DE2733191C2 - - Google Patents
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- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
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- H03J3/02—Details
- H03J3/16—Tuning without displacement of reactive element, e.g. by varying permeability
- H03J3/18—Tuning without displacement of reactive element, e.g. by varying permeability by discharge tube or semiconductor device simulating variable reactance
- H03J3/185—Tuning without displacement of reactive element, e.g. by varying permeability by discharge tube or semiconductor device simulating variable reactance with varactors, i.e. voltage variable reactive diodes
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- H03H5/00—One-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H5/12—One-port networks comprising only passive electrical elements as network components with at least one voltage- or current-dependent element
Description
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, bei
einer abstimmbaren Resonanzschaltung für einen UHF-Tuner
der eingangs beschriebenen Art, die zuletzt erwähnten
Störungen zu reduzieren oder weitgehend zu eliminieren.
Die Aufgabe ist erfindungsgemäß dadurch gelöst,
- a) daß der andere Anschluß der zusätzlichen Induktivität über eine erste zusätzliche Kapazität mit dem Verbin dungspunkt zwischen der Kapazitätsdiode und der Parallel kapazität verbunden ist,
- b) daß parallel zu der ersten zusätzlichen Kapazität eine Serienschaltung aus einem Widerstand und einer zweiten zusätzlichen Kapazität parallel geschaltet ist,
- c) und daß die variable Gleichspannung zur Abstimmung der Kapazitätsdiode dem Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand und der zweiten zusätzlichen Kapazität zugeführt ist, wobei neben der Hauptresonanzfrequenz eine tiefer liegende unerwünschte Nebenresonanzfrequenz auftritt, zu deren Unterdrückung die Bemessungsregel gilt, daß die Impedanz der ersten zusätzlichen Indukti vität und die Impedanz der ersten zusätzlichen Kapazität gleich dem Widerstandswert des Widerstandes ist und die Impedanz der zweiten zusätzlichen Kapazität sehr viel kleiner als der Widerstandswert des Widerstandes ist.
Der Erfindung liegt die Überlegung zugrunde, daß aus
der zusätzlichen Induktivität und der ersten zusätzlichen
Kapazität ein Serienresonanzkreis gebildet wird, dessen
Resonanzfrequenz gleich der Nebenresonanzfrequenz ist.
Bei dieser Nebenresonanzfrequenz wirkt der Widerstand
stärker dämpfend als bei der Hauptresonanzfrequenz.
Auf diese Weise werden im Bereich der Nebenresonanzfrequenz
auftretende Signale weitgehend unterdrückt.
Die erfindungsgemäße Ausgestaltung der Resonanzschaltung
ist ferner mit dem Vorteil verbunden, daß der Widerstand
in bezug auf die Kapazitätsdiode als Vorwiderstand zur
Erzeugung der Gleichvorspannung verwendet werden kann.
Ein gesonderter Vorwiderstand zur Erzeugung der Gleichvor
spannung für die Kapazitätsdiode ist demnach unentbehrlich.
Ein Ausführungsbeispiel eines Hochfrequenz-Breitbandresonanzkreises
der Erfindung wird nachfolgend anhand
der Zeichnungen beschrieben. Es zeigt
Fig. 1 ein Schaltbild des Ausführungsbeispiels; und
Fig. 2, 3 und 4 Charakteristiken des Hochfrequenz-Breitband
resonanzkreises nach Fig. 1 zur Erläuterung
seiner Funktion.
Ein Ausführungsbeispiel eines Hochfrequenz-Breitbandresonanzkreises gemäß der Erfindung
wird nachfolgend unter Bezug auf Fig. 1 beschrieben, die
ein Schaltbild eines Hochfrequenz-Breitbandresonanzkreises
zeigt, der in einer Abstimmvorrichtung (tuner) eines Fernseh
empfängers verwendbar ist, und ein Fernsehsignal eines UHF-
Bandes, z. B. von 473 MHz bis 767 MHz in Japan, empfangen kann.
Fig. 1 zeigt einen Eingangsanschluß 1 und einen Ausgangsanschluß
2, die durch eine Signalleitung 3 gekoppelt sind. Zwischen der Signal
leitung 3 und einer gemeinsamen Leitung 4 liegt eine diskrete
Kapzität 11
mit etwa 3 bis 6 pF. Parallel zu der Kapazität
11 liegt ein Serienschaltkreis, aus einer diskreten Induktivität
12 mit etwa 21
bis 28 nH und einer Kapazitätsdiode 13,
deren Kapazität im Bereich von 2,2 bis 15 pF variiert
wird. Ferner ist der Kapazitätsdiode 13 ein Serien
schaltkreis aus einer
diskreten Induktivität 14 mit etwa 48 bis 56 nH
sowie einer diskreten Kapazität 15
mit etwa 10 bis 40 pF parallelgeschaltet. Parallel zu der
Kapazität 15 liegt ein Serienschaltkreis aus einem
Widerstand, dessen Wert etwa 30 bis 300 Ohm aufweist
und einer Kapazität 17. Von dem Verbindungs
punkt zwischen dem Widerstand 16 und der Kapazität 17 ist
ein Anschluß 5 für eine Steuerspannung herausgeführt,
die angelegt wird, um den Kapazitätswert der Kapa
zitätsdiode 13 zu steuern.
In der Schaltung nach Fig. 1 bilden die Kapazität 11, die Induktivität 12
und die Kapazitätsdiode 13 einen Resonanzkreis, in dem der
Kapazitätswert der Kapazitätsdiode 13 durch die
Steuerspannung über den Anschluß 5 und damit auch die
Resonanzfrequenz des Resonanzkreises variiert wird. Ferner ist
in diesem Aufbau die Induktivität 14 der Kapazitätsdiode 13 hochfrequenzmäßig parallel
geschaltet, so daß ihr scheinbarer Kapazitätswert vermindert
wird und das Variatonsverhältnis erhöht werden kann,
wobei der Variationsbereich der Resonanz
frequenz erweitert wird.
Allgemein kann in einem solchen
Schaltkreis nach Fig. 1 eine parasitäre Resonanzerscheinung, z. B. bei der
halben Frequenz einer erwünschten Resonanzfrequenz hervorge
rufen werden. Deshalb ist in dem in Fig. 1 gezeigten Resonanz
kreis ein aus den Kapazitäten 15 und 17 und dem Widerstand
16 gebildeter π-förmiger Schaltkreis vorgesehen, und die
Impedanzen der den π-förmigen Schaltkreis
bildenden Elemente sind so gewählt, daß sie die folgende Be
dingung in dem parasitären Resonanzfrequenzband erfüllen:
|Z 17| « R 16
|Z 14| ≃ |Z 15| ≃ R 16,
|Z 14| ≃ |Z 15| ≃ R 16,
wobei Z 14, Z 15, R 16 und Z 17 die jeweiligen Impedanzwerte der
Induktivität 14, der Kapazität 15, des Widerstands 16 und der
Kapazität 17 darstellen. Auf diese Weise kann der scheinbare
Widerstandswert der der Kapazitätsdiode 13 hochfrequenzmäßig parallelgeschalteten
Induktivität 14 in dem erwünschten Frequenzband klein, aber in dem
parasitären Frequenzband groß gemacht werden, wobei
die Güte Q des Resonanzkreises in dem parasitären Fre
quenzband klein ist.
In dem Resonanz
kreis sind keine Elemente mit verteilter Kapazität bzw.
Induktivität enthalten, so daß keine Notwendigkeit für
ein Abschirmgehäuse, eine besondere Grundplatte und so weiter
besteht und deshalb kann der Resonanzkreis auf derselben
Grundplatte angeordnet sein, auf der die anderen Schaltkreise
angeordnet sind. Dementsprechend wird der gesamte Schaltkreis
einfach im Aufbau und ist kompakt oder klein auslegbar.
Ferner gibt es keine Abteilwand, beispielsweise eine Ab
schirmplatte und dergleichen, zwischen dem Resonanzkreis und
den übrigen Schaltkreisen, so daß eine Einstellung leicht
ausgeführt werden und der Kopplungsgrad zwischen aufeinander
folgenden Stufen frei gewählt werden kann. Daher kann der
Resonanzkreis leicht hinsichtlich Ungleichförmigkeit in den
Charakteristiken der Elemente abgeglichen werden.
In dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 sind die Induktivitäten 12, 14,
die Kapazitäten 11, 15 und 17 Elemente, deren
Induktivität oder Kapazität sich bei verschiedenen
Resonanzfrequenzen nicht verändert, nämlich Elemente mit punktförmiger diskreter
Induktivität bzw. Kapazität. Dementsprechend richtet sich die
Resonanzfrequenz des Resonanzkreises nur nach dem Kapazitäts
wert der Kapazitätsdiode 13, und es gibt kein Element wie
beispielsweise eines mit verteilter Induktivität bzw. Kapazität,
das die Kapazitätsvariation begrenzt, so daß der
Variationsbereich der Resonanzfrequenz groß gemacht werden kann.
Da ferner die Güte Q des Resonanzkreises in dem parasitären
Resonanzfrequenzband gering ist, besteht keine Gefahr, daß
ein Signal in dem parasitären Resonanzfrequenzband verstärkt
wird und die Abstimmcharakteristik verschlechtert, und daß
eine parasitäre Schwingung verursacht wird.
Ferner kann bei dem Resonanzkreis der Einführungsverlust über
ein breites Frequenzband konstant gehalten werden.
Der Einführungsverlust eines Resonanzkreises ist
mit
ausgedrückt, wobei Z o die Resonanzimpedanz des Resonanz
kreises und Z d die Eingangsimpedanz des Schaltkreises der
nachfolgenden Stufe bedeutet.
Der Resonanzkreis nach Fig. 1 ändert seine Resonanz
impedanz Z o entsprechend der Vollinien-Kurve A in dem Diagramm
der Fig. 2, wobei die Ordinate den Impedanzwert und die
Abszisse die Frequenz in MHz angibt. Die Eingangsimpedanz
eines FET in Source-Schaltung oder eine bipolaren Tran
sistors ändert sich im allgemeinen entsprechend der Strichlinsen-Kurve
B in Fig. 2. Wie Fig. 2 zeigt, sind die Kurven A
und B einander ähnlich, also kann ein Hochfrequenz-
Selektivverstärkerkreis oder ein Hochfrequenz-Schwingkreis
durch Kombination des Resonanzkreises nach Fig. 1 mit dem
FET oder bipolaren Transistor gebildet werden, wobei der Ein
führungsverlust des Kreises unabhängig von der Resonanzfrequenz näherungsweise konstant gehalten wird,
was die Kurven A und B des Diagramms der Fig. 3
zeigen, in dem die Ordinate den Einführungsverlust in dB und
die Abszisse die Resonanzfrequenz in MHz abgibt.
Nach Fig. 3 zeigt die Kurve A einen
Fall, in dem die Induktivität einer Zuführungsleitung am Eingang
des FET oder bipolaren Transistors, mit dem der Resonanzkreis
verbunden ist, 3 nH beträgt, und die Kurve B zeigt einen Fall,
in dem die Zuleitungsinduktivität 5 nH beträgt.
Dementsprechend kann, wenn der Resonanzkreis als Abstimmkreis
für einen Hochfrequenzverstärker verwendet wird, die Rauschzahl
des Hochfrequenzverstärkers über einen breiten Frequenzbereich
konstant gehalten werden, und wenn der Resonanzkreis in einem
Schwingkreis verwendet wird, kann er über einen breiten Fre
quenzbereich stabil schwingen.
Weiterhin wird bei dem Resonanzkreis nach Fig. 1 durch Vorsehen der
Induktivität 14 die Durchlaßbandbreite bei Resonanz
des Kreises annähernd konstant gehalten, unabhängig von der
Resonanzfrequenz, wie die Kurven A und B des Diagramms
der Fig. 4 zeigen, in dem die Ordinate die Bandbreite in MHz
und die Abszisse die Resonanzfrequenz in MHz angibt. Das
Diagramm der Fig. 4 zeigt einen Fall, in dem der Resonanzkreis
als Eingangsabstimmkreis für einen FET- oder bipolaren
Transistor-Verstärker verwendet wird und die Induktivität einer
Eingangs-Zuführungsleitung des FET oder bipolaren Transistors
3 nH für die Kurve A und 5 nH für die Kurve B beträgt.
Dementsprechend kann, wenn der Resonanzkreis als Abstimmkreis
verwendet wird, über den gesamten Abstimmbereich ein optimales
Durchlaßband erhalten werden,
ohne daß ein Signal eines benachbarten
Kanals oder ein Bildsignal mit einem erwünschten Signal gemischt
wird, und ohne daß ein lokales Schwingungsausgangssignal zu einem
Eingangsanschluß durchgelassen wird.
In dem Resonanzkreis ist die Induktivität 14 der Kapazitätsdiode 13 hochfrequenzmäßig
parallelgeschaltet, um deren scheinbare Kapazität zu vermindern,
aber der Umfang der Reduzierung der scheinbaren Kapazität
ist in dem niedrigen Frequenzbereich nicht so groß. Daher
wird beim Einstellen der Steuerspannung der Kapazitätsdiode 13,
wenn die tiefste Resonanzfrequenz durch die Induktivität 12 eingestellt
wird und danach die höchste Resonanzfrequenz mit
der Induktivität 14 eingestellt wird, die vorher eingestellte Frequenz
nicht verändert. Das heißt, die
tiefste und die höchste Resonanzfrequenz können unabhängig voneinander
eingestellt werden, so daß der Abgleich vereinfacht wird und die
Steuerspannung für die Kapazitätsdiode 13 genau auf einen
gewünschten Wert eingestellt werden kann.
In dem Resonanzkreis kann wegen der Induktivität 14
ein Widerstand zum Vorspannen der Kapazitätsdiode 13 entfallen,
so daß das zwischen dieser und dem Eingangsanschluß 5
für die Steuerspannung vorgesehene Widerstandselement nur der
Widerstand 16 mit kleinem Widerstandswert ist. Deshalb wird
sogar dann, wenn ein Eingangssignal mit hohem Pegel an den
Eingangsanschluß 1 angelegt wird, die Steuerspannung nicht durch
das Eingangssignal geändert, und daher kann der Resonanzkreis
bei Anlegen des Eingangssignals mit hohem Pegel stabil arbeiten.
Wie oben beschrieben, ist ein Hochfrequenz-
Breitbandresonanzkreis geschaffen, der eine geringe Abmessung
hat und im Betrieb stabil ist. Der Resonanzkreis
wird speziell in einem UHF-Fernsehempfänger
geringer Größe angewendet, kann aber auch in anderen Empfängern
verwendet werden, die ein Signal eines VHF-Bandes empfangen.
Claims (1)
- Abstimmbare Resonanzschaltung für einen UHF-Tuner, bestehend aus einer mittels einer variablen Gleichspannung abstimm baren Kapazitätsdiode, einer mit dieser in Reihe geschal teten Serieninduktivität, einer zu der Reihenschaltung parallel geschalteten Parallelkapazität und einer zusätz lichen Induktivität, deren einer Anschluß am Verbindungs punkt zwischen Serieninduktivität und Kapazitätsdiode liegt, dadurch gekennzeichnet,
- a) daß der andere Anschluß der zusätzlichen Induktivität (14) über eine erste zusätzliche Kapazität (15) mit dem Verbindungspunkt zwischen der Kapazitätsdiode (13) und der Parallelkapazität (11) verbunden ist,
- b) daß parallel zu der ersten zusätzlichen Kapazität (15) eine Serienschaltung aus einem Widerstand (16) und einer zweiten zusätzlichen Kapazität (17) parallel geschaltet ist,
- c) und daß die variable Gleichspannung zur Abstimmung der Kapazitätsdiode (13) dem Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand (16) und der zweiten zusätzlichen Kapazität (17) zugeführt ist, wobei neben der Haupt resonanzfrequenz eine tiefer liegende unerwünschte Nebenresonanzfrequenz auftritt, zu deren Unterdrückung die Bemessungsregel gilt, daß die Impedanz der ersten zusätzlichen Induktivität (14) und die Impedanz der ersten zusätzlichen Kapazität (15) gleich dem Wider standswert des Widerstandes (16) ist und die Impedanz der zweiten zusätzlichen Kapazität (17) sehr viel kleiner als der Widerstandswert des Widerstandes (16) ist.
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