DE932684C - Anordnung zur Verminderung der Phasendrehung bei Transistor-Verstaerkern mit negativer Rueckkopplung - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine besondere Kopplungsschaltung für zwei Stufen eines Transistor-Verstärkers mit negativer Rückkopplung, durch welche die Phasendrehung des verstärkten Signals für Frequenzen außerhalb des nutzbaren Durchlaßbandes des Verstärkers herabgesetzt wird, so daß der Grad der negativen Rückkopplung in einem gemäß der Erfindung ausgebildeten Verstärker einen viel höheren Wert erreichen kann, als er bei einem Verstärker mit der üblichen Kopplungsschaltung zulässig ist.

Bekanntlich kann man die Stabilität eines negativ rückgekoppelten Verstärkers an Hand des sogenannten Nyquist-Diagramms untersuchen, bei welchem in der Ebene einer komplexen Veränderliehen eine Funktion (μ β) aufgezeichnet ist, die das Verhältnis der durch den Rückkopplungisweg dem Verstärkereingang zurückgeführten Spannung zu der diesem Eingang unmittelbar zugeführten Spannung darstellt. Das auf die Einheit bezogene Komplement dieses Verhältnisses wird als Rückkopplungsgrad bezeichnet. Das System ist stabil, wenn die Kurve in der Ebene dieser komplexen Veränderlichen den Punkt +1 nicht umgibt, d. h. daiß, wenn man von einer Frequenz des Nutzfrequenzbandes des Verstärkers mit einem gewissen

Modul fur (μ /S) und einer Phase π ausgeht und sich in der Frequenz vom Nutzfrequenzband entfernt, der Modul (μ β) schon kleiner als ι ist, bevor die Phase von (μ β) sich um einen Winkel π gedreht hat.

Im Glied {μ β) addieren sich alle Phasendrehungen der verschiedenen Verstärkerstufen, und es ist bekannt, daß ein Kopplungskreis, "welcher einen hochfrequenz- oder niederfrequenzmäßigen Ver-Stärkungsabfall zur Folge hat, eine Phasendrehung einführt, die ein Vielfaches von π/2 erreichen kann.

Die Erfindung bezweckt, bei mehrstufigen Transistor-Verstärkern, die mit einernegativenRückkopplung ausgestattet sind und bei welchen das Kopphingsglied zwischendenStufeneinTransf ormator ist, die auf der Kopplung zwischen zwei aufeinanderfolgenden Stufen beruhende Phasendrehung zu vermindern. Die Erfindung dient besonders zur Stabiliisierung dieser Verstärker bei niedrigen Frequenzen, da bei diesen Frequenzen außer der Phasendrehung der Transformatoren eine zusätzliche Drehung durch die Kondensatoren erfolgt, die in den Kreisen der Emittorelektroden angeordnet werden, um die zur Vorspannung dieser Elektroden dienenden Widerstände zu überbrücken.

Zur Stabilisierung derartiger Verstärker sind an sich folgende Maßnahmen bekannt. Man kann entweder das Nutzfrequenzband des Verstärkers erweitern, indem man die Transformatoren bei gesteigertem Raumbedarf und höheren Herstellungskosten in den durch die technischen Möglichkeiten gegebenen Grenzen verbessert, oder den Grad der negativen Rückkopplung vermindern, wodurch jedoch auch deren Wirksamkeit herabgesetzt wird.

Gemäß der Erfindung wird verhindert, daß der Modul des Übertragungsmaßes des Kopplungskreises bis auf Null abfällt, indem man einen besonderen Weg für die Ströme mit extremen Frequenzen herstellt, d.h. für die Ströme mit sehr niedrigen oder sehr hohen, außerhalb des Nutzfrequenzbandes des Verstärkers gelegenen Frequenzen. In diesem Falle geht die Phase des Übertragungsmaßes des Kopplungskreises von einem dem Wert Null (oder π) benachbarten Wert im Nutzfrequenzband aus, steigt bis zu einem Höchstwert an und wird bei den extremen Frequenzen, insbesondere bei sehr niedrigen Frequenzen, wieder Null (oder π), ohne daß eine merkliche Änderung der Phasenverhältnisse im Nutzfrequenzband eintritt.

Die Erfindung wird an Hand der Zeichnung erläutert. In der Zeichnung zeigen Fig. ι a und 1 b in der Ebene einer komplexen Veränderlichen Kurven der Übertragungsfunktion der bekannten Kopplungskretise,

Fig. 2 a, 2b und 2c die Übertragungsfunktion der Kopplungekreise gemäß der Erfindung, Fig. 3 einen negativ rückgekoppelten Transistor-Verstärker der bekannten Art,

Fig. 4 denselben Verstärker mit einem Kopplungskreis gemäß der Erfindung, Fig. 5 einen Kreis,. welcher bei niedrigen Frequenzen der Kopplungsschaltung nach Fig. 4 entspricht,

Fig. 6 eine Abwandlung der Kopplungsschaltung gemäß der Erfindung,

Fig. 7 die Nyquist-Diagramme der Verstärker nach Fig. 3 und 4.

In Fig. ι a stellt die Kurve 1 die Übertragungsfunktion eines aus einem Reihenkondemsator 2 oder einer Parallelinduktivität 3 bestehenden Kopplungskreises dar. Die Übertragungsfunktion ist hier, ebenso wie in den weiteren Fällen, unter der Annahme berechnet, daß der Kopplungskreis zwischen einer Quelle, die einen gewissen inneren Widerstand hat, und einer Belastung von gleicher Impedanz wie diese Quelle angeschlossen ist. Die Kurve ι geht von einem Punkt der reellen Achse 0-3Ϊ bei der Kreisfrequenz ω = oo mit einer Phase Null aus und tangiert die imaginäre Achse 0-3 im Punkt O mit einer Phase π/2 bei ω = o. Da das Nutzfrequenzband im allgemeinen an der im Diagramm mit B. P. bezeichneten Stelle angenommen wird, ergibt ein Kopplungskreis nach Art eines Reihenkondensators oder einer Parallelinduktivität bei sehr niedrigen Frequenzen eine Phasendrehung von π/2.

In Fig. ι b 'zeigt die Kurve 4 die Übertragungsfunktion eines Transformators, welcher in bekannter Weise auf eine Reiheninduktivität 5 (Streuinduktivität) , eine Parallelinduktivität 6 und einen Parallelkondensator 7, 'der die verteilten Kapazitäten der Transformatorwicklungen wiedergibt, zurückgeführt werden kann. Die Kurve 4 beginnt bei ω = ο im Ursprung mit einer Phase π/2, zeigt dann im positiven reellen Teil der komplexen Ebene einen etwa kreisförmigen Verlauf und kehrt bei ω = oo in den Ursprung mit der Phase π zurück. Da das Nutzfrequenzband im allgemeinen an der im Diagramm mit B. P. bezeichneten Stelle angenommen wird, ergibt die Kopplungsverbindung mittels eines Transformators bei isehr niedrigen Frequenzen eine Phasendrehung von π/2 und bei sehr hohen Frequenzen eine Phasendrehung von n. Bei Umkehrung der Wicklungsrichtung des Transformators würde die Kurve in bezug auf den Koordinatenursprung symmetrisch zur Kurve 4 liegen.

Die gemäß der Erfindung ausgebildeten Kopplungskreise haben eine durch die Kurven 8 und 9 in Fig. 2 a bzw. 2 b dargestellte Übertragungsfunktion. Der Modul des Übertragungsmaßes nimmt von einem Wert ρ₀, der im Nutzfrequenzband erreicht wird, ab und erreicht bei der Fre- '■

quenz Null einen Wert ρ', welcher nicht Null ist. Die Phase verläuft von Null nach Null, wobei sie durch ein Maximum cp_m geht, welches einer Kreisfrequenz co_m entspricht.

Zweckmäßig wird man den Kopplungskreis so bemessen, daß man möglichst viel an Phasendrehung gewinnt, ohne die Kurven im Nutzfrequenzband allzusehr zu deformieren, um die Verstärkereigenschaften nicht zu verändern. Handelt es sich z. B. um eine Transformatorkopplung, so

müssen die Kurven 8 und 4 im Nützfrequenzband nahe aneinanderliegen. Wie gezeigt wird, kann man durch geeignete Wahl der Größenordnungen der Elemente des Kopplungskreises zugleich im Nutzfrequenzband die Kurven 8 und 4 zusammenfallen lassen und das Abnehmen des Moduls der Kurve 8 bis auf ein von Null abweichendes Minimum bei sehr niedrigen Frequenzen erreichen.

In Fig. 3 bezeichnen 11 und 12 zwei Transistoren und 13 den zwischen ihnen vorgesehenen Kopplungstransformator. Die Wicklungen dieses Transformators sind mit solcher Richtung gewickelt, daß einem zwischen der Kollektorelektrode und der Basis des Transistors 11 fließenden Strom ein zwischen der Basis und der Emittorelektrode des Transistors 12 in umgekehrter Richtung fließender Strom (Pfeile 31 und 32) entspricht. Der Transformator 13 wird daher als »phasenumkehrend« bezeichnet. Würde man den Transformator sekundärseitig mit umgekehrter Richtung wickeln, so wäre er »nicht phasenumkehrend«.

Am Eingang des Verstärkers sind die Klemmen 16, 17 vorgesehen, welche mit der Emittorelektrode bzw. mit der geerdeten Basiselektrode des Transistors 11 verbunden sind. Die Primärwicklung eines Ausgangstransformators 18 liegt im Kreis der Kollektorelektrode des Transistors 12, und die Klemmen der Sekundärwicklung dieses Transformators sind die Ausgangsklemmen 19, 20 des Verstärkers. Die beiden Transistoren 11 und 12 werden durch die Stromquelle 21 in Reihe gespeist. Die Widerstände 22 und 23 dienen zur Vorspannung der Emittorelektrode des Transistors 11. Mit 14 ist ein Potentiometer bezeichnet, welches zur Vorspannung des Transistors 12 dient und für die Nutzströme, d. h. für die Ströme mit im Durchlaßband liegenden Frequenzen, durch einen Kondensator 15 überbrückt ist. Ferner ist ein Weg für die negative Rückkopplung vorgesehen, welcher den zur Blockierung des Gleichstroms dienenden Kondensator 24 und einen Widerstand 25 in der Größenordnung von 15 000 Ohm enthält und am Verstärkereingang eine negative Rückkopplung in Parallelschaltung bewirkt.
Um zu zeigen, wie das Produkt {μ β) erhalten wird, ist in Fig. 3 der Weg der negativen Rückkopplung am Verstärkereingang unterbrochen und über einen Widerstand z, welcher dem Eingangswiderstand des ersten Transistors gleichkommt, geerdet. Dieser Eingangswiderstand besteht aus dem eigentlichen Eingangswiderstand des Transistors (Widerstand des Kreises Emittorelektrode— Basis), zu welchem die Widerstände 22, 23 parallel liegen. Da die Größenordnung dieser letzteren Widerstände viel höher liegt als der Widerstand des Kreises Emittorelektrode — Basiselektrode, ist ζ praktisch gleich diesem letzteren Eingangswiderstand. Das Produkt {μ β) ist gleich

dem Verhältnis — der Spannung V, die an den

Klemmen des den negativen Rückkopplungsweg abschließenden Widerstandes ζ abgenommen wird, zu der dem Verstärker zugeführten Spannung v.

Die Kondensatoren des Verstärkers nach Fig. 3 haben alle hohe Werte (z.B. 25 μΈ), um störende Phasendrehungen bei niedriger Frequenz zu vermeiden.

Bekanntlich liegt der Eingangswiderstand eines Transistors in der Größenordnung von 200 Ohm. Der Kondensator 15 muß daher, um keine merkliehe Phasendrehung zu bewirken, so bemessen sein, daß sein Blindwiderstand

klein ist gegen 200 Ohm. In dem Falle, wo die Frequenzen / der Nutzströme im Sprechband von 300 bis 3000 Hz liegen, ergeben sich außerhalb des Nutzfrequenzbandes für die Kapazität C des Kondensators 15 untragbare Werte. Beispielsweise hat ein Kondensator von 50 μ¥ bei 30 Hz schon einen Blindwiderstand von 108 Ohm. Das Potentiometer 14 mit mehreren tausend Ohm, welches zum Kondensator 15 parallel liegt, kann vernachlässigt werden. Der Kondensator, welcher nach Annahme zwischen dem Eingangswiderstand von 200 Ohm des Transistors und einer Quelle mit dem gleichen Widerstand liegt, bewirkt demnach eine Phasendrehung φ, die sich aus folgendem Ausdruck ergibt :

108

2-200

Daraus ergibt sich φ ~ 15⁰.

Das Nyquist-Diagramm des Verstärkers der Fig. 3 ist durch Kurve A in Fig. 7 wiedergegeben. Diese Kurve umgibt den Punkt + 1, und der Verstärker wäre unstabil, wenn man den negativen Rückkopplungsweg mit seinem Eingang verbinden, d. h. den Punkt 26 an die Klemme 16 anschließen würde.

Fig. 4 zeigt die Abänderung, welche gemäß der Erfindung bei der Schaltung der Transformatorkopplung der beiden Transistoren vorgenommen wird. Der Verstärker der Fig. 4 stimmt im übrigen mit dem Verstärker der Fig. 3 weitgehend überein, so daß dieselben Bezugszeichen die gleichen Schaltungselemente bezeichnen.

Die in den Kreis der Kollektorelektrode des Transistors 11 eingeschaltete Primärwicklung 28 des Transformators 13 ist nach Fig. 4 nicht mit der Basiselektrode dieses Transistors, sondern über die Leitung 27, welche in beiden Fällen zur Serienspeisung der beiden Transistoren dient, mit dem Läufer des Potentiometers 14 verbunden. Die im Kreis der Emittorelektrode des Transistors 12 liegende Sekundärwicklung 29 des Transformators 13 ist über die Leitung 30 geerdet.

Bei der Schaltung nach Fig. 3 wird ein in der Primärwicklung des Transformators 13 fließender Strom von sehr niedriger Frequenz im Kreis der Emittorelektrode, welcher die Sekundärwicklung enthält, keine Wirkung hervorbringen, da der Transformator sein Übertragungsvermögen verloren hat, oder, genauer, der Modul des Übertragungsmaßes des Transformators mit der Frequenz

abnimmt und theoretisch erst bei der Frequenz Null verschwindet. Die Kurve, welche das Übertragungsmaß des Kopplungskreises, d.h. des Transformators, darstellt, ist von gleicher Art wie die Kurve in Fig. ι b. Der Kopplungskreis bewirkt 'bei den niedrigen Frequenzen eine Phasendrehung von π/2.

Bei der Schaltung nach Fig. 4 schließt sich hingegen ein in der Primärwicklung 28 fließender Strom von sehr niedriger Frequenz über zwei Wege. Ein Teil des Stromes geht in den linken Zweig des Potentiometers 14 mit dem Widerstand R₁ und von da über die Leitung 30 nach Erde. Der andere Teil geht in den rechten Zweig des Potentiometers 14 mit dem Widerstand R₂ und von da in den Kreis der Emitterelektrode des Transistors 12, in die Sekundärwicklung 29 und dann in die Leitung 30. Daraus folgt, daß der Modul des Übertragungsmaßes des Kopplungskreises bei der Frequenz Null nicht mehr Null ist. Die diesen Verlauf darstellende Kurve ist von der Art der Kurve in Fig. 2 b. Ein Strom von sehr niedriger Frequenz, welcher der Primärwicklung im Sinne des Pfeiles 33 zugeführt wird (d. b. an der Kollektorelektrode des Transistors 11 austritt), ruft einen Strom von sehr niedriger Frequenz hervor, welcher die Sekundärwicklung im Sinne .des Pfeiles 34 durchfließt (d. h. in die Emittorelektrode des Transistors 12 eintritt). Die relative Richtung der Ströme in den Kreisen der Kollektorelektrode von 11 bzw. der Emittorelektrode von 12 ist somit bei einem Strom von sehr niedriger Frequenz dieselbe wie bei einem Wechselstrom mit einer im nutzbaren Durchlaßband liegenden Frequenz. Fig. 2 b zeigt die Kurve für das Übertragungsmaß dieses Kopplungskreises. Der Kopplungskreis bewirkt bei den niedrigen Frequenzen keine Phasendrehung, und der Höchstwert der Phasendrehung cp_m ergibt sich bei einer zwischen dem Nutzband und der Frequenz Null gelegenen Frequenz. Es ist zu bemerken, daß die obenerwähnten Verhältnisse nur für die in Fig. 4 angegebene Stromrichtung gelten. Wenn bei einem Verstärker nach Fig. 4 die Stromrichtung umgekehrt würde, würde man das durch Kurve 10 in Fig. 2c wiedergegebene Übertragungsmaß erhalten. Die Phasenänderung wäre zwischen dem Nutzband und .den nahe an Null liegenden Frequenzen gleich π, und es ergäbe sich im Verhältnis zu den Kurven der Fig. ι a und 1 b eine Phasendrehung π/2 im ungünstigen Sinne.

Im Nutzfrequenzband spielt der Transformator seine normale Rolle als Kopplungskreis zwischen den beiden Verstärkerstufen. Die durch den Stromfluß im Potentiometer 14 hervorgerufeneDämpfung ist vernachlässigbar, da der innere Ausgangs widerstand (in der Größenordnung von 10 000 Ohm) des Transistors 11 der ersten Stufe groß ist gegen den Widerstand der Zweige .R₁ und R₂ des Potentiometers 14, welches sich wechselstrommäßig, da es durch den Kondensator 15 überbrückt ist, so ver-' hält, wie wenn es parallel geschaltet wäre. Im Nutzfrequenzband entspricht der Kopplungskreis dem "Schema der Fig. 5, wo die beiden parallel geschalteten Widerstände R₁ und R₂ in Reihe mit der Primärwicklung 28 liegen. Unter der Annahme, daß die Primärwicklung 28 aus einer Quelle 35 mit einem bei 35' dargestellten Innenwiderstand (innere Auisgangsimpedanz des Transistors) von 10 000 Ohm gespeist wird und die Sekundärwicklung 29 an eine Belastung 36 angeschlossen ist, deren Widerstand (bezogen auf die Primärseite des Transformators 13) ebenfalls 10 000 Ohm ist, beträgt die durch die parallel liegenden Widerstände R₁ und R₂ hervorgerufene Dämpfung im Verhältnis zu dem Falle, bei dem diese Widerstände nicht vorhanden wären:

Neper.

Beispielsweise ergibt sich für R₁ = 1200 Ohm und R₂ = 400 Ohm

1 +

300

2 · 10000

= 0,015 Neper.

Diese Dämpfung ist im Nutzfrequenzband vernachlässigbar.

Das Nyquist-Diagramm des Verstärkers der Fig. 4 wird durch die Kurve B der Fig. 7 wiedergegeben. Die Kurve läuft nicht um den Punkt + 1, und der Verstärker ist somit stabil. Außerdem ist ersichtlich, daß im Nutzfrequenzband zwischen 300 und 3000 Hz die Kurven yi und B praktisch zusammenfallen.

Für den Fall, daß der Transformator 13 nicht phasenumkehrend ist, während der den Kondensator 24 und den Widerstand 25 enthaltende Weg immer eine negative Rückkopplung bewirkt und beispielsweise die Spannung für die negative Rückkopplung an der Sekundärwicklung des seinerseits phasenumkehrenden Transformators 18 abgenommen wird, wird das Schema des Verstärkers durch Fig. 6 wiedergegeben. Die Primärwicklung 38 des Transformators 13, die im Kreie der Kollektorelektrode des Transistors 11 liegt, ist wie in Fig. 4 durch die Speiseleitung 27 an den Läufer des Potentiometers 14 angeschlossen. In diesem Falle ist das auf der Basisseite des Transistors 12 ge- no legene Ende des Potentiometers 14 über die Leitung 37 geerdet.

Ein die Primärwicklung im Sinne des Pfeiles 40 durchfließender Strom von sehr niedriger Frequenz ruft 'Zwei Ströme hervor, von welchen der eine über den Widerstand R₂ des Potentiometers 14 und die Leitung 37 nach Erde geht und der andere die Sekundärwicklung 39 im Sinne des Pfeiles 41 durchfließt, von der Emittorelektrode zur Basis des Transistors 12 geht und sich über die Leitung 37 nach Erde schließt. Die obengenannte Bedingung für die relative Richtung ist daher erfüllt.

Bei hohen Frequenzen bietet die Stabilisierung dieser negativ rückgekoppelten Verstärker mit Transformatorenkopplung keine wesentlichen

Schwierigkeiten, da nur die Transformatoren bei der in Abhängigkeit von der Frequenz eintretenden Änderung der Verstärkung beteiligt sind, während die Blindwiderstände der Kondensatoren vernachlässigbar sind.

Claims (2)

1. PATENTANSPRÜCHE:

   i. Kopplungsschaltung für aufeinanderfolgende Stufen eines transformatorgekoppelten

   ίο Transistor-Verstärkers mit negativer Rückkopplung, dadurch gekennzeichnet, daß die im Ausgangskreis einer Stufe liegende Primärwicklung des Kopplungstransformators mit dem veränderlichen Abgriff eines zur Vorspannung der Eingangselektrode der folgenden Stufe dienenden Potentiometers verbunden ist, das durch einen Kondensator mit im Nutzfrequenzband des Verstärkers niedrigem Blindwiderstand überbrückt ist, wobei das aus dem Potentiometer und seinem Überbrückungskondensator gebildete Glied im Eingangskreis der folgenden Stufe, der auch die Sekundärwicklung des Transformators enthält, liegt, und daß ferner das eine Ende des Potentiometers mit einem Punkt konstanten Potentials verbunden ist, so daß bei sehr niedrigen Frequenzen ein Teil des die Primärwicklung des Transformators durchfließenden Stromes auch den Eingangskreis der folgenden Stufe und die Sekundärwicklung in der einen oder anderen Richtung nach dem auf konstantem Potential gehaltenen Ende des Potentiometers hindurchfließt, und damit der Modul des Übertragungsmaßes der aus Transformator und Potentiometerwiderstand bestehenden Kopplungsanordnung bei der Frequenz Null nicht Null wird.
2. 2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Primärwicklung des Kopplungstransformators im Kreis der Kollektorelektrode des Transistors der ersten Verstärkerstufe liegt, während das Potentiometer U'nd sein Überbrückungskondensator sowie die Sekundärwicklung des Transformators im Kreis der Emittorelektrode des Transistors der folgenden Verstärkerstufe liegen, und daß, je nachdem ob im Hinblick auf die negative Rückkopplung dem von der Kollektorelektrode des ersten Transistors abgehenden Strom ein in die Emittorelektrode des zweiten Transistors eintretender oder ein von dieser Elektrode ausgehender Strom entsprechen soll, das der Sekundärwicklung des Transformators benachbarte (Fig. 4) bzw. das der Basiselektrode des zweiten Transistors benachbarte Potentiometerende (Fig. 6) mit einem Punkt konstanten Potentials verbunden ist.

   Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

   §09541 8.5§