DE2422991A1 - Kammbandpass - Google Patents

Description

Dipl.-Phys.Leo Thul

Patentanwalt

7 Stuttgart 30

Kurze Straße 8 2422991

C.H.Petitjean 4-3-¹

INTERNATIONAL STANDARD ELECTRIC CORPORATION, NEW YORK

Kammbandpaß

Die vorliegende Erfindung betrifft Bandpässe mit Kapazitätsdioden als Abstinunkondensatoren.

Genauer ausgedrückt, bezieht sie sich auf Kamm-Bandpässe, die im GHz-Frequenzbereich besonders gebräuchlich sind. Es ist bekannt, daß konzentrierte Kreise bestehend aus Kapazitäten und Selbstinduktivitäten bei GHz-Frequenzen wegen ihres niedrigen Q-Wertes nur mit Schwierigkeiten verwendet werden können. Filter, bei denen Wellenleiter als Leitungsträger verwendet werden, können befriedigende technische Ergebnisse liefern, führen jedoch zu .unhandlichen Konstruktionen. Daher wurden Strukturen gesucht, die an eine Verwendung bei obigen Frequenzen besser angepaßt sind, wie im besonderen die Strukturen vom "Sandwich"- und T)reiplatten^w-Typ. Ein Filtertyp, der solche Strukturen ver-

Kg/Scho

7.5.197¹*

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wendet, wird "Kammfilter" genannt. Er enthält parallele Streifen in einem sehr flachen Gehäuse, wobei ein Ende jedes Streifens an einer Gehfiusewand befestigt ist. Die Streifenlänge beträgt ungefähr -£, wobei \_Q die Wellenlänge ist, die der Mittenfrequenz des Bandpasses im dielektrischen Medium entspricht. Die Streifen, deren anderes Ende jeweils über einen Kondensator mit dem Gehäuse verbunden ist, bilden parallele Schwingkreise der betrachteten Frequenz. Streifenkopplung wird durch elektromagnetische Streufelder bewirkt. Zwei nicht resonante Endstreifen besorgen die Filterankopplung an die Quelle bzw. an die Last.

In typischer Weise haben solche Filter wichtige und bedeutende Vorteile:

- Da die Streifen an einer Gehäusewand befestigt sind, wird die Verwendung von dielektrischen Leitungsträgern vermieden.

- Die Gehäusegrößen sind reduziert. In einem Filter mit der Mittenfrequenz 1 GHz ist die Breite etwa 5 cm und die innere Länge, um z.B. vier Resonanzstreifen und zwei Ein- und Ausgabestreifen unterzubringen, beträgt etwa 6 cm, die Streifen sind kurz und sind gut an der Gehäusewand befestigt, wodurch nur minimale Schwingungseffekte entstehen.

Aus einem technischen Gesichtspunkt können noch weitere Vorteile angegeben werden:

- Die zweiten Harmonischen werden unterdrückt, da die Streifen für diese Harmonischen Schwingkreise darstellen,

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welche durch sehr hohe Impedanzen gekoppelt sind, wenn die Streifenlänge ungefähr -κ- beträgt. Als Ergebnis dessen ist der Anstieg des DämßfungsVerlaufs jenseits der oberen Bandpaßgrenze beträchtlich erhöhti

- Die Kopplung zwischen den Schwingkreisen kann leicht eingestellt werden, indem man nur den Streifenabstand verändert .

Aufgrund aller dieser Vorzüge wurden für Funknavigationseinrichtungen Kammfilter ausgewählt.

Genauer ausgedrückt, werden'bestimmte moderne Anwendungen, wie Abfragesender in TACAN-Systemen erwähnt, bei denen die Sender und Empfänger eine große Anzahl von eng liegenden Kanälen senden bzw. empfangen, beispielsweise 240 Kanäle in einem Bereich zwischen 960 und 1 000 MHz, wobei Sende- und Empfangsfrequenzen in einem Kanal um eine Zwischenfrequenz von 60 MHz auseinander liegen.

Um Spiegelfrequenzeffekte zu vermeiden, müssen HF-Vorstufen in der Form von Bandpässen eingebaut werden mit Dämpfungsverläufen, die außerhalb 'des Durchlaßbereichs stark ansteigen.

Die minimale Anzahl von solchen Filtern ist vier, die Filter werden in bekannter Weise umgeschaltet.

Jedoch ist es bei vier Filtern denkbar, daß für Kanäle, die in einem Grenzbereich zwischen zwei Filtern liegen, Spiegelfrequenzeffekte nicht unterdrückt werden, weil die

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Steigung der Filterdämpfungskurve in der Nähe des Durchlaßbereichs nicht unendlich ist, obwohl sie groß ist. Um solch einen Nachteil zu vermeiden, muß die Anzahl der Filter erhöht werden. Zum Beispiel können sechs Filter anstatt von vieren verwendet werden, wobei jeder einen Durchlaßbereich von 40 MHz hat. Aber in diesem Fall wird die Größe hinderlich, und es entstehen erhebliche Filterumschaltungsproblerne.

Eine Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine Anzahl ρ von umschaltbaren "nebeneinanderliegenden" Filtern, von denen jeder eine Bandbreite von Af hat, durch einen einzigen Filter mit der gleichen Bandbreite Af zu ersetzen, jedoch mit einer Mittenfrequenz F , welche durch reim elektronische Vorgänge über den ganzen BereichAF =p.Af variiert werden kann.

Gemäß eines Merkmals der Erfindung werden die Kondensatoren in den Schwingkreisen ersetzt durch Kapazitätsdioden oder spannungsabhängige Kondensatoren, die Umschaltung der Durchlaßbereiche geschieht durch Variieren der an jede Kapazitätsdiode angelegtenVorspannung, wobei solch eine Vorspannungsänderung entweder kontinuierlich oder diskret geschehen kann.

Gemäß eines anderen Meickmals der Erfindung haben die verwendeten Kapazitätedioden hohe Q-Werte und arbeiten unter hoher Vorspannung V, um die Ansprechempfindlichkeit Ty zu reduzieren. Auf diese Weise sind die Filterleistungen frei von Mittenfrequenzschwankungen, welche von erheblichen

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Kapazitätsänderungen aufgrund von Temperatureffekten herrühren, wenn die Kapazitätsdioden mit niedrigen Spannungen betrieben werden. ' -

Gemäß dieser Erfindung ist die Verwendung von Kapazitätsdioden mit niedriger Vorspannung größtenteils auf die Tatsache ausgerichtet, daß der in Reihe mit der Kapazität C geschaltete Innenwiderstand mit C abnimmt. Auf solche Weise nimmt der Wert Qi von unbelasteten Schwingkreisen - soweit Verluste keinen anderen Ursprung als den Innenwiderstand haben - mit der Frequenz zu.

In einem Kammfilter, welches verlustfreie Kondensatoren verwendet, hängen Frequenzband und Einfügungsdämpfung sowohl im Durchlaßbereich als auch im gedämpften Bereich grundsätzlich von einem Kopplungsfaktor ab, der größer als 1 sein muß und der durch das Verhältnis u¹ =5, cot Θ_Λ ausgedrückt wird. Dabei ist:

R der Quellenwiderstand vom Filtereingang oder der Lastwiderstand vom Filterausgang, Z¹ eine Kopplungsimpedanz zwischen den Streifen, die durch ihre Anordnung bestimmt wird, und Θ ist ein Winkel, welcher der Frequenz proportional ist und 5 beträgt, wenn die Streifenlänge den Wert -g hat.

Mit Q als Q-Wert von Schwingkreisen, die mit Widerstand R belastet sind, wird der Kopplungsfaktor:

i> 1 Wn

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Der Ausdruck *°· cot Θ ist eine Punktion, die mit der Frequenz

stark abnimmt, u^! kann konstant gehalten werden, wenn Θ , d.h. also die Frequenz nur innerhalb gewisser Grenzen schwankt. Gemäß eines Merkmals der Erfindung bleiWn die Einfügungsdämpfungskurven identisch für jede Lage innerhalb des Frequenzbandes AF auf Grund einer Reduktion der Kopplungsimpedanz Z¹ im Verhältnis 1 zu

Die Verwendung von Kapazitätsdioden wird von einem Absorptionsverlust begleitet, der" innerhalb des Frequenzbandes ΔΡ mit steigender Frequenz abnimmt.

Gemäß der Erfindung sind Mittel vorgesehen, um diesen Nachteil zu überwinden.

Gemäß eines Merkmals der Erfindung werden die Kapazitätsdioden gemeinsam durch eine einzige Vorspannung gesteuert, und die Kapazitätserhöhung für jeden Schwingkreis wird durch einen einfachen einstellbaren Luftkondensator bewirkt wie z.B. durch einen konventionellen Trimmkondensator. Mit solch einer Anordnung braucht man nur eine Spannungsquelle, um die Kapazitätsdioden, welche mit hoher Vorspannung betrieben werden, zu steuern. Solch eine Anordnung ist auch vorteilhaft, wenn ein Tschebyscheff-Leistungsfilter verwendet wird, bei welchem die Schwingkreise unterschiedliche Charakteristiken und damit auch unterschiedliche Kapazitäten haben, wenn sie, auch die gleiche elektrische Länge haben.

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Andere Merkmale der Erfindung werden durch die nun folgende Beschreibung von Ausführungsbeispielen klarer hervortreten. Die Beschreibung erfolgt an Hand der beiliegenden Zeichnungen. Es zeigen:

Fig.l eine schematische Ansicht eines erfindungsgemäßen Kammfilters;

Fig.2 die Baugruppen, die einen zwei resonante Streifen enthaltenden Kammfilter charakterisieren;

Fig.3 die Filterkurve für einen erfindungsgemäßen Filter;

Fig.4 eine andere Ausführung eines Kammfilters mit Kapa-¹ zitätsdioden, welche durch eine einzige Spannung gesteuert werden;

Fig.5 eine HF-Vorstufe, die zwei erfindungsgemäße Kammfilter enthält, welche durch einen Verstärker getrennt «ind;

Fig.6 eine andere Art einer Streifen-Kapazitätsdiodenanordnung. . .

Fig.l zeigt im Querschnitt zwei Ansichten entlang zweier Normalebenen eines Kammfilters, das vier aktive Streifen und zwei zusätzliche Streifen zur Anpassung der Quellen- und Lastwiderstände enthält.

Die Streifen 1-1, 1-2, 1-3 und 1-4, von denen jeweils ein Ende an Gehäuse 3 befestigt ist, werden an ihren anderen

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Enden durch Kondensatoren abgeschlossen, welche Kapazitätsdioden 5-1, 5-2, 5-3 und 5-4 sind und mit Einrichtungen zur Vorspannung versehen sind, die anschließend beschrieben werden. Die freien Seiten der Kapazitätsdiodei sind am Gehäuse 3 hochfrequenzmäßig kurzgeschlossen.

Die Streifen 2-1 und 2-2 dienen dazu, Piltereingang und Filterausgang an die Quellenimpedanz bzw. die Lastimpedanz anzupassen, welche beispielsweise die Impedanzen von Koaxialkabeln 4-1 und 4-2 sind.

Die Längen der sechs Streifen sind gleich oder kleiner als -jp , wobei X_Q Hittenfrequenz des Durchlaßbereichs entspricht

Bezugnehmend auf den unteren Schnitt in Fig.l, ist zu bemerken, daß jeder Streifen eine Kapazität γ, pro Längeneinheit bezüglich des Gehäuses hat, wobei Y₁ mit der Dicke und der Breite des entsprechenden Streifens variiert. Zwei nebeneinander liegende Streifen sind durch eine Kapazität γ pro Längeneinheit gekoppelt, wobei y_q mit der Streifendicke und dem Streifenabstand variiert.

Zusammen mit dem Gehfttree bilden die Streifen Leitungen mit niedriger Impedanz Z . Dabei ist Z = —r und ν die

O O ' 1

Geschwindigkeit der elektromagnetischen Wellen durch das dielektrische Medium, welches die Streifen umgibt.

Zwei nebeneinander liegende Streifen bilden eine Leitung mit einer charakteristischen Impedanz Z'_o, welche wesentlich

größer als Z ist mit Z^f = -^.

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Bandpaß mit zwei aktiven Streifen:

Um das Verhalten des Bandpasses mit Kapazitätsdioden als Abstimmkondensatoren für die Streifen gut zu verstehen, wird eine Ausführung eines Filters mit zwei aktiven Streifen betrachtet.

Die zwei aktiven Streifen bilden zusammen mit dem Gehäuse

kurzg<

kurzgeschlossene Leitungen mit der Impedanz j Z tan Θ

ω die Kreis frequenz 2irP, 1 die Streifenlänge Θ gleich oder kleiner als Jj ist.

Die kurzgeschlossenen Leitungen werden an ihren freien Enden mit Kondensatoren der Kapazität C abgeschlossen. Parallelresonanz entsteht bei der Frequenz F wenn

Cu)Z = cot θ

ο ■

Die zwei Schwingkreise werden durch eine kurzgeschlossene Leitung eier Impedanz

j Z'_o tan θ gekoppelt.

Ein- und Ausgangswiderstände R des Filters sind diejenigen, welche durch Transformation der Quellen- und Lastimpedanzen ρ mittels der zwei Seitenleitungen, die zusammen mit dem Gehäuse durch zusätzliche Streifen entstehen, gebildet werden.

Falls Z- die charakteristische Impedanz der Leitung ist, welche durch den ersten Filterstrejfen und den zusätzlichen Eingangsstreifen gebildet wird, und Z_ die charakteristische Impedanz der Leitung, welche durch den zusätzlichen Ein-

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gangsstreifen und das Gehäuse gebildet wird, so ergibt dies

Z₁ 2

R -P ( j») -

Wenn es ein schmales Bandfilter ist, ist R notwendigerweise groß gegen Z_o, wie im folgenden erklärt werden wird, und, da ρ ungefähr d.en gleichen Wert wie Z hat, wirkt der zusätzliche Eingangsstreifen wie ein Impedanzverstärker. Die gleiche Überlegung ist für einen zusätzlichen Ausgangsstreifen gültig.

Das in Fig.2 gezeigte Filter bewirkt zwischen den beiden Widerständen R eine Einfügung?dämpfung, die nach der Vierpoltheorie leicht berechnet werden kann.

In dB läßt sich die EinfUgungsdämpfung schreiben als A(dB) = 10 log₁₀ (hg + D

wobei h₂ das Verhältnis

Z* p2 2Ζ_Λ

^h2 ^s IF^Ite ( ^{x +}rs ^{(cot Θ} - <*ν·(^{(1 +} ζ^^{2) cot} )

ο ο

Die Gleichung (A) bestimmt das Filterverhalten innerhalb und außerhalb des Durchlaßbereichs.

_R2 Z'

Unter der Annahme, daß g2 und ^ größer als 1 sind, ent sprechen die Pole der Funktion ° h₂ den Kreisfrequenzen ω zwischen M₁ und ω₂, für die cot θ^^ - Cu₁Z₀ - 0 und ^{cot Θ}2 * ΪγΙε ^ω2^Ζο '- °

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to. ist dabei die Eigenfrequenz jedes der Schwingkreise, ω«, eine bezüglich der Mittenfrequenz ®_Q zu ω. symmetrische Frequenz, wobei ω durch

COt θ - ir— ω Z =

O ώ ο O

■ ¹⁺ϊ?

definiert ist.

Es ist noch zu bemerken, daß hu Nullstellen für die Frequenzen ω* und ω' hat, wobei die Differenz ϊω = ω' - ω¹ ^

in der Form '

Z \jT2

^o = ^ωο^8(Θο⁾ R⁹VF ²

geschrieben wird. Dabei ist

2 tan Θ

s(9_o) =

° 1+Θ cot θ₀+ tan Q_Q

Faktor s(9 ) wächst mit ω ,=r-cot0_rt = u ist ein Kopplungsfaktor, ο ο L _o ο

u=l bestimmt die kritische Kopplung.

Im Durchlaßbereich erreicht h₂ einen Maximalwert h_max für die Mittenfrequenz ω_ο von

11

h = s (u- =), und damit ist "max 2 u '

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2 A (dB) = 20 log S*±i (B)

max ^±u * ^u

Die gleiche Einfügungsdämpfung erhält man für Frequenzen, die unterhalb ω' bzw. oberhalb ω' liegen.

Das Intervall

_{t q} = Γ2⁷ ω_ο s(0_o) -^ \lu²- 1 (C) bestimmt die Filterbandbreite.

Die maximale Dämpfung und der Kopplungsfaktor stehen in enger Beziehung zueinander, d.h., soba! ist auch der Kopplungsfaktor bestimmt.

enger Beziehung zueinander, d.h., sobald A _ov definiert ist,

Die Außerbanddämpfung kann durch die Einfügungsdämpfung bei den Frequenzen ω. und ω~ charakterisiert werden, d.h.,

A_fii = 10 log_in (1+ - u²) (D)

Unterhalb ω und oberhalb ω wächst die Dämpfung stark nach einer Gesetzmäßigkeit, die nur von u abhängt.

Außerdem ist zu bemerken. daÄ unter jeder Annahme A auf

IuO-X

«° wächst und A auf O geht, wenn der Winkel Θ gegen 5 geht, d.h., wenn die "Leitungen zu Eigenschwingungen fähig werden. (Viertelwellenleitungen). Der Bandpaß wird zu einer Bandsperre.

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Daher ist die Verwendung von Streifen mit Längen, die gleich oder kleiner als -# sind, gerechtfertigt. Die Längen von

-# ermöglichen die Unterdrückung- der zweiten Harmonischen, ο

die technisch oft erwünscht ist.

Bisher wurde angenommen, daß die Filterbauteile reinen
Blindleitwerten entsprechen. Es gibt jedoch Verluste, und besonders, wenn man Kapazitätsdioden verwendet, beruhen
diese Verluste hauptsächlich auf dem Innenwiderstand r-,
der mit der Kapazität jeder Kapazitätsdiode in Reihe läggt.

Wenn zwei Schwingkreise mit Verlust behaftet sind, so ist ihr Q-Wert immer endlich. Jeder Widerstand muß als zu einem Widerstand Z Qtan Θ parallel geschaltet betrachtet werden, und R¹ muß anstelle von R in (A), (B), (C) und (D) eingesetzt werden, wobei

R Z Qtan Θ
R. = 2 ο _lBt>

R+Z Q tan Θ
ο ο

Dies ergibt

^Αω1 = ¹⁰

π-_ο ^{cot e}o

mit u^f -

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Soll nur die Einfügungsdämpfung betrachtet werden, so ist
zu bemerken, daß man die gleichen Kennlinien finden kann,
indem man Z' reduziert, wenn Q bekannt ist.

Ein Anwachsen der Bandbreite "SeL kann auch am Paktor
R ^z

(1+ 2fQ ^c°t Θ ) abgelesen werden.

Jedoch muß die Absorptionsdämpfung auch berücksichtigt werden, da sie vom Reihenwiderstand der Kapazitätsdioden herrührt. Im Falle zweier Kapazitätsdioden beträgt die Absorptionsdämpfung:

R
A¹ s 20 log_l0 (1 + ^r ^c°t ^Θ _ο)·

Sie beinflußt in der gleichen Weise jede Frequenz in der

Nähe von F . ο

Wenn die Mittenfrequenz P gemäß der Erfindung durch Variation der an die Kapazitätsdioden angelegten Vorspannungen verändert wird, so ergeben sich daraus Änderungen der Kapazität C und des Q-Wertes. Ohne besondere Vorkehrungen ändern

sich auch Έϋ., A und A _Λ mit der Mittenfrequenz F über
t max ωΐ ο

das ganze elektronisch abgestimmte Band ΔΡ - pAf .

Daher ist es Aufgabe der Erfindung, eine Beziehung zwischen den Kennlinien der Kapazitätsdioden und den Kammfilter-Kennlinien zu definieren, um damit die Änderungen der obigen Größen über das ganze elektronisch abgestimmte Band zu einem Minimum zu reduzieren.

Dazu wird «L jedem Falle eine Kapazitätsdiode mit einem relativ hohen Q-Wert gewählt, um A¹ zu reduzieren.

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In einer Kapazitätsdiode ist die Breite der neutralen Zone gegeben durch:

B hat dabei den Wert s für legierte Zonenübergänge und den Wert I für tief diffendierte übergänge. V ist die negative Vorspannung und ν die negative Kontaktspannung; ν beträgt ungefähr 0,65 V.

Die Kapazität der Kapazitätsdiode ist gegeben durch _c _ Se ι Se

S ist dabei die Fläche der Übergangszone und ε die Dielektrizitätskonstante des verwendeten Halbleitermaterials.

Es ist ohne weiteres klar, daß -m umso kleiner wird, umso größer V ist. Erfindungsgemäß wird die Kapazitätsdiode mit hoher Vorspannung betrieben, um die Arbeitsstabilität des Filters zu gewährleisten und besonders, um es von Temperatureffekten unabhängig zu machen, welche ν beeinflussen.

Ein anderer Vorteil, wahrscheinlich der wichtigere, des Betriebs mit großer Vorspannung V wird nun beschrieben.

Die Kapazitätsdiode hat das gleiche Verhalten wie eine in Reihe mit einem Widerstand liegende Kapazität, Dazu liegt im Nebenschluß ein großer Widerstand R , der alle anderen Verluste der Kapazitätsdiode veranschaulicht.

Bei einer Kapazität C entsprechend einer Vorspannung V gilt für die Kapazitätsdiode:

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1 11

Q i CuR O. Q—

el 2

Q₂ ist der äußerste Q-Wert der Kapazitätsdiode, wenn r_± auf Null reduziert ist.

Indem man Cu> durch seinen Wert

Ca) = —»—-& ersetzt, ο

erhält man:

1 _ cot θ₀₊ ο

Q " Z i R cot Θ

ο e ο

Daher wird der Kopplungsfaktor: S- cot Θ

Γ7 I O

U¹ =-

1 + S + ΤΓ~Ό COu Θ R Z *■ 0 e o

Die Absorptionsdämpfung beträgt:

τ? ^Rr-i A« = 20 log₁₀ (l + g + ^-i cot G₀)

Der Innenwiderstand r. läßt sich schreiben als

wobei ρ der Widerstand in der Basiszone und e_? die Dicke der Basiszone für einen sehr niedrigen Wert V ist. Wenn V zunimmt, und als Grenzfall, V ungefähr 150 V beträgt, nahe bei der Durchbruchsspannung, wird (e₂ - e^) null, ebenso wie r..

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Bei der Vorspannung Y_r hat die Kapazität C den Wert C und r. läßt sich dann schreiben als:

ρε C . C

Wenn man den Kopplungsfaktor

cot Θ

ρ

»· ■ I.

7, ^f R

^Δο ι + g

e Z

betrachtet, so kann dieser über das Frequenzband ΔΡ konstant gehalten werden, wenn u^f für den Wert von Θ minimal ist, der dem MaxinaLwert F_c des Frequenzbandes AF_Q ent spricht .

Die Funktion

cot Θ,

1 + § + Sri cot²0„ ^e ο

hat ein Minimum, wenn ^ = 0 ist.

Die Berechnung dieser Ableitung unter Berücksichtigung der Abhängigkeit des Widerstandes r. von C führt zu der folgenden Bedingung für die Frequenz F :

" Rr. ₉ ρ 1 + I + -^i cot^ = (1 + β ) ( 1 + π

e Z e 1 + —*— Φ

c-c_r

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wobei φ (Θ ) sich nach Φ (βJ = 1 +

GCtan θ +cot Θ ) ο ο ο

mit Θ ändert und sich zwischen 1,76 und 1,64 bewegt, wenn Θ von = nach j- geht.

Im folgenden wird angenommen, daß bei der Frequenz P

θ_ο=|- und somit φ (Q_Q) = 1,64 ist.

Die Dämpfung A'_m^_n bei der Frequenz F beträgt

^Al„4„ = 20 log,_n (1+νί-) + min °10

e 1 + l,64_r-f;

Auf der anderen Seite des Durchlaßbereichs F_c-kF_Q nimmt

R τ 2
(1 + ^ + ~2 cot 0_Q) mit cot Θ zu, und unter der An-

^e ° AF

nähme, daß die relative Breite «— klein ist, ist die

Zunahme (l + 2 γ--).

Die maximale Dämpfung A¹ bei der tiefsten Frequenz des

Iu ei X

Bandes F-AF_Q ist:

A^f = A¹. + 201og_in(l + max mm

2ΔΡ

Es sei z.B. angenommen, daß eine Kapazitätsdiode vom Legierungstyp mit einer maximalen Vorspannung von 100 V ausgewählt wird. Dafür ist g =1,22 und ^~_c ist gleich 4_S5,

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AF Wenn man eine relative Bandbreite *r-£= 0,1 wählt und Verluste, die durch (1 + s ) verursacht werden, vernachlässigt, so er-

R_e
hält man:

^Amin ^{= 2dBund A}max = 3,6 dB.

Diese Werte werden als zu groß-erachtet. Daher wird die Kapazitätsdiode in den meisten Fällen nur für die Kapazitätsvariation über das Frequenzband verwendet, Das weitere wird von einem festen Luftkondensator besorgt, der mit geringem Verlust behaftet ist und eine feste Kapazität C_f hat.

Unter solchen Bedingungen führt die Ableitung S zu einer neuen Gleichung:

„ ₊ ^Rri ₂ 's 1 ,

Dies ergibt:

ο 1 + 1,64 ^_c

= A' +
min

^f+C
Mit der Annahme, daß —g—=3 ist, ergibt dieses numerische

Beispiel:

A'. = 0.4 dB
mm *

= 2 dB.

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Sobald die maximale Vorspannung V , die eine Kapazität C

Iu el X

bewirkt, und die minimale Vorspannung V . , die eine Kapazität (C+AC) entsprechend der Frequenz F -AF bewirkt, gewählt sind, sind A¹ . und A¹ ebenso wie

' min max

C_f+C

praktisch festgelegt, wie auch

AC und (C_f+C) als Funktion von Z bestimmt sind.

Man erhält folgende Ergebnisse:

(C_f+C)u)_oZ_o = cot Θ_η (mit ©₀=^)

AF AF

AC = (| + 1) (C_f + C)^p-S = 2,57 (C_f+C _AniP V _qv \ C.+C AF_o

ΔΟ + υ _ / maX\c! _ ρ ,-y I +1

min c

Somit ist

= o,39 Λ ( C₇^) - 1 ) ο min

Mit τ?

V j

min

C,

'f+C F ist —g- = 0.5 ^c

C Falls -£ =4.5,

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so erhält man

A¹ .
mm

+ S )■+ 201og_in (1 +

^Afmax ^{= A}'min^{+ 20}

IO

ΔΡ

^{1 + 3}'⁷W

Die folgende Tabelle enthält die Werte von A¹ . ,A^f und

mm max

C_f+C ΔΡ

—^- für mehrere Werte von ^-^. Es ist angenommen, daß

|=0 ist.

TABELLE I

ΔΡ	A'min(dB)	A1 (dB) max	cf+c	10
O P C	0,1	0,9	C	5
0,05	0,2	1,8	3,3
0,10	0,4	2,7	2,5
0,15	0,5	3,4	2
0,20	0,6	4,1
0,25

Wenn der Bandpaß eine relative elektronisch abgestimmte Bandbreite von 20? haben muß, so kann A¹ von 3,4 auf 1,8 dB reduziert werden, indem man das Band AF in zwei Hälften ΔΡ /2 durchfährt, «abei, wie nachstehend erwähnt, Kapazitätsdioden verwendet werden, zunäcn¹^¹¹®^¹ einer ersten Kapazität CL in der oberen Bandhälfte, dann mit einer zweiten Kapazität C»

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in der unteren Bandhälfte, und wobei C" größer als C' ist,

Bisher wurde bei den Berechnungen von der Annahme ausgegangen, daß die Kapazität Siode so gewählt werden kann, daß u¹ über das Band AF konstant ist.

Wenn man aber die Beziehung, die u^! konstant macht, betrachtet, so zeigt sich, daß: ^Rri 2 1

ST ^L ο ^{L X}>°^H C-C (Γ

Das bedeutet, da Θ =r und —*— viel kleiner als 1 ist,

⁰Z im Wesentlichen ο

Rr. C C-+C , /-ι, ι r χ _ , χ,οH ^x

° ρ ε C

und, indem r durch seinen Wert r·= ^- (1- —£)

ersetzt wird:

R C₊C 1,64 S_{2 ρε} _I^ = ι

oder, indem der Wert r des Reihenwiderstandes bei niedrigem V, eingeführt wird,

Rr C C_+C _lj64 J2 JZ V

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Damit erhält man unter Verwendung von (P) und von ^Cr . _r

Rr V . % V \ ΔΡ

/-r o / min\2 ff max\2 ,-ν ο _fn\

,65 -»j- (rf ) ((tt ) - IJ = «— (G)

^ i

-»j- (rf ) ((tt ) - IJ = «

Z^ r min

Der Koeffizient 0,65 ergibt sich aus der Wahl von ^Θ _ο ⁼1· Die Variation dieses Koeffizienten ist sehr gering, wenn Θ um j- schwankt.

(G) zeigt, daß, wenn V , V . und -n-2. gegeben sind, auch

max min r

r c

das Verhältnis -S festliegt.

Wenn Z bekannt ist, wird eine Kapazitätsdiode ausgewählt, welche ein geeignetes r erbringt. Es kann eine Anpassung der charakteristischen Resonatorimpedanz Z an einen gegebenen Wert r vorgenommen werden.

AF Umgekehrt ist dabei die relative Bandbreite ψ-2- gestimmt, wenn ~»j, sowie ^v _min ^und ^v _max bekannt sind. ^c

^Zo

Es ist zu erwähnen, daß die Verwendung von Kapazitätsdioden mit tief diffendierten Zonenübergängen dazu führen, den Exponenten = durch den Exponenten = in (G) zu ersetzen.

Diese einfache Betrachtung zeigt sofort, wie interessant Kapazitätsdioden mit legierten Zonenübergängen für die vorliegende Anwendung sind.

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Da die Parameter der Kapazitätsdioden gewöhnlich bezüglich der Resonatorparameter festgelegt werden, wie gerade erwähnt wurde, läßt sich u¹ nach (E) schreiben als:

ι R
u¹ = =

Θ ο	1	1 H	1	hi'	1	'■	cf+c
		1,6*	s— Ό	C

Die Ausdrücke im Nenner, die auf Verlusten im unbelasteten Zustand beruhen, können als Punktion von A¹ . (dB) ausgedrückt werden, und man erhält:

u¹ = g, cot Θ 10 ~2Ö~
^Zo °

Dann kann der Wert von u ohne diese Verluste u¹ gegeben werden, indem Z^f von 1 auf 10 reduziert wird, d.h. indem praktisch das abgestimmte räumliche Streifenintervall im gleichen Verhältnis reduziert wird. Wenn man den Ausdruck (G) für Tüü betrachtet, so ist der Koeffizient

ω s(Θ ) (1 + s ο cot Θ ) proportional zu oo L W ο
ο

V ^(θο^{} COt Θ}ο»

einem Produkt, das sich nur um 10 % seines Wertes ändert, wenn θ von r auf jj wächst.

Wenn man wieder auf

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cot Θ

_R — —

5 + -s¹ cot Θ

O"

zurückgeht, so zeigt sich, daß beim Betrieb von Kapazitätsdioden mit niedrigen Werten für V, für die r· ziemlich konstant bleibt, V¹ stationär ist, wenn ^Rri ■

"ο ;■ ° e und wenn

A¹ = 20 log(2(l + £ )) größer als 6 dB ist.

Diese einfache Betrachtung zeigt das Interesse an der Verwendung von Kapazitätsdioden mit hoher Vorspannung, das besonders auf dem Anwachsen von r. mit der Kapazität C beruht.

Bandpaß mit mehr als zwei Resonatoren

Wenn ein dritter Streifen zwischen die zwei bisher erwähnten Streifen eingefügt wird, welche zusammen mit dem Gehäuse eine Ausbreitungsleitung mit einer charakteristischen Impedanz —2. bilden, die an eine Kapazitätsdiode der Kapazität 2C angeschlossen ist, so entsteht ein Filter aus drei Elementen.

Die Rechnung zeigt, daß in diesem Fall das Verhältnis h_

eine Funktion von h_o ist:₇ 2Z^f . ^d ο

^h3 = ^h2 (^{(1 +} U ^{) c0t θ} - ο ο ο

h hat damit die gleichen Pole wie h₂ und dazu noch einen dritten Pol entsprechend ω .

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Die Frequenzlücke Δω_ο ist in diesem Fall gleich der im ersten ■Fall mit nur zwei Resonatoren, d.h.

^o - V<V r"⁰ < 4 ^{COt2 e}o - ¹⁾²

^Zo

Es ist zu bemerken, daß h, innerhalb des Durchlaßbereiches zwei gleiche Maximalwerte annimmt, und damit eine Einfügungsdämpfung innerhalb des Bandes von

^Amax^(dB) - ¹⁰¹⁰^lO( f₇ "¹²Hr²" ^{+ 1}^ bewirkt.

Dabei ist

u = g, cot Θ .

Wenn auch die anderen Dinge gleich sind, so ist die Dämpfung in diesem Fall doch wesentlich geringer als im ersten Fall.

Hier wird die Einfügungsdämpfung bei den Frequenzen ω. und ω«

^Αω1 = ^{10 10}SlO^{(1 + U}^
und ist damit wesentlich größer als im ersten Fall.

Schließlich ist das Frequenzintervall Ää>_t, in dem die Einfügungsdämpfung höchstens gleich A ist:

η ___—^__—_ ΙΠ3Χ

TS_t = 1,2 ω.β(θ_ο) R°V^u2 " ^λ

Es ist klar, daß der Kopplungsfaktor u = g» ^cofc ©o^die Filterleistungen bestimmt, wie im Falle eines Filters aus zwei Resonatoren. Es ist, als würde der dritte Resonator nur mitwirken, die Einfügungsdämpfungskurve zu verändern.

Daher ist der abgeänderte Kopplungsfaktor u¹ der gleiche wie in einem Filter aus zwei Resonatoren, und.die Einfügungs-

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C.H.Petitjean H-3-

dämpfungskurven werden auf die gleiche Weise über das elektronisch abgestimmte Band AF angeglichen.

Jedoch vergrößern die Verluste in der dritten Kapazitätsdiode die Absorptionsdämpfung, .welche, wenn man berücksichtigt, daß die charakteristische Impedanz des mittleren Resonators die Hälfte der charakteristischen Impedanzen der beiden anderen beträgt, den Wert

A¹ = 201og₁₀ (1 + I (| + |,))cot G₀ annimmt. Unter-der Annahme, daß Q' = Q, wird der Ausdruck

I ( 5 + |i) gleich 0,28, und A¹^_n wird zu 2 dB bei der Maxim§lfrequenz P des Bandes&F wenn

ΔΡ

τι— = 0,2 ist, und zu 5 dB bei der Minimalfrequenz, c

Die gleichen Rechnungen können für ein Filter aus vier Resonatoren gemacht werden, was zu den gleichen Ergebnissen führt mit dem Kopplungsfaktor u, der gleich

|, cot Q_q bleibt.

über dem Durchlaßbereich ist die maximale Einfügungsdämpfung wesentlich geringer als für ein Filter aus drei Resonatoren. Es gibt vier Frequenzen mit der Dämpfung Null, zwischen denen abwechselnd drei Frequenzen mit maximaler Dämpfung liegen.

Die Bandbreite Δω. beträgt:

* Z 1/2 = 1,1 ω_οε(θ_ο) ρ (u - 1)

Bei Frequenzen ω, und ω₂ außerhalb des Durchlaßbereichs ist die Einfügungsdämpfung Αω₁·

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C.H.Petitjean H-3-H

Αω_η = 101og.,_A [i + (^) )

Die Verluste in der vierten Kapazitätsdiode vergrößern die Absorptionsdämpfung, welche unter der Annahme, daß die charakteristische Impedanz des vierten Resonators gleich der des dritten Resonators ist, den Wert A¹ = 201og₁₀ (l + I ( i + |,) cot θ_ο) annimmt.

Unter der Annahme, daß Q¹ = Q ist, wird der Ausdruck

höchstens gleich 0,^2 und, A . wird gleich 3 dB.

Wenn man noch ein elektronisch abgestimmtes Band der relativen Breite

AF _π

ψ— = 20 5ί betrachtet, und wenn 0 gleich jj bei der c

oberen Frequenz und ? bei der unteren Frequenz ist, variiert A^f

AFq

zwischen 3 dB und 6 dB. Mit einer relativen Breite von ^—= 10 %

und den gleichen anderen Bedingungen variiert A¹ zwischen 2 dB und ¹I dB.

Fig.3 zeigt die Dämpfungskurven für ein Filter aus vier Resonatoren, welches sechs Bereiche erfaßt, also für sechs Werte von Vorspannungen, die an die Kapazitätsdioden angelegt werden. Ein elektronisch abgestimmtes Band geht von

bis F + 9. .

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Bei jeder Schaltstellung ist die Bandbreite -J^- leicht größer

als Af , so daß genügende Überlappungen erreicht werden. Die •sechs Einfügungsdämpfungskurven A sind im wesentlichen einander ähnlich bei einer leichten Erweiterung des Durchlaßbereichs bei höheren Frequenzen des elektronisch abgestimmten Bandes. Außerdem ist jede identisch mit der Kurve, die mit Luft-Kondensatoren zu realisieren ist. Schließlich nimmt die zu jeder Kurve gehörende Absorptionsdämpfung A* mit zunehmender Frequenz ab.

Bisher wurde angenommen, daß die Filter von herkömmlichen π-Filtern mit gleichen Kopplungsimpedanzen jZ' tan Θ zwischen den Resonatoren abgeleitet wurden. Tatsächlich haben die Filter ein "Tschebyscheff'-Verhalten. Somit wird eine Dämpfung erreicht, die höher ist als im Dämpfungsbereich, aber die Betrachtungen über den Kopplungsfaktor u. und die Art, ihn trotz Verlusten in den Kapazitätsdioden konstant zu machen, sind noch in entsprechender Weise gültig.

Fig.4 zeigt ein Filter gemäß der Erfindung mit vier Resonanzstreifen. Ein einstellbarer Kondensator, wie 6-1, 6-2, 6-3 oder 6-4 ist jeweils parallel zu einer Kapazitätsdiode 5-1, 5-2, 5-3 oder 5-4 geschaltet. Die Kondensatoren 6 können einfachevom Gehäuse gehaltene Schrauben sein, die mehr oder weniger nahe bei den Streifen 1-1 bis 1-4 sind.

Die Vorspannungsquelle V ist allen Kapazitätsdioden gemeinsam . und steuert diese über einen Schutzwiderstand 8 und über isolierte Durchgänge 7-1 bis 7-4, die hohe Kapazitäten haben.

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C.H.Petitjean k-J>-

Die Abstimmkapazitäten, die zu den vier Resonatoren gehören, haben unterschiedliche Werte. Infolge der parallelen Kondensatoren 6-1 bis 6—4 kann die benötigte Kapazitätsvariation AC, um das ganze elektronisch abgestimmte Band ΔΡ zu erfassen, für die vier Resonatoren die gleiche sein. Daher werden die vier Kapazitätsdioden unter gleichen Bedingungen von einer einzigen Vorspannungsquelle versorgt.

Wenn eine HF-Eingangsstufe, in der ein Filter gemäß dieser Erfindung verwendet wird, vor einen Mischer geschaltet wird, vermindert der Verlust weniger dB infolge der Dämpfung A^f die Empfängerempfindlichkeit. Daher ist es notwendig, das empfangene Signal zuerst in einem Verstärker mit niedrigem Rauschfaktor zu verstärken, bevor es dem Mischer zugeführt wird. Die Kammfilterstruktur, die gewöhnlich eine geringe Impedanz hat, ist sehr geeignet, wenn ein Transistorverstärker verwendet wird, der innerhalb des Gehäuses angebracht ist.

Ein selektiver Vorkreis gemäß der Erfindung ist in Fig.5 gezeigt.

Ein Filter 9 enthält zwei Streifen lo-l und 10-2, die an Kapazitätsdioden 12-1 und 12-2 angeschlossen sind, welchen einstellbare Kondensatoren 13-1 und 13-2 parallel geschaltet sind. Zwei Anpassungsstreifen 11-1 und 11-2 sind an das Eingangskoaxialkabel I¹J-I bzw. an das Ausgangs koaxialkabel 14-angeschlossen.

An den Kapa?·? tatsdioden 12-1 und 12-2 liegen über einen Schutzwiderstand 15 und ein Potentiometer 16 Vorspannungen

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C.H.Petitjean 4-3-

eines geeigneten Wertes V von einer einstellbaren Spannungsquelle V.

Der geerdete Teil des abgegriffenen Widerstandes kann über einen Sehalter 17 kurzgeschlossen werden, so daß die Kapazitätsdioden große Kapazitäten haben, wenn der Schalter 17 geschlossen ist.

Der Ausgang 14-2 ist über einen Kondensator 19 an die Basis eines Transistors 18 angeschaltet. Dessen Kollektor ist über einen Kondensator 20 an den Eingang 4-1 eines Filters aus 4 Resonatoren gekoppelt, das dem in Fig.l oder in Fig.4 gezeigten ähnlich ist.

Der Transistor 18 wird von einer Hilfsquelle 23 über eine isolierte Durchführung hoher Kapazität und ein herkömmliches R-L-e-Filter 21 gespeist.

9, 18, 21 und das Filter aus 4 Resonatoren können im gleichen Gehäuse untergebracht werden.

Das Filter 9 hat eine Durchlaßbandbreite Af^, welche breiter als die Bandbreite Af des Filters aus 4 Resonatoren ist, und kann im gleichen Band AF abgestimmt werden. Die maximale Dämpfung A^f des Filters 9 im Band AF_q ist z.B. 2 dB, während die maximale Dämpfung des Filters aus vier Resonatoren 4 dB sein kann.

Der Verstärker 12 kann eine Verstärkung von 10-15 dB mit einem Rauschfaktor von 4 dB haben. Die Anwendung

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2Λ22991

der Gleichungen ergibt einen totalen Rauschfaktor P-, einer Reihe von aktiven und passiven Vierpolnetzwerken. Wenn man für jedes der beiden Filter einen Rauschfaktor von 3 dB und für den Mischer einen von 10 dB als geeignet ansieht, so ergibt sich der totale Rauschfaktor als Punktion der Verstärkung G des Verstärkers

G = 10 dB P_T = 8 dB
G = 13 dB F_T = 6,5 dB G = 15 dB P_T = 5,5 dB

Dies bedeutet eine Verbesserung der Empfängerempfindlichkeit um 2 dB bei G= 10 dB.

Die Wahl einer Bandbreite Af¹ , die breiter ist als Af ,

ο ο

ermöglicht in einem zu einem Sender/Empfänger gehörigen Vorkreis, den Mischer während der Sendeperiode zu schützen. Mit einer automatischen Vorrichtung kann der Schalter 17 geschlossen werden, und das nicht abgestimmte Filter überträgt keine Signale mehr von 14-1. Dadurch ermöglichen es die beschriebenen Schaltkreise, den Mischer leicht zu schützen.

Wie bereits erwähnt, liefern die bisher beschriebenen Anordnungen mitunter nur mäßige Ergebnisse, wenn die gewünschten elektronisch abgestimmten Bandbreiten sehr groß sind, da die Vorspannung der Kapazitätsdioden über einen weiten Bereich variieren muß, und es nicht mehr möglich ist, die Angleichungsbedingungen für den Kopplungsfaktor u' zu erfüllen, ohne die Dämpfung A¹ sehr zu vergrößern.

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Die in Fig.6 gezeigte Anordnung ermöglicht die Überwindung eines solchen Nachteils.

Die Kapazitätsdiode 25 kann entweder zum Kondensator 26 zu zwei Kondensatoren 26 und 27 parallel geschaltet werden.

Dabei wird die Kapazitätsdiode 25 über den Schutzwiderstand 32 und die Isolationsdurchführung 30 von der Vorspannungsquelle V gespeist.

Die eine Elektrode des Kondensators 27 ist mit dem Streifen 24 über eine PIN-Diode 28 verbunden, die über eine kleine Induktivität 29, eine Isolationsdurchführung und einen Schutzwiderstand 33 von einer anderen Vorspannungsquelle Vp gespeist wird, die zwei Werte haben kann, entweder einen positiven Wert oder den Wert null.

Wenn die Quelle Vp einen positiven Wert hat, hat die Diode 28 einen sehr geringen Widerstand, und die zwei Kondensatoren 26 und 27 sind parallel zur Kapazitätsdiode 25 geschaltet.

Wenn der Wert von V_ null ist, ist der Widerstand der Diode 28 sehr groß, und nur der Kondensator 26 liegt parallel zur Kapazitätsdiode 25.

Indem die anderen Kapazitätsdioden des Filters in der gleichen Weise angeordnet werden, ist mit nur einer Vorspannungsquelle V für die Kapazitätsdioden und nur einer Vorspannungsquelle V₉ für die PIN-Di öden j das Band AF_Q mit zwei Bändern -^ ^zu erfassen.

Eine solche Anordnung kann auch in einem selektiven Vorkreis wie er in Fig.5 gezeigt ist, verwendet werden.-

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Claims (1)

1. C.H.Petitjean 4-3-4

   Patentansprüche

   Auf jeweils einen von allen möglichen Kanälen, die innerhalb eines vorgegebenen Frequenzbereichs ΔΡ liegen, einstellbare Kamm-Bandpaßanordnung, deren Durchlaßbereich Af_Q kleiner als AF_Q ist, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen einzigen Kamm-Bandpaß mit dem Durchlaßbereich Af enthält, dessen Mittenfrequenz innerhalb des vorgegebenen Frequenzbereichs AF einstellbar ist.

   Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet daß der Kamm-Bandpaß ρ Streifen (1-1 bis 1-4) hat, die zusammen mit ρ Kondensatoren (5-1 bis 5-4) Schwingkreise bilden, daß er weiter Ein- und Ausgangsstreifen (2-1 und 2-2) zur Anpassung an Quellen- und Lastwiderstand hat, wobei die (p+2) Streifen eine Länge von etwa einem Achtel der Wellenlänge haben, die der Filtermittenfrequenz an der unteren Grenze des Frequenzbereiches AF entspricht, daß die ρ Kondensatoren ρ Kapazitätsdioden hoher Güte sind, welche von ρ einstellbaren hohe Vorspannungen abgebenden Spannungsquellen V gesteuert werden.

   Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß den ρ Kapazitätsdioden (5-1 bis 5-4; 12-1, 12-2) ρ Festkondensatoren ^6-1 bis 6-4; 13-1, 13-2) mit Kapazitäten C_f

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   -35-C.H.Petitjean 4-3-4

   parallel geschaltet sind, die auf die Kapazitätsdioden abgestimmt sind, und daß die ρ Vorspannungsquellen V durch eine einzige einstellbare Quelle des Wertes.V ersetzt sind.

   Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingangsstreifen und der Ausgangsstreifen mit dem gleichen Widerstand R belastet sind und die gleiche charakteristische Impedanz Z haben, daß der innere Serienwiderstand der Kapazitätsdioden bei der Vorspannung Null r_Q beträgt

   und daß r und/oder Z_n so gewählt werden, daß die Beziehung R V

   min c

   erfüllt ist, wobei V . und V die geeigneten Maximalwerte

   mxn max

   bzw. Minimalwerte für V sind, wobei V_r der Wert von V ist, der den Inneowiderstand der Kapazitätsdioden aufhebt, wobei ß abhängig vom Kapazitätsdiodentyp zwischen 5 und -x liegt, α ein Koeffizient mit einem Wert von. etwa 0,6 5 und F die

   obere Grenze des Frequenzbereichs AF ist, und wobei es die Erfüllung der Beziehung ermöglicht, die Kennlinie der Einfügungsdämpfung innerhalb und außerhalb des Durchlaßbereichs Af unverändert zu halten, unabhängig von der Frequenz F im Frequenzbereich AF .

   5· Anordnung nach Anspruch M, dadurch gekennzeichnet, daß der Wert des Kopplungsfaktors, der die Kennlinie der Einfügungsdämpfung und die Durchlaßbreite Af bestimmt, gleich dem Wert ist, den der Kopplungsfaktor im Falle absorptionsverlustfreier Kapazitätsdioden hat, wenn man die Koppluntssimp«danz Z' zwischen zwei Streifen im Verhältnis

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   A¹

   ίθ"
   10 reduziert, wobei A^f in dB die Dämpfung bei der

   Maximalfrequenz F des Frequenzbereichs AF aufgrund von

   C O

   Verlusten in den Kapazitätsdioden ist.

   Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Verminderung der Kopplungsimpedanz Z^f durch Verminderung des Streifenabstandes im Verhältnis

   A'

   1 zu 10²⁰ bewirkt wird.

   Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, da-

   .durch gekennzeichnet, daß die Mittenfrequenz F in zwei

   AF aneinandergrenzenden Intervallen der Breite —*& verschoben werden kann, wobei jeder Kapazitätsdiode (25) entweder nur ein erster Kondensator (26) der Kapazität C_f oder neben diesem noch ein zweiter Kondensator (27Ϊ der Kapazität CJ. parallel geschaltet ist und die Parallelverbindung des zweiten Kondensators mit dem ersten durch eine PIN-Diode (28) an-oder abgeschaltet wird, welche mit dem zweiten Kondensator in Reihe liegt und durch eine Vorspannung V₂, die entweder positiv oder null ist, gesteuert wird.

   8· HF-Eingangsstufe unter Verwendung von Bandpaßanordnungen nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein erster Bandpaß mit zwei Resonanzstreifen (10-1, 10-2 )j ein Verstärker mit mittlerer Verstärkung und niedrigem Rauschfaktor und ein weiterer Bandpaß mit ρ Resonatoren (¹I-I bis 4-2) hintereinander geschaltet sind, wobei der Verstärker eine Verstärkung hat, die etwas größer als die Summe der maximalen Dämpfungen durch Verluste in den Kapazitätsdioden des ersten und des zweiten Bandpasses ist, und wobei die Bandpässe gleichzeitig durch zwei Vor-

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   C.H.Pötitjean 4-3-4 ?A9?qqi

   spannungen V und V gesteuert werden, um den Frequenzbereich parallel zu überstreichen.

   HP-Eingangsstufe nach" Anspruch 8 für den Empfänger einer Sende/Empfangseinrichtung, dadurch gekennzeichnet, daß der Durchlaßbereich des ersten Bandpasses Af _Q breiter als der des zweiten Bandpasses ist, und daß eine automatische Schaltungsanordnung (17) die Vorspannungsquelle V des ersten Bandpasses während der Sendeperiode kurzschließt.

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