JPH0666643B2 - 高周波信号受信用可変容量同調回路 - Google Patents
高周波信号受信用可変容量同調回路Info
- Publication number
- JPH0666643B2 JPH0666643B2 JP59170608A JP17060884A JPH0666643B2 JP H0666643 B2 JPH0666643 B2 JP H0666643B2 JP 59170608 A JP59170608 A JP 59170608A JP 17060884 A JP17060884 A JP 17060884A JP H0666643 B2 JPH0666643 B2 JP H0666643B2
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- JP
- Japan
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- circuit
- tuning
- varactor diode
- ratio
- terminal
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- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J3/00—Continuous tuning
- H03J3/02—Details
- H03J3/16—Tuning without displacement of reactive element, e.g. by varying permeability
- H03J3/18—Tuning without displacement of reactive element, e.g. by varying permeability by discharge tube or semiconductor device simulating variable reactance
- H03J3/185—Tuning without displacement of reactive element, e.g. by varying permeability by discharge tube or semiconductor device simulating variable reactance with varactors, i.e. voltage variable reactive diodes
Landscapes
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はテレビジョン受像機に用いられ、妨害排除能力
雑音特性の優れた多チャンネル受信可能な高周波信号受
信用可変容量同調回路に関するものである。
雑音特性の優れた多チャンネル受信可能な高周波信号受
信用可変容量同調回路に関するものである。
従来例の構成とその問題点 ケーブルテレビジョンを含めた多チャンネル受信用テレ
ビジョンチューナの例でもって説明する。
ビジョンチューナの例でもって説明する。
北米又はベルギー等欧州においては、多チャンネルケー
ブルテレビジョンが発達しており今尚、放送チャンネル
数の拡大が増進している。このためテレビジョンチュー
ナのVHF受信チャンネル数は増大されてきており、現在
もより多くのチャンネル受信可能な高性能テレビジョン
チューナが必要とされている。従来、多チャンネル受信
可能なテレビジョンチューナ用の同調回路は、第１図の
Ａ〜Ｃに示すａ方式,b方式,c方式の３種類の方式が主に
実用化されている。
ブルテレビジョンが発達しており今尚、放送チャンネル
数の拡大が増進している。このためテレビジョンチュー
ナのVHF受信チャンネル数は増大されてきており、現在
もより多くのチャンネル受信可能な高性能テレビジョン
チューナが必要とされている。従来、多チャンネル受信
可能なテレビジョンチューナ用の同調回路は、第１図の
Ａ〜Ｃに示すａ方式,b方式,c方式の３種類の方式が主に
実用化されている。
ａ方式は、可変容量比の大きなバラクタダイオード１を
用い、このバラクタダイオード１に並列に同調用コイル
２を接続した回路である。
用い、このバラクタダイオード１に並列に同調用コイル
２を接続した回路である。
ｂ方式は、ａ方式の回路とアンプ，ミキサー回路などの
回路との接続端（受電端もしくは給電端）５にバラクタ
ダイオード１を用いた回路である。
回路との接続端（受電端もしくは給電端）５にバラクタ
ダイオード１を用いた回路である。
ｃの方式は、ａ方式の回路のバラクタダイオード１と同
調用コイル２との間にもう１つの可変容量比の大きなバ
ラクタダイオード１″を用いた回路である。この時、受
電端もしくは給電端５は、バラクタダイオード１とバラ
クタダイオード１″との接続点である。
調用コイル２との間にもう１つの可変容量比の大きなバ
ラクタダイオード１″を用いた回路である。この時、受
電端もしくは給電端５は、バラクタダイオード１とバラ
クタダイオード１″との接続点である。
この３種類において、可能な受信チャンネル数つまり電
子チューナに用いた時の可変容量比を比較すると、同一
バラクタダイオードを使用した際ａ方式よりもｂ方式,b
方式よりもｃ方式が大きく、ｃ方式が最も多チャンネル
受信に適しているといえる。
子チューナに用いた時の可変容量比を比較すると、同一
バラクタダイオードを使用した際ａ方式よりもｂ方式,b
方式よりもｃ方式が大きく、ｃ方式が最も多チャンネル
受信に適しているといえる。
ここでVHF60チャンネル以上受信可能なテレビジョンチ
ューナを設計した場合ａもしくはｂ方式を用いた電子チ
ューナは第２図A,Bのような１系列４バンド又は２系列
３バンド構成となり、ｃ方式を用いた電子チューナは第
２図ｃのような１系列３バンドの構成で可能となる。
ューナを設計した場合ａもしくはｂ方式を用いた電子チ
ューナは第２図A,Bのような１系列４バンド又は２系列
３バンド構成となり、ｃ方式を用いた電子チューナは第
２図ｃのような１系列３バンドの構成で可能となる。
第２図A,B,Cにおいて、６はVHFアンテナ入力端子、７は
アンテナ同調回路、８はアンプ回路、９は段間複同調回
路、10はミキサー回路、11は局部発振回路、12はIF同調
回路、13はIF出力端子を示している。
アンテナ同調回路、８はアンプ回路、９は段間複同調回
路、10はミキサー回路、11は局部発振回路、12はIF同調
回路、13はIF出力端子を示している。
このため、ａもしくはｂ方式を用いたチューナは、部品
点数が増大しチューナ形状は拡大する。
点数が増大しチューナ形状は拡大する。
また、４バンド構成はテレビジョンの選局切換回路の部
品点数も増大することになる。
品点数も増大することになる。
しかし、ｃ方式においても今後の受信チャンネルの拡大
に対応するためには可変容量が少なくこれより多チャン
ネル受信が可能となるテレビジョンチューナ用同調回路
が必要とされている。
に対応するためには可変容量が少なくこれより多チャン
ネル受信が可能となるテレビジョンチューナ用同調回路
が必要とされている。
また、VHF12チャンネル程の受信チューナと比較する
と、多チャンネル受信のためイメージ周波数トラップを
入れることが困難であり、イメージ妨害比が劣ってい
る。また、雑音指数も高くより優れた同調回路が望まれ
ている。
と、多チャンネル受信のためイメージ周波数トラップを
入れることが困難であり、イメージ妨害比が劣ってい
る。また、雑音指数も高くより優れた同調回路が望まれ
ている。
発明の目的 本発明は、従来実用的に優れている前記テレビジョンチ
ューナ用同調回路ｃ方式の欠点を解決するもので、受信
チャンネル数の拡大と選択度特性雑音特性の改善を目的
とするものである。
ューナ用同調回路ｃ方式の欠点を解決するもので、受信
チャンネル数の拡大と選択度特性雑音特性の改善を目的
とするものである。
発明の構成 上記目的を達成するために本発明の高周波信号受信用可
変容量同調回路は、２個のバラクタダイオードの一端を
それぞれ接地し、これら２個のバラクタダイオード各々
の他端間を同調用コイルを介して接続するとともに、こ
れら２個のバラクタダイオードのうち一方のバラクタダ
イオードに受電端子もしくは給電端子を接続し、かつこ
の一方のバラクタダイオードは、他方のバラクタダイオ
ードの可変容量比より小さなものを用いる構成としこの
構成とすることにより受信チャンネル数の拡大と選択度
特性，雑音特性の改善が図れることになる。
変容量同調回路は、２個のバラクタダイオードの一端を
それぞれ接地し、これら２個のバラクタダイオード各々
の他端間を同調用コイルを介して接続するとともに、こ
れら２個のバラクタダイオードのうち一方のバラクタダ
イオードに受電端子もしくは給電端子を接続し、かつこ
の一方のバラクタダイオードは、他方のバラクタダイオ
ードの可変容量比より小さなものを用いる構成としこの
構成とすることにより受信チャンネル数の拡大と選択度
特性，雑音特性の改善が図れることになる。
実施例の説明 本発明は、テレビジョンチューナ用同調回路の主となる
素子が第３図Ａのように、バラクタダイオード14,15の
２個と同調用コイル２が１個により形成されるものであ
り、かつ２個のバラクタダイオード14,15のそれぞれの
１端が接地され、これらのバラクタダイオード14,15の
各々の他端間に同調用コイル２が接続される回路であ
る。なお、図中3,4は素子接続端子、５は受電または給
電端子である。
素子が第３図Ａのように、バラクタダイオード14,15の
２個と同調用コイル２が１個により形成されるものであ
り、かつ２個のバラクタダイオード14,15のそれぞれの
１端が接地され、これらのバラクタダイオード14,15の
各々の他端間に同調用コイル２が接続される回路であ
る。なお、図中3,4は素子接続端子、５は受電または給
電端子である。
そして、第３図Ｂのように受電端子もしくは給電端子５
が接続されるバラクタダイオード14の他のバラクタダイ
オード15の接地側端子に第２バンド，第３バンド用同調
コイル17,19を接続して接地をおこない、両バラクタダ
イオード14,15の他端に第１バンド用同調コイル16を接
続し２バンド,3バンド化が可能となる同調回路である。
が接続されるバラクタダイオード14の他のバラクタダイ
オード15の接地側端子に第２バンド，第３バンド用同調
コイル17,19を接続して接地をおこない、両バラクタダ
イオード14,15の他端に第１バンド用同調コイル16を接
続し２バンド,3バンド化が可能となる同調回路である。
また、これらの回路において受電端子もしくは給電端子
５が接続されるバラクタダイオード14に他方のバラクタ
ダイオード15の可変容量比よりも小さなものを用いた同
調回路である。なお、18は第１バンド同調用スイッチン
グ回路、20は第２バンド同調用スイッチング回路を示し
ている。
５が接続されるバラクタダイオード14に他方のバラクタ
ダイオード15の可変容量比よりも小さなものを用いた同
調回路である。なお、18は第１バンド同調用スイッチン
グ回路、20は第２バンド同調用スイッチング回路を示し
ている。
同調回路の組立又は実装を考えた場合、回路には、 (1) 受電端子もしくは給電端子５に接続される回路の
容量、 (2) 素子端子間の容量、 (3) 素子接続端子とアース間との容量、 が付加され電子チューナ同調回路の可変容量比が小さく
なる。
容量、 (2) 素子端子間の容量、 (3) 素子接続端子とアース間との容量、 が付加され電子チューナ同調回路の可変容量比が小さく
なる。
ここで従来の第１図のｃ方式と本発明の回路方式である
第３図Ａとを比較すると、上記３種類の容量値は同等で
ある。ところが第１図のｃ方式又は第３図Ａの素子接続
端子３とアース間との容量値が同調回路可変容量比に与
える影響のみが異なってくる。
第３図Ａとを比較すると、上記３種類の容量値は同等で
ある。ところが第１図のｃ方式又は第３図Ａの素子接続
端子３とアース間との容量値が同調回路可変容量比に与
える影響のみが異なってくる。
第１図のｃ方式，第３図Ａの素子接続端子３とアース間
との容量値をCbとすると、等価回路として第４図A,Bと
なる。図中21がCbである。
との容量値をCbとすると、等価回路として第４図A,Bと
なる。図中21がCbである。
従来の回路Ｃ方式における可変容量比NAは２個のバラク
タダイオードを同一とすれば で与えられる。
タダイオードを同一とすれば で与えられる。
CLは第４図のバラクタダイオード１の最低印加電圧時に
おけるバラクタダイオード端子間容量である。CHは最高
印加電圧時におけるバラクタダイオード端子間容量であ
る。
おけるバラクタダイオード端子間容量である。CHは最高
印加電圧時におけるバラクタダイオード端子間容量であ
る。
CLとCHとの関係はほぼ一定であるから CL＝nCH とすれば、 となる。
また、本発明の回路においては、可変容量比NBは で与えられる。
ここでNB／NAを算出すると nCH≫Cb であるから となる。ゆえに NB＞NA となり、よって本発明の回路は、従来の回路Ｃ方式より
可変容量比が大きく周波数可変範囲が広がり受信チャン
ネル数が多くなる。
可変容量比が大きく周波数可変範囲が広がり受信チャン
ネル数が多くなる。
同様に同調回路の組立てを考えた場合、特に多用されて
いるプリント基板による配線では、顕著に現われるが回
路には (1) 受電端子もしくは給電端子に接続される回路のコ
ンダクタンス、 (2) 素子端子間のコンダクタンス、 (3) 素子接続端子とアース間とのコンダクタンス、が
付加され、同調回路の共振の鋭さＱが小さくなる。
いるプリント基板による配線では、顕著に現われるが回
路には (1) 受電端子もしくは給電端子に接続される回路のコ
ンダクタンス、 (2) 素子端子間のコンダクタンス、 (3) 素子接続端子とアース間とのコンダクタンス、が
付加され、同調回路の共振の鋭さＱが小さくなる。
ここで、従来の第１図のＣ方式と本発明の回路方式第３
図Ａとを比較すると、上記３種類のコンダクタンスは同
等である。ところが第１図のＣ方式又は第３図Ａの素子
接続端子３とアース間とのコンダクタンスが同調回路の
Ｑに与える影響のみが異なってくる。
図Ａとを比較すると、上記３種類のコンダクタンスは同
等である。ところが第１図のＣ方式又は第３図Ａの素子
接続端子３とアース間とのコンダクタンスが同調回路の
Ｑに与える影響のみが異なってくる。
第１図のＣ方式，第３図Ａの素子接続端子３とアース間
とのコンダクタンスをg,その他のコンダクタンスをＧと
すると、等価回路として第５図A,Bとなる。
とのコンダクタンスをg,その他のコンダクタンスをＧと
すると、等価回路として第５図A,Bとなる。
第５図A,Bにおいて、22は受電端子もしくは給電端子５
に接続される回路のコンダクタンス，素子端子間のコン
ダクタンス及び素子接続端子４とアース間のコンダクタ
ンス、23は素子接続端子３とアース間のコンダクタンス
である。
に接続される回路のコンダクタンス，素子端子間のコン
ダクタンス及び素子接続端子４とアース間のコンダクタ
ンス、23は素子接続端子３とアース間のコンダクタンス
である。
従来の回路Ｃ方式の第５図Ａにおける受電端子もしくは
給電端子５から見た同調回路のアドミタンスYAは、 で与えられる。また同調周波数ωｏにおけるアドミタン
スYAOの実数部GAOを電めるとｇが比較的小さいので で与えられるから また、本発明の回路方式第５図Ｂにおける受電端子もし
くは給電端子５から見た同調回路のアドミタンスYBは で与えられ同調周波数ωｏにおけるアドミタンスYBOの
実数部GBOを求めると ここでGAO−GBOを算出すると ゆえにGAO＞GBO よって本発明の同調回路のＱは従来の
同調回路Ｃ方式のＱより高く選択度特性が優れている。
給電端子５から見た同調回路のアドミタンスYAは、 で与えられる。また同調周波数ωｏにおけるアドミタン
スYAOの実数部GAOを電めるとｇが比較的小さいので で与えられるから また、本発明の回路方式第５図Ｂにおける受電端子もし
くは給電端子５から見た同調回路のアドミタンスYBは で与えられ同調周波数ωｏにおけるアドミタンスYBOの
実数部GBOを求めると ここでGAO−GBOを算出すると ゆえにGAO＞GBO よって本発明の同調回路のＱは従来の
同調回路Ｃ方式のＱより高く選択度特性が優れている。
このことは、損失が少ないことであり、雑音特性も優れ
ていることが言える。
ていることが言える。
また、テレビチューナ回路では同調回路の受電端子もし
くは給電端子にRFアンプ又は、ミキサー回路が接続され
る。
くは給電端子にRFアンプ又は、ミキサー回路が接続され
る。
ここで現在、混変調特性が優れているために多用されて
いるMOS−FETをRFアンプ，ミキサー回路に使用したチュ
ーナにおいて受電端子もしくは、給電端子が接続される
第３図のバラクタダイオード14を可変容量比の大きなも
の（第７図の26に示すように のダイオード、これをHi−Ｎ比バラクタダイオードを呼
ぶ）を使用した同調回路のチューナと、これより可変容
量比が半分程度のもの（第７図の27に示すようにＮ＝５
程度のダイオードこれをノーマルＮ比バラクタダイオー
ドを呼ぶ）を使用した同調回路のチューナとの雑音指数
を実測すると、第６図となる。第６図において、24はHi
−Ｎ比バラクタダイオードを使用した場合の雑音特性、
25は受電端子もしくは給電端子５に接続されるバラクタ
ダイオードにノーマルＮ比のものを使用した場合の雑音
特性である。
いるMOS−FETをRFアンプ，ミキサー回路に使用したチュ
ーナにおいて受電端子もしくは、給電端子が接続される
第３図のバラクタダイオード14を可変容量比の大きなも
の（第７図の26に示すように のダイオード、これをHi−Ｎ比バラクタダイオードを呼
ぶ）を使用した同調回路のチューナと、これより可変容
量比が半分程度のもの（第７図の27に示すようにＮ＝５
程度のダイオードこれをノーマルＮ比バラクタダイオー
ドを呼ぶ）を使用した同調回路のチューナとの雑音指数
を実測すると、第６図となる。第６図において、24はHi
−Ｎ比バラクタダイオードを使用した場合の雑音特性、
25は受電端子もしくは給電端子５に接続されるバラクタ
ダイオードにノーマルＮ比のものを使用した場合の雑音
特性である。
各バンドのローエンドチャンネルにおいて2dB程度ノー
マルＮ比バラクタダイオードを使用した同調回路のチュ
ーナが優れている。
マルＮ比バラクタダイオードを使用した同調回路のチュ
ーナが優れている。
これは、Hi−Ｎ比バラクタダイオードとノーマルＮ比バ
ラクタダイオードとの端子間容量が特に低い印加電圧に
おいて異なることによる。各々のバラクタダイード端子
間容量は、代表値を上げると第７図のようになる。印加
電圧VR:1〔Ｖ〕においては、 Hi−Ｎ比バラクタダイオード；約40pF ノーマルＮ比バラクタダイオード；約20pF であり、２倍程度の差がある。これに対し、MOS−FETの
入出力容量28,29は、第８図のように約１〜6pFである。
このため同調回路とのミス・マッチングによる損失の差
が発生し雑音指数の差となる。第８図の28はMOS−FETの
入力容量特性29は出力容量特性を示す。
ラクタダイオードとの端子間容量が特に低い印加電圧に
おいて異なることによる。各々のバラクタダイード端子
間容量は、代表値を上げると第７図のようになる。印加
電圧VR:1〔Ｖ〕においては、 Hi−Ｎ比バラクタダイオード；約40pF ノーマルＮ比バラクタダイオード；約20pF であり、２倍程度の差がある。これに対し、MOS−FETの
入出力容量28,29は、第８図のように約１〜6pFである。
このため同調回路とのミス・マッチングによる損失の差
が発生し雑音指数の差となる。第８図の28はMOS−FETの
入力容量特性29は出力容量特性を示す。
しかし、同調回路２個のバラクタダイオードにノーマル
Ｎ比バラクタダイオードを使用すれば、必然的に同調回
路の可変容量比が約半減するため多チャンネル受信が不
可能となってしまう。
Ｎ比バラクタダイオードを使用すれば、必然的に同調回
路の可変容量比が約半減するため多チャンネル受信が不
可能となってしまう。
そこで、本発明の同調回路の第３図のバラクタダイオー
ド14にノーマルＮ比バラクタダイオードを使用し、バラ
クタダイオード15にHi−Ｎ比バラクタダイオードを使用
することにより可変容量比の減少をかなり押え、かつ雑
音指数の優れた同調回路となる。
ド14にノーマルＮ比バラクタダイオードを使用し、バラ
クタダイオード15にHi−Ｎ比バラクタダイオードを使用
することにより可変容量比の減少をかなり押え、かつ雑
音指数の優れた同調回路となる。
バラクタダイオード14には受電端子もしくは給電端子５
に接続される回路の容量が付加されているため可変容量
比の減少が小さい。
に接続される回路の容量が付加されているため可変容量
比の減少が小さい。
つまり、第３図のバラクタダイオード15は、多チャンネ
ル受信のために可変容量比の大きなものを使用し、バラ
クタダイオード14は、雑音特性改善のためバラクタダイ
オード15の可変容量比より小さいものを使用することに
より雑音特性及び選択度特性の優れた多チャンネル受信
用同調回路が形成される。
ル受信のために可変容量比の大きなものを使用し、バラ
クタダイオード14は、雑音特性改善のためバラクタダイ
オード15の可変容量比より小さいものを使用することに
より雑音特性及び選択度特性の優れた多チャンネル受信
用同調回路が形成される。
本発明の同調回路を多チャンネルケーブルテレビジョン
チューナに使用することにより前記従来の回路Ｃ方式の
チューナより最大受信チャンネルが210MHz以上であるSu
per,Hyperバンドにおいて、５チャンネル（30MHz）増加
し、また選択度特性の改善がはかられたため、第９図に
示すように従来の特性30に比べて本発明の特性31のイメ
ージ妨害比が6dB改善されたチューナを作成することが
でき、今後のチャンネル拡大に対応可能となった。
チューナに使用することにより前記従来の回路Ｃ方式の
チューナより最大受信チャンネルが210MHz以上であるSu
per,Hyperバンドにおいて、５チャンネル（30MHz）増加
し、また選択度特性の改善がはかられたため、第９図に
示すように従来の特性30に比べて本発明の特性31のイメ
ージ妨害比が6dB改善されたチューナを作成することが
でき、今後のチャンネル拡大に対応可能となった。
また、従来の回路Ｃ方式のチューナと同一受信チャンネ
ル数とした場合は、同調回路のＱが高くなることによる
損失低減と共に可変容量比が大きくなるため、ハイエン
ドチャネルの同調電圧を同一に設定することにより、ロ
ーエンドチャンネルの同調電圧が上昇し、よって雑音特
性を1.5dB改善することができた。
ル数とした場合は、同調回路のＱが高くなることによる
損失低減と共に可変容量比が大きくなるため、ハイエン
ドチャネルの同調電圧を同一に設定することにより、ロ
ーエンドチャンネルの同調電圧が上昇し、よって雑音特
性を1.5dB改善することができた。
そして、本発明の同調回路の受電端子もしくは給電端子
に接続されるバラクタダイオードに他方のバラクタダイ
オードの可変容量比よりも小さなものを使用した回路を
採用することにより、VHF1系列３バンド方式にて雑音特
性，選択度特性の優れた北米向けケーブルテレビジョン
用139チャンネル（内VHFチャンネル数は69チャンネル）
電子チューナを実現することができた。このチューナの
受信チャンネルとバンドを第10図に表わす。
に接続されるバラクタダイオードに他方のバラクタダイ
オードの可変容量比よりも小さなものを使用した回路を
採用することにより、VHF1系列３バンド方式にて雑音特
性，選択度特性の優れた北米向けケーブルテレビジョン
用139チャンネル（内VHFチャンネル数は69チャンネル）
電子チューナを実現することができた。このチューナの
受信チャンネルとバンドを第10図に表わす。
またアンテナ及び段間複同調回路の結線図を第11図に示
す。第11図において、32はVHFアンテナ入力端子、33は
アンテナ回路バンドＩ同調用コイル、34はアンテナ回路
バンドII同調コイル、35はアンテナ回路バンドIII同調
用コイル、36はHi−Ｎ比バラクタダイオード、37はノー
マル比バラクタダイオード、38はアンプ用MOS−FET、39
は段間一次バンドＩ同調用コイル、40は段間二次バンド
Ｉ同調用コイル、41は段間一次バンドII同調用コイル、
42は段間二次バンドII同調用コイル、43は段間一次バン
ドIII同調用コイル、44は段間二次バンドIII同調用コイ
ル、45はミキシング用MOS−FETを示している。また前記
従来同調回路のＣ方式においても同様に受電端子もしく
は給電端子に接続されるバラクタダイオードに他方より
可変容量比の小さなものを用いることにより、雑音特性
の優れたテレビジョンチューナを作成することができ
る。
す。第11図において、32はVHFアンテナ入力端子、33は
アンテナ回路バンドＩ同調用コイル、34はアンテナ回路
バンドII同調コイル、35はアンテナ回路バンドIII同調
用コイル、36はHi−Ｎ比バラクタダイオード、37はノー
マル比バラクタダイオード、38はアンプ用MOS−FET、39
は段間一次バンドＩ同調用コイル、40は段間二次バンド
Ｉ同調用コイル、41は段間一次バンドII同調用コイル、
42は段間二次バンドII同調用コイル、43は段間一次バン
ドIII同調用コイル、44は段間二次バンドIII同調用コイ
ル、45はミキシング用MOS−FETを示している。また前記
従来同調回路のＣ方式においても同様に受電端子もしく
は給電端子に接続されるバラクタダイオードに他方より
可変容量比の小さなものを用いることにより、雑音特性
の優れたテレビジョンチューナを作成することができ
る。
発明の効果 本発明をテレビジョンチューナ用同調回路に用いること
により、従来同調回路を用いたチューナと比較し下記内
容が優れた多チャンネル受信用テレビジョンチューナを
生産，供給することができ多チャンネルケーブルテレビ
ジョン業界の発展に寄与することができる。
により、従来同調回路を用いたチューナと比較し下記内
容が優れた多チャンネル受信用テレビジョンチューナを
生産，供給することができ多チャンネルケーブルテレビ
ジョン業界の発展に寄与することができる。
(1) 同調回路の可変容量比が大きくなるため受信チャ
ンネルが増え、今後のケーブルテレビジョンのチャンネ
ル拡大に対応可能となる。
ンネルが増え、今後のケーブルテレビジョンのチャンネ
ル拡大に対応可能となる。
(2) 尚かつ同調回路の共振の鋭さＱが高くなるため選
択度特性が優れており、多チャンネル受信において特に
現われ易い隣接，隣々接チャンネル妨害，イメージ周波
数妨害が改善される。そして、雑音特性も優れているた
め、妨害現象がより少なく、より鮮明な映像が得られ
る。
択度特性が優れており、多チャンネル受信において特に
現われ易い隣接，隣々接チャンネル妨害，イメージ周波
数妨害が改善される。そして、雑音特性も優れているた
め、妨害現象がより少なく、より鮮明な映像が得られ
る。
(3) 北米ケーブルテレビジョンの54MHzから470MHzまで
のチャンネルをより鮮明な映像で受信できる高性能チュ
ーナが、１系列４バンドまたは２系列３バンド構成より
部品点数の少ない１系列３バンド構成で実現でき、チュ
ーナの小型化が可能となる。そしてテレビジョンの部品
点数も少なくテレビジョン自体の小型化も可能となる。
のチャンネルをより鮮明な映像で受信できる高性能チュ
ーナが、１系列４バンドまたは２系列３バンド構成より
部品点数の少ない１系列３バンド構成で実現でき、チュ
ーナの小型化が可能となる。そしてテレビジョンの部品
点数も少なくテレビジョン自体の小型化も可能となる。
(4) また本発明は２個のバラクタダイオードのうち一
方のバラクタダイオードに受電端子もしくは給電端子を
接続し、かつこの一方のバラクタダイオードは、他方の
バラクタダイオードの可変容量比より小さなものを用い
ることにより多チャンネル受信が可能な状態を維持した
状態で選択度特性と雑音特性の優れた多チャンネル受信
用同調回路が形成され、しかもバラクタダイオードの可
変容量比を小さくするだけでそれが達成されるため構成
がきわめて簡単なものとなる。
方のバラクタダイオードに受電端子もしくは給電端子を
接続し、かつこの一方のバラクタダイオードは、他方の
バラクタダイオードの可変容量比より小さなものを用い
ることにより多チャンネル受信が可能な状態を維持した
状態で選択度特性と雑音特性の優れた多チャンネル受信
用同調回路が形成され、しかもバラクタダイオードの可
変容量比を小さくするだけでそれが達成されるため構成
がきわめて簡単なものとなる。
第１図Ａ〜Ｃは従来の多チャンネル受信用同調回路図、
第２図Ａ〜Ｃは多チャンネル受信用チューナ回路構成
図、第３図A,Bは、本発明の高周波信号受信用可変容量
同調回路の実施例を示す回路図、第４図A,Bは素子接続
端子とアース間に容量Cbが付加された時の従来と本発明
の等価回路図、第５図A,Bは従来と本発明の等価回路
図、第６図は多チャンネル受信電子チューナの雑音指数
特性図、第７図はバラクタダイオード端子間容量特性
図、第８図はMOS−FET入出力容量周波数特性図、第９図
は電子チューナ，イメージ周波数妨害比を示す特性図、
第10図は北米向け139チャンネル電子チューナのVHF受信
チャンネルの模式図、第11図は北米向け139チャンネル
電子チューナのアンテナ及び段間複同調回路の結線図で
ある。 １……同調用バラクタダイオード、２……同調用コイ
ル、３……素子接続端子、４……素子接続端子、５……
受電端子もしくは給電端子、６……VHFアンテナ入力端
子、７……アンテナ同調回路、８……アンプ回路、９…
…段間複同調回路、10……ミキサー回路、11……局部発
振回路、12……IF同調回路、13……IF出力端子、14……
受電端子もしくは給電端子に接続される同調用バラクタ
ダイオード、15……14の他方の同調用バラクタダイオー
ド、16……第１バンド同調用コイル、17……第２バンド
同調用コイル、18……第１バンド同調用スイッチング回
路、19……第３バンド同調用コイル、20……第２バンド
同調用スイッチング回路、21……素子接続端子３とアー
ス間に付加される容量Cb、22……受電端子もしくは給電
端子に接続される回路のコンダクタンス及び素子端子間
のコンダクタンス及び素子接続端子４とアース間のコン
ダクタンス、23……素子接続端子３とアース間のコンダ
クタンス、24……Hi−Ｎ比バラクタダイオードを使用し
た場合の雑音特性、25……受電端子もしくは給電端子に
接続されるバラクタダイオードにノーマルＮ比のものを
使用した場合の雑音特性、26……Hi−Ｎ比バラクタダイ
オード端子間容量特性、27……ノーマルＮ比バラクタダ
イオード端子間容量特性、28……MOS−FET入力容量特
性、29……MOS−FET出力容量特性、30……従来同調回路
Ｃ方式を用いたチューナのイメージ周波数妨害比特性、
31……本発明同調回路を用いたチューナのイメージ周波
数妨害比特性、32……VHFアンテナ入力端子、33……ア
ンテナ回路バンドＩ同調用コイル、34……アンテナ回路
バンドII同調用コイル、35……アンテナ回路バンドIII
同調用コイル、36……Hi−Ｎ比バラクタダイオード、37
……ノーマルＮ比バラクタダイオード、38……アンプ用
MOS−FET、39……段間一次バンドＩ同調用コイル、40…
…段間二次バンドＩ同調用コイル、41……段間一次バン
ドII同調用コイル、42……段間二次バンドII同調用コイ
ル、43……段間一次バンドIII同調用コイル、44……段
間二次バンドIII同調用コイル、45……ミキシング用MOS
−FET。
第２図Ａ〜Ｃは多チャンネル受信用チューナ回路構成
図、第３図A,Bは、本発明の高周波信号受信用可変容量
同調回路の実施例を示す回路図、第４図A,Bは素子接続
端子とアース間に容量Cbが付加された時の従来と本発明
の等価回路図、第５図A,Bは従来と本発明の等価回路
図、第６図は多チャンネル受信電子チューナの雑音指数
特性図、第７図はバラクタダイオード端子間容量特性
図、第８図はMOS−FET入出力容量周波数特性図、第９図
は電子チューナ，イメージ周波数妨害比を示す特性図、
第10図は北米向け139チャンネル電子チューナのVHF受信
チャンネルの模式図、第11図は北米向け139チャンネル
電子チューナのアンテナ及び段間複同調回路の結線図で
ある。 １……同調用バラクタダイオード、２……同調用コイ
ル、３……素子接続端子、４……素子接続端子、５……
受電端子もしくは給電端子、６……VHFアンテナ入力端
子、７……アンテナ同調回路、８……アンプ回路、９…
…段間複同調回路、10……ミキサー回路、11……局部発
振回路、12……IF同調回路、13……IF出力端子、14……
受電端子もしくは給電端子に接続される同調用バラクタ
ダイオード、15……14の他方の同調用バラクタダイオー
ド、16……第１バンド同調用コイル、17……第２バンド
同調用コイル、18……第１バンド同調用スイッチング回
路、19……第３バンド同調用コイル、20……第２バンド
同調用スイッチング回路、21……素子接続端子３とアー
ス間に付加される容量Cb、22……受電端子もしくは給電
端子に接続される回路のコンダクタンス及び素子端子間
のコンダクタンス及び素子接続端子４とアース間のコン
ダクタンス、23……素子接続端子３とアース間のコンダ
クタンス、24……Hi−Ｎ比バラクタダイオードを使用し
た場合の雑音特性、25……受電端子もしくは給電端子に
接続されるバラクタダイオードにノーマルＮ比のものを
使用した場合の雑音特性、26……Hi−Ｎ比バラクタダイ
オード端子間容量特性、27……ノーマルＮ比バラクタダ
イオード端子間容量特性、28……MOS−FET入力容量特
性、29……MOS−FET出力容量特性、30……従来同調回路
Ｃ方式を用いたチューナのイメージ周波数妨害比特性、
31……本発明同調回路を用いたチューナのイメージ周波
数妨害比特性、32……VHFアンテナ入力端子、33……ア
ンテナ回路バンドＩ同調用コイル、34……アンテナ回路
バンドII同調用コイル、35……アンテナ回路バンドIII
同調用コイル、36……Hi−Ｎ比バラクタダイオード、37
……ノーマルＮ比バラクタダイオード、38……アンプ用
MOS−FET、39……段間一次バンドＩ同調用コイル、40…
…段間二次バンドＩ同調用コイル、41……段間一次バン
ドII同調用コイル、42……段間二次バンドII同調用コイ
ル、43……段間一次バンドIII同調用コイル、44……段
間二次バンドIII同調用コイル、45……ミキシング用MOS
−FET。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 中村 穣治 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (56)参考文献 特開 昭53−120201（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】２個のバラクタダイオードの一端をそれぞ
れ接地し、これら２個のバラクタダイオード各々の他端
間を同調用コイルを介して接続するとともに、これら２
個のバラクタダイオードのうち一方のバラクタダイオー
ドに受電端子もしくは給電端子を接続し、かつこの一方
のバラクタダイオードは、他方のバラクタダイオードの
可変容量比より小さなものを用いることを特徴とする高
周波信号受信用可変容量同調回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59170608A JPH0666643B2 (ja) | 1984-08-16 | 1984-08-16 | 高周波信号受信用可変容量同調回路 |
| US06/763,190 US4675634A (en) | 1984-08-16 | 1985-08-07 | Variable-capacitance tuning circuit for high-frequency signals |
| DE19853529157 DE3529157A1 (de) | 1984-08-16 | 1985-08-14 | Abstimmkreis mit veraenderlicher kapazitaet fuer hochfrequenzsignale |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59170608A JPH0666643B2 (ja) | 1984-08-16 | 1984-08-16 | 高周波信号受信用可変容量同調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6148224A JPS6148224A (ja) | 1986-03-08 |
| JPH0666643B2 true JPH0666643B2 (ja) | 1994-08-24 |
Family
ID=15908003
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59170608A Expired - Lifetime JPH0666643B2 (ja) | 1984-08-16 | 1984-08-16 | 高周波信号受信用可変容量同調回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4675634A (ja) |
| JP (1) | JPH0666643B2 (ja) |
| DE (1) | DE3529157A1 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4008186C2 (de) * | 1990-03-15 | 1999-09-09 | Thomson Brandt Gmbh | Schaltungsanordnung zum Empfang von Hochfrequenzsignalen |
| US5619283A (en) * | 1994-08-08 | 1997-04-08 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Double tuned RF circuit with balanced secondary |
| US20090115525A1 (en) * | 2004-10-22 | 2009-05-07 | University Of Florida Research Foundation, Inc. | Frequency tunable low noise amplifier |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3624514A (en) * | 1970-01-09 | 1971-11-30 | Philips Corp | Tuning circuit having common tuning element for three frequency ranges and self-oscillating mixer using same |
| US3662287A (en) * | 1971-02-24 | 1972-05-09 | Us Navy | Voltage controlled oscillator multiplier |
| CA961559A (en) * | 1971-09-14 | 1975-01-21 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Tuning system |
| JPS4955209A (ja) * | 1972-09-29 | 1974-05-29 | ||
| JPS5313330A (en) * | 1976-07-22 | 1978-02-06 | Sony Corp | Broad band resonance circuit |
| JPS53120120A (en) * | 1977-03-30 | 1978-10-20 | Olympus Optical Co Ltd | Motor drive control circuit |
| JPS5528677A (en) * | 1978-08-22 | 1980-02-29 | Nec Corp | Frequency conversion circuit |
| JPS5895418A (ja) * | 1981-12-01 | 1983-06-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電子同調チユ−ナ |
-
1984
- 1984-08-16 JP JP59170608A patent/JPH0666643B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1985
- 1985-08-07 US US06/763,190 patent/US4675634A/en not_active Expired - Lifetime
- 1985-08-14 DE DE19853529157 patent/DE3529157A1/de active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6148224A (ja) | 1986-03-08 |
| US4675634A (en) | 1987-06-23 |
| DE3529157A1 (de) | 1986-03-27 |
| DE3529157C2 (ja) | 1989-03-30 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |