch die gewünschte Impedanztransformierung zur Stabilisierung des Verstärkungsfaktors und der Bandbreite erreicht.

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Kopplung zweier Stufen eines abgestimmten Verstärkers, bei welcher die Ausgangselektrode eines Transistors über eine erste Reaktanz eines auf die zu übertragende Frequenz abgestimmten Schwingkreises an einem Bezugspotential liegt und der Schwingkreis einen ohmschen Widerstand enthält und bei welcher der Verbindungspunkt des ohmschen Widerstandes und der zweiten Reaktanz des Schwingkreises mit der Eingangselektrode des nachfolgenden Transistors gekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Verbindungspunkt der beiden Reaktanzen (38, 82; 36, 84) des Schwingkreises mit dem Kollektor (16) des ersten Transistors (10) verbunden ist, daß die Eingangselektrode die Basis (34) des nachfolgenden Transistors (50) ist und daß der ohmsche Widerstand (40, 86) höchstens halb so groß wie die Eingangsreaktanz des nachfolgenden Transistors (50) ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Reaktanz (38, 84) vom Kollektor (16) des ersten Transistors (10) auf die Basis (54) des zweiten Transistors (50) geführt ist und der ohmsche Widerstand (40, 86) zwischen das basisseitige Ende der zweiten Reaktanz und ein Bezugspotential geschaltet ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Reaktanz (36, 82) eine Induktivität und die zweite Reaktanz (38, 84) eine Kapazität ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Reaktanz (36, 82) eine Kapazität und die zweite Reaktanz (38, 84) eine Induktivität ist.

5. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß sie der Kopplung zweier Video-ZF-Stufen eines Fernsehempfängers dient und der Schwingkreis auf die Video-ZF abgestimmt ist.

Hierzu 1 Blatt Zeichnunger.