Fachgebiet der Erfindung
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Die Erfindung betrifft Bandsperr- oder "Kerb"-Filter.
Insbesondere betrifft die Erfindung verbesserte Bandsperrfilter,
die unter Verwendung einer Vielzahl von Resonatoren in
Kombination mit einer Übertragungsleitung mit schrittweiser oder
abgestufter Impedanz realisiert werden.
Hintergrund der Erfindung
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Herkömmliche Hochfrequenz- und Mikrowellen-Schmalband-
Bandsperren bestehen im allgemeinen aus einem Stück einer
Übertragungsleitung oder eines Wellenleiters, an welchen
mehrere Bandsperr-Resonatoren mit einem Anschluß entweder durch
direkten Kontakt, durch eine Sonde, durch eine Schleife oder
durch eine Blende in Abständen angekoppelt sind, die etwa
einem ungeraden Vielfachen einer Viertelwellenlänge, gewöhnlich
eine Viertelwellenlänge oder drei Viertelwellenlängen,
entsprechen. Die einzelnen Resonatoren sind typischerweise
Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungs-Resonatoren,
Hohlraumresonatoren oder dielektrische Resonatoren.
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Es ist auch bekannt, bestimmte Einrichtungen zum Abstimmen
der Frequenz der Resonatoren vorzusehen, da die
Herstellungstoleranzen und die Materialeigenschaften die Resonator-
Frequenzen zu wenig vorherbestimmbar machen, um ein optimales
Filterverhalten zu garantieren. Gewöhnlich wird die
charakteristische Impedanz der Übertragungsleitung entlang ihrer
Länge konstant gehalten. Es sind bereits Filter unter Anwendung
der Streifenleitertechnik hergestellt worden, was zu einem
Entwurfsverfahren geführt hat, bei welchem ganz bestimmte
Impedanzwerte in einer Übertragungsleitung mit schrittweise
ab
gestufter Impedanz hergestellt werden (Schiffman und Young,
"Design Tables for an Elliptic-Function Bandstop Filter N =
5", IEEE Transactions an Microwave Theory and Techniques,
vol. MEET-14, Nr. 10, Oktober 1966, S. 474-481). Solche
Entwürfe neigen jedoch zu Nachteilen einer sehr komplizierten
Anordnung, erfordern strenge Abmessungstoleranzen, sie sind
für Schmalband-Anwendungen ungeeignet und zeigen übermäßige
Durchlaßband-Verluste.
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Bei Schmalband-Bandsperren des Standes der Technik muß das
unbelastete Q aller Resonatoren maximiert werden, um die
beste Charakteristik zu erreichen, während ihr Koppelniveau zur
Übertragungsleitung einzeln eingestellt werden muß, um die
beste Charakteristik zu erreichen. Unglücklicherweise können
die optimalen Koppelwerte einer gegebenen Übertragungsleitung
mit konstanter Impedanz das mittels eines gegebenen
Koppelverfahrens erreichbare oder erwünschte Maximum überschreiten.
Das Verhalten des Filters mit einer festen Anzahl von
Resonatoren wird dann nicht durch das maximal erreichbare
unbelastete Q der Resonatoren, sondern durch die maximal
erreichbare Kopplung begrenzt. Unter diesen Umständen kann keine
optimale Charakteristik des Filters realisiert werden.
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Während ein Gleichwelligkeits-Bandsperr-Kerb-Filter mit einer
Übertragungsleitung konstanter Impedanz beispielsweise aus
dem Patent USA-A-4.862.122 bekannt und ein maximales Niveau
der Kopplung der Resonatoren zur Übertragungsleitung gegeben
ist, wäre es erwünscht, folgendes zu erreichen:
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gleiche oder bessere Charakteristik (Kerbentiefe,
Selektivität, Bandbreite) mit weniger Resonatoren,
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größere Kerb-Selektivität (Verhältnis der Breite des Bodens
der Kerbe zum Abstand zwischen den Durchlaßband-Kanten) bei
entsprechender oder besserer Kerbentiefe oder größerer
Kerbentiefe (höheres Niveau der Bandsperrung) bei entsprechender
oder besserer Kerb-Selektivität.
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Unter dem Gesichtspunkt der Herstellung und des Einbaues wäre
es weiterhin wünschenswert, eine verminderte Empfindlichkeit
der charakteristischen Resonanzfrequenz eines jeden
Resonators vom Kopplungsmechanismus zu erreichen, der den Resonator
an die Übertragungsleitung koppelt. Dies könnte zu einer
verbesserten mechanischen und Temperaturstabilität der Filter,
zur besseren Reproduzierbarkeit der elektrischen
Charakteristik von Vorrichtung zu Vorrichtung sowie zu einer geringeren
Wechselwirkung zwischen der Abstimmung der Kopplung und der
Abstimmung der Resonanzfrequenz eines Resonators führen.
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Ferner wäre es wünschenswert, wenn eine Vielzahl
verschiedener Kerb-Filter unter Verwendung einiger relativ
standardisierter Elemente, wie Resonatoren,
Übertragungleitungselemente und Koppelelemente herstellbar wäre, ohne daß eine
Vielzahl spezieller Bauteile hergestellt werden muß, die nur für
eine gegebene Filter-Konstruktion einsetzbar sind.
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Durch die Erfindung wird eine Bandsperre mit den Merkmalen
von Anspruch 1 geschaffen.
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Bei Kerbfiltern nach der vorliegenden Erfindung werden eine
Vielzahl im wesentlichen identischer Resonatoren und eine
Übertragungsleitung mit abgestufter oder gestaffelter
Impedanz verwendet. Die Übertragungsleitung hat ein Eingabe-Ende
und ein Ausgabe-Ende. Weiterhin hat ein erster, ausgewählter,
zentral gelegener Abschnitt der Leitung einen relativ hohen
Impedanzwert, wobei zumindest einige aus der Vielzahl der
Resonatoren im gewählten Abstand voneinander an die Leitung
angekoppelt sind.
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Die gewählten Abstände der Resonatoren haben die
Größenordnung einer ungeraden Anzahl von Viertelwellenlängen der
Nominal-Mittenfrequenz des Filters. Somit können die Resonatoren
in einem Abstand von einer Viertelwellenlänge oder von drei
Viertelwellenlängen voneinander angeordnet werden.
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Solche Filter enthalten auch erste und zweite
Viertelwellenlängen-Impedanz-Transformator-Abschnitte, wobei ein erster
Transformator-Abschnitt an das Eingabe-Ende der
Übertragungsleitung und ein zweiter Transformator-Abschnitt an deren
Ausgabe-Ende angekoppelt ist. Jeder der Transformator-Abschnitte
hat einen Impedanzwert, der kleiner ist als der Impedanzwert
der Übertragungsleitung.
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An den ersten Impedanz-Transformator-Abschnitt kann ein
Eingabe-Signal angelegt und an den zweiten
Impedanz-Transformator-Abschnitt kann eine Last angekoppelt werden. Die
beschriebenen Kerbfilter ergeben hohe Leistung mit einem
tiefen, relativ schmalen Dämpfungsbereich.
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Die Resonatoren werden auf unterschiedliche, entlang des
Filters entweder wachsende oder abnehmende Frequenzen
abgestimmt. Die von der Nominal-Mittenfrequenz des Filters aus
schrittweise zu- oder abnehmende Abstimmungsfrequenz kann für
ein gegebenes Paar von Resonatoren gleich sein.
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Ein Kerb-Filter kann mit zwei oder mehr Resonanzhohlräumen
aufgebaut werden, von denen einige im Abstand voneinander
entlang eines zentralen Übertragungsleitungsabschnittes mit
relativ hoher Impedanz angeordnet werden. Andere Resonatoren
können an den
Viertelwellenlängen-Impedanz-Transformator-Abschnitten im Abstand voneinander angeordnet werden, deren
jeder eine geringere Impedanz hat als die Übertragungsleitung.
Noch andere können im Abstand voneinander an den Eingabe- und
Ausgabe-Übertragungsleitungsabschnitten angeordnet werden,
die noch geringere Impedanzwerte haben.
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Die Filter können entweder aus relativ geraden
Übertragungsleitungsabschnitten oder aus gefalteten
Übertragungsleitungsabschnitten aufgebaut werden, wobei letzteres zu einer
dichteren körperlichen Packung führt. Die Resonatoren sind
voneinander durch Übertragungsleitungen mit relativ hoher
Impe
danz getrennt, welche die Größenordnung einer ungeraden
Anzahl von Viertelwellenlängen haben.
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Die Resonator-Einheiten können aus zylindrischen, leitfähigen
Gehäusen aufgebaut werden, welche dielektrische Resonator-
Elemente enthalten. Die Resonator-Einheiten können mit
einstellbaren Resonanzfrequenzen aufgebaut werden, um das Filter
einzustellen und abzugleichen. Die Resonatoren enthalten
jeweils eine einstellbare Koppelschleife. Das Ansteigen des
Wertes der charakteristischen Impedanz der
Übertragungsleitung im mittleren Bereich des Filters verstärkt die Kopplung
der jeweiligen Resonatoren in effektiver Weise.
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Bei einer anderen Ausführungsform können die Längen von
Paaren ausgewählter Abschnitte der Übertragungsleitung, welche
benachbarte Resonatoren verbinden, jeweils um vorgegebene
Beträge vergrößert oder verkleinert werden. Solche Abwandlungen
ergeben Filter mit weniger Resonator-Hohlräumen zur
Erreichung eines im wesentlichen gleichen Leistungs-Niveaus wie es
mit Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungsabschnitten
erreichbar ist.
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Zusätzlich können für ein gegebenes Filter ausgewählte
Abschnitte von Übertragungsleitungen, welche benachbarte
Resonatoren verbinden, um einen bestimmten Betrag gekürzt werden.
Diese Verkürzung berücksichtigt bzw. kompensiert die
Wirkungen der Koppelelemente, welche selbst eine effektive
Leitungslänge haben. Die Verminderung der Länge von
Viertelwellenlängen-Abschnitten zwecks Kompensation kann im Bereich von
elf bis zwölf Grad der Mittenfrequenz des Filters liegen.
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Zahlreiche andere Vorteile und Merkmale der vorliegenden
Erfindung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung
der Erfindung und von deren Ausführungsformen, aus den
Ansprüchen sowie aus den beigefügten Zeichnungen deutlich
werden, wo die Details der Erfindung als Teil dieser
Beschreibung vollständig beschrieben werden.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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Fig. 1 ist ein Gesamt-Blockschaltbild eines Filters mit
sechs Resonatoren nach dem Stand der Technik.
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Fig. 2 ist eine perspektivische körperliche Ansicht des
Filters von Fig. 1.
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Fig. 3A ist ein Diagramm, welches eine relativ breitbandige
Charakteristik des Filters von Fig. 1 zeigt.
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Fig. 3B ist ein zweites Diagramm, welches eine relativ
schmalbandige Charakteristik des Filters von Fig. 1 zeigt.
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Fig. 4 ist eine perspektivische Ansicht einer alternativen
Ausführungsform des Filters nach dem Stand der Technik von
Fig. 1.
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Fig. 5A ist ein Diagramm, welches eine relativ breitbandige
Charakteristik des Filters von Fig. 4 zeigt.
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Fig. 5B ist ein zweites Diagramm, welches eine relativ
schmalbandige Charakteristik des Filters von Fig. 4 zeigt.
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Fig. 6 ist ein Gesamt-Blockschaltbild eines Filters nach dem
Stand der Technik mit zwei Resonatoren.
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Fig. 7 ist eine teilweise gebrochene perspektivische Ansicht
einer Leitung mit abgestufter Impedanz des Filters von Fig.
6.
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Fig. 8 ist eine vergrößerte, teilweise geschnittene Ansicht,
welche Details der Resonator-Koppelschleife zeigt.
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Fig. 9 ist ein Diagramm, welches die Frequenz-Charakteristik
des Filters von Fig. 6 zeigt.
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Fig. 10 ist eine schematische Darstellung eines
erfindungsgemäßen Filters mit fünf Resonatoren.
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Fig. 11 ist ein Diagramm, welches die
Frequenz-Charakteristik des Filters von Fig. 10 zeigt.
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Fig. 12 ist ein Diagramm, welches die
Frequenz-Charakteristik einer kompensierten Ausführung des Filters von Fig. 10
zeigt.
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Fig. 13 ist eine schematische Darstellung nur der
Resonatoren einer anderen erfindungsgemäßen Ausführung eines Filters
mit sechs Resonatoren.
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Fig. 14 ist ein verallgemeinertes Blockschaltbild eines
Filters nach der vorliegenden Erfindung mit einer ungeraden
Anzahl von Resonatoren.
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Fig. 15 ist ein verallgemeinertes Blockschaltbild eines
Filters nach der vorliegenden Erfindung mit einer geraden Anzahl
von Resonatoren.
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Fig. 16 ist ein schematisches Blockschaltbild eines Filters
mit 3 Resonatoren.
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Fig. 17 ist ein schematisches Blockschaltbild eines Filters
mit 4 Resonatoren.
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Fig. 18 ist ein schematisches Blockschaltbild eines anderen
Filters entsprechend der vorliegenden Erfindung mit 3
Resonatoren.
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Fig. 19 ist ein schematisches Blockschaltbild eines anderen
Filters entsprechend der vorliegenden Erfindung mit 4
Resonatoren.
Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
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Die vorliegende Erfindung betrifft eine Familie von Kerb-
Filtern, welche gemeinsame Anordnungs-Charakteristiken
aufweisen. Eine gemeinsame Signalleitung mit abgestufter
Impedanz ergibt eine Signalbahn zwischen einer Eingabe-
Anschlußstelle und einer Ausgabe-Anschlußstelle des Filters.
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Eine Vielzahl von Resonatoren wird teilweise zur Erzeugung
der gewünschten Filter-Charakteristiken benutzt. Zumindest
einige der Resonatoren sind elektrisch an einen Abschnitt der
Übertragungsleitung mit relativ hoher Impedanz angekoppelt.
Andere Resonatoren sind an Abschnitte der Übertragungsleitung
mit geringerer Impedanz angekoppelt.
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An jedes Ende der Übertragungsleitung mit relativ hoher
Impedanz ist ein Viertelwellenlängen-Impedanz-Transformator
angekoppelt. Der Impedanz-Transformator-Abschnitt hat eine
geringere Impedanz als der Zentralabschnitt der
Übertragungsleitung. Es versteht sich, daß auch andere Typen von Impedanz-
Transformatoren verwendet werden können.
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Eingabe-Signale können direkt an den Impedanz-Transformator-
Abschnitt angelegt und Ausgabe-Signale direkt von einem
solchen abgenommen werden. Als Alternative kann ein
Übertragungsleitungsabschnitt mit geringerer Impedanz, welcher die
gleiche Impedanz wie Quelle und Last hat, an jeden der
Viertelwellenlängen-Impedanz-Transformatoren angekoppelt werden.
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An die Eingabe- und Ausgabe-Übertragungsleitungsabschnitte
können zusätzliche Resonatoren angekoppelt werden, um die
Filterverhaltens-Charakteristiken weiter zu verbessern bzw.
zu verfeinern.
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Bezugnehmend auf Fig. 1 ist ein Kerb-Filter 10 dargestellt.
Das in Form eines Blockschaltbildes dargestellte Filter 10
kann an eine Quelle S mit einer charakteristischen Impedanz
von beispielsweise 50 Ohm und an eine Last L mit einer
Impedanz von 50 Ohm angekoppelt werden.
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Das Filter 10 weist eine allgemein mit 12 bezeichnete
Mehrelementen-Übertragungsleitung mit abgestufter Impedanz auf.
Die Übertragungsleitung 12 weist jeweils einen 50 Ohm-
Eingabe- und einen Ausgabe-Übertragungsleitungsabschnitt 14a
bzw. 14b auf.
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Die beiden 50 Ohm-Abschnitte sind ihrerseits an
Viertelwellenlängen-Impedanz-Transformator-Abschnitte 16a und 16b
angekoppelt. Jeder der
Viertelwellenlängen-Impedanz-Transformatoren hat einen charakteristischen Impedanzwert, der den
Impedanzwert der Eingabe- und
Ausgabe-Übertragungsleitungsabschnitte 14a und 14b überschreitet.
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Ein Zentral-Übertragungsleitungsabschnitt 18 mit höherer
Impedanz ist zwischen den beiden Impedanz-Transformatoren 16a
und 16b angekoppelt. Im vorliegenden Falle hat die
Übertragungsleitung 18 eine charakteristische Impedanz in der
Größenordnung von 114 Ohm. Die
Viertelwellenlängen-Transformator-Abschnitte 16a und 16b haben jeweils einen Nominal-
Impedanzwert in der Größenordnung von 75,5 Ohm (Der
tatsächlich realisierte Wert war 71,2 Ohm). Die Eingabe- und
Ausgabe-Übertragungsleitungsabschnitte 14a und 14b haben jeweils
eine charakteristische Standard-Nominal-Impedanz von 50 Ohm
(Der tatsächlich realisierte Wert war 49,8 Ohm).
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An verschiedene Elemente der
Mehrfach-Impedanz-Übertragungsleitung 12 ist eine Vielzahl im wesentlichen identischer
Resonatoren 22 angekoppelt. Beispielsweise sind Resonatoren 24a
und 24b jeweils an den Eingabe- und an den
Ausgabe-Übertragungsleitungsabschnitt 14a bzw. 14b angekoppelt. Die
Resonatoren 24a und 24b sind jeweils eine Viertelwellenlänge vom
benachbarten Impedanz-Transformator 16a bzw. 16b entfernt.
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Die Resonatoren 26a und 26b sind an den Hochimpedanz-
Abschnitt 18 angekoppelt. Jeder der Resonatoren 26a und 26b
ist eine Viertelwellenlänge von dem jeweiligen Impedanz-
Transformator 16a bzw. 16b entfernt.
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Die Resonatoren 28a und 28b sind ebenfalls jeweils am
Hochimpedanz-Übertragungsleitungs-Abschnitt 18 angekoppelt. Die
Resonatoren 28a und 28b sind jeweils eine Viertelwellenlänge
von den jeweiligen Resonatoren 26a bzw. 26b entfernt und
untereinander ein ungeradzahliges Vielfaches von
Viertelwellenlängen von einander entfernt angeordnet.
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Jeder der Resonatoren 24 bis 28 besteht aus einem
dielektrischen Resonator 36 mit hohem Q, der von einem Dielektrikum
mit geringen Verlusten in einem leitfähigen zylindrischen
Gehäuse 30 gehalten wird, wie es bezüglich des Resonators 28
dargestellt ist. Jeder der Resonatoren weist eine justierbare
Koppelschleife 34 zum Ankoppeln an den benachbarten
Übertragungsleitungsabschnitt auf. Es versteht sich, daß auch andere
Koppelelemente, wie beispielsweise Sonden oder Blenden,
verwendet werden könnten.
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Die Koppelschleife 34 kann während der Einstellung und
Abstimmung gedreht werden, um denjenigen Koppelumfang zu
erreichen, welcher die Filterleistung optimiert. Die
Koppelschleife 34 hat eine Achse, welche vorzugsweise zur Kante des
Resonators 36 ausgerichtet ist.
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Die Übertragungsleitung 12 weist einen äußeren Hohlleiter
auf, welcher beispielsweise einen quadratischen oder
rechteckigen Innenquerschnitt und einen Draht als Innenleiter haben
kann. Der Innenleiter ist in seiner Länge abgestützt. Die
Ab
stützung kann entweder durch dielektrisches Material, wie
beispielsweise TEFLON oder REXOLITE, erfolgen, welche zum
Einstellen des Impedanzwertes eines Abschnittes verwendet
werden oder durch relativ dünne dielektrische Stützen, wenn
die gewünschte Impedanz und Leitungsgeometrie Luft als
Dielektrikum erfordert.
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Der charakteristische Impedanzwert eines jeden der
verschiedenen Abschnitte 14a, 14b, 16a, 16b und 18 wird sowohl durch
Einstellen der Abmessungen des Innen- und Außenleiters als
auch durch die Dielektrizitätskonstante und Abmessungen des
Materials der Stützen in jedem dieser Abschnitte bestimmt.
Die Werte der jeweiligen Impedanzen werden annähernd durch
die folgende bekannte Gleichung in Beziehung zueinander
gesetzt:
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Z&sub1;² = Z&sub0; · Z&sub2;
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Es muß angemerkt werden, daß das Filter 10 zu einer
Mittellinie 40 symmetrisch aufgebaut ist. Die Resonatoren werden in
aufsteigender oder absteigender Reihenfolge abgestimmt, um
das gewünschte Gesamt-Filterverhalten zu erreichen.
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Es versteht sich, daß bei Bevorzugung der oben genannten
Werte die körperliche Realisierung des Filters 10 zu
Abweichungen von den angegebenen Werten führen kann. Es ist ein
Vorteil der Anordnung des Filters 10, daß das Gesamt-
Filterverhalten durch solche Abweichungen nicht wesentlich
beeinträchtigt wird, weil die Resonatoren 24 bis 28 eine
einstellbare Kopplung an die Übertragungsleitung sowie
einstellbare Resonanzfrequenzen aufweisen.
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Zur Erzielung des gewünschten Gesamt-Filterverhaltens werden
die Resonatoren in aufsteigender oder absteigender
Reihenfolge der Frequenzen abgestimmt. Beim Filter 10 wird der
Resonator 24a auf die höchste Sperrfrequenz f&sub6; abgestimmt, während
der Resonator 26a auf die nächstniedere Frequenz f&sub5;
abge
stimmt wird usw. bis zum Resonator 24b, der auf die
niedrigste Sperrfrequenz f&sub1; abgestimmt wird. Genau dann, wenn die
Resonatoren symmetrisch um die körperliche Mittellinie des
Filters angeordnet sind, tendieren die Frequenzen, auf welche
die jeweiligen Hohlräume abgestimmt werden, zu einer
annähernd symmetrischen Anordnung um die Mittenfrequenz des
Filters, wie es aus den Diagrammen gemessener Filter-
Charakteristiken hervorgeht.
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Tabelle 1 ist ein beispielhafter Satz von Frequenzen f&sub1; bis
f&sub6; für ein Filter nach Fig. 1 mit einer Bandsperr-
Mittenfrequenz f&sub0;. In Tabelle 1 sind alle Frequenzen oder
Abweichungen derselben in MHz angegeben.
Tabelle 1
Frequenzplan für ein Filter mit 6 Resonatoren
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f&sub1; = 845,240 = f&sub0; - 0,510
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f&sub2; = 845,360 = f&sub0; - 0,390
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f&sub3; = 845,585 = f&sub0; - 0,165
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f&sub0; = 845,750
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f&sub4; = 845,875 = f&sub0; + 0,125
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f&sub5; = 846,140 = f&sub0; + 0,390
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f&sub6; = 846,260 = f&sub0; + 0,510
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Fig. 2 ist eine perspektivische Ansicht des Filters 10 und
zeigt die relative Anordnung der Resonatoren 24 bis 28
entlang der Übertragungsleitung 12 mit abgestufter Impedanz. Wie
in Fig. 2 dargestellt, enthält das Filter 12 eine im
wesentlichen geradlinige Übertragungsleitung 12.
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Jeder der Resonatoren im Filter 10 hat einen Durchmesser in
der Größenordnung von 5,5 Zoll (14 cm). Die Gesamtlänge des
Filters von der Eingabe-Anschlußstelle bis zur Ausgabe-
Anschlußstelle hat eine Größenordnung 38,5 Zoll (97,8 cm).
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Das Filter 10 ist für eine 20 dB-Bandsperrbreite von 1,0 MHz
zentriert zwischen Duchlaßbändern mit -0,8 dB Bandkanten bei
845 MHz und 846,5 MHz konstruiert worden. Zugleich ist es
derart konstruiert worden, daß es bei 835 MHz und 849 MHz
einen Einsetzverlust von weniger als 0,3 dB hat.
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Fig. 3A ist ein Diagramm mit einer Kurve 50, welche den
gemessenen Übertragungsfaktor (S&sub2;&sub1;) einer körperlichen
Realisierung des Filters 10 von Fig. 2 über eine Bandbreite von
14 MHz zwischen 835 MHz bis 849 MHz zeigt. Die horizontale
Teilung des Diagramms 50 entspricht 1,4 MHz, während die
vertikale Teilung jeweils 0,1 dB entspricht.
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Wie durch das Diagramm 50 gezeigt ist, weist das Filter 10
eine hochselektive Kerbe seiner Frequenz-Charakteristik im
Frequenzbereich von 845 MHz bis 846,5 MHz auf.
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Ein zweites Diagramm 52 in Fig. 3 zeigt den Eingangs-
Reflexionsverlust (S&sub1;&sub1;) des Filters 10 im gleichen
Frequenzbereich. Jede vertikale Teilung für das Diagramm 52
entspricht 4 dE.
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Die Fig. 3B zeigt die Kerb-Charakteristik des Filters 10 im
Detail. Ein Diagramm 50a zeigt den Übertragungsfaktor des
Filters 10 in einem Frequenzband von 844,25 MHz bis 847,25
MHz. Jede vertikale Teilung der Fig. 3B entspricht 4 dB. Das
Diagramm 52a zeigt den Eingangs-Reflexionsverlust für das
Filter 10 über den gleichen Frequenzbereich. Beim Diagramm
50a entspricht jedes der Minima 50b, 50c usw. der Frequenz,
auf die der jeweilige Resonator 26b, 28b usw. abgestimmt
worden ist.
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Wieder Bezug nehmend auf das Filter 10 von Fig. 2 beträgt
der Gesamtquerschnitt der Übertragungsleitung 12, welcher
quadratisch ist, größenordnungsmäßig 1 Zoll · 1 Zoll (2,54 cm
· 2,54 cm).
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Die Fig. 4 zeigt eine alternative Anordnung 60 mit sechs
Resonatoren. Das Filter 60 weist ein Blockschaltbild auf, das
dem Blockschaltbild von Fig. 1 entspricht und hat auch die
gleiche Anzahl an Resonatoren. Jeder Resonator hat die
gleiche Grundanordnung wie beim Filter 10.
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Das Filter 60 ist gefaltet und damit in der Längsausdehnung
kleiner als das Filter 10. Das Filter 60 weist eine
gefaltete, mehrstufige Übertragungsleitung 12a auf, welche
abgestufte Impedanzen hat, die den Impedanzen der Übertragungsleitung
12 entsprechen. Die Übertragungsleitung 12a hat jedoch einen
rechteckigen Querschnitt mit einer Höhe von 3/8 Zoll (0,95
cm) und eine Breite von einem Zoll (2,54 cm). Sie kann
spanabhebend durch Herausarbeitung eines Kanals in einem
Aluminiumblock hergestellt werden.
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Fig. 5A ist eine Fig. 3A entsprechende Aufzeichnung, welche
sowohl den Filter-Übertragungsfaktor (S&sub2;&sub1;) als Funktion des
Frequenzganges 62 des Filters 60 als auch den Eingangs-
Reflexionsverlust 64 über den gleichen Frequenzbereich wie in
Fig. 3A von 835 MHz bis 849 MHz zeigt. Der vertikale Maßstab
des Reflexionsverlustes 64 ist 0,1 dB pro Teilungseinheit,
während der vertikale Maßstab 3 dB pro Teilungseinheit für
den Einsetzverlust 62 beträgt.
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Die Fig. 5B zeigt die Kerb-Charakteristik des Filters 60 mit
einer horizontalen Teilung wie in Fig. 3B. Der vertikale
Maßstab für den Einsetzverlust ist 5 dB pro Teilungseinheit
und für den Reflexionsverlust 3 dB pro Teilungseinheit.
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Das gefaltete Filter 60 ist größenordnungsmäßig 18,25 Zoll
(46,4 cm) lang und 11,0 Zoll (27,9 cm) breit.
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Fig. 6 ist ein Blockschaltbild eines Filters 70 mit zwei
Resonatoren. Das Filter 70 umfaßt eine Übertragungsleitung 72
mit abgestufter Impedanz, wobei ein Zentralabschnitt 74 eine
relativ hohe Impedanz hat und an jedem seiner Enden an
Vier
telwellenlängen-Impedanz-Transformatoren 76a und 76b
angeschlossen ist. Das Filter 70 kann an einer Eingabe-
Anschlußstelle 78a aus einer Quelle S mit der
charakteristischen Impedanz ZOS (von beispielsweise 50 Ohm) gespeist
werden und versorgt seinerseits eine Last L mit der Impedanz ZOL
(von beispielsweise 50 Ohm) an der Ausgabe-Anschlußstelle
78b.
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Das Filter 70 enthält auch einen ersten und einen zweiten
Resonator 80a bzw. 80b, die vom gleichen Typ sind, wie die
zuvor im Zusammenhang mit dem Filter 10 beschriebenen
Resonatoren. Die Resonatoren 80a und 80 sind an den
Übertragungsleitungsabschnitt 74 mit hoher Impedanz angekoppelt, und sie
haben einen Abstand von etwa einer Viertelwellenlänge der
Mittenfregenz des Filters 70 voneinander.
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Das Filter 70 ergibt im Frequenzband zwischen 848,8 MHz bis
850,0 MHz eine 200 kHz breite und - 18 dB tiefe Kerbe bei
einem Einsetzverlust von 0,3 dE bei 849 MHz. Das Filter 70 kann
(ebenso wie das Filter 10) in seinem Verhalten noch
verbessert werden, indem der Viertelwellenlängen-Abschnitt zwischen
den Resonatoren 80a und 80b um etwa 13% bzw. um einen Betrag
im Bereich zwischen elf und zwölf Grad der nominellen
Mittenfrequenz der Kerbe des Filters verkürzt wird.
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Die Fig. 7 ist eine teilweise gebrochene Ansicht der
Übertragungsleitung 72 des Filters 70. Die Übertragungsleitung 72
hat allgemein einen quadratischen Querschnitt mit einem
äußeren Metallgehäuse 82 mit Abmessungen in der Größenordnung von
1 Zoll · 1 Zoll (2,54 cm · 2,54 cm). Das Gehäuse 82 kann
beispielsweise aus Aluminium hergestellt sein.
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Ein Innenleiter 84 mit rundem Querschnitt erstreckt sich
innerhalb des äußeren Metallgehäuses 82. Der Leiter 84 kann
beispielsweise ein kupferplattierter Stahldraht sein. Ein
solcher Draht hat einen geringeren Wärmedehnungskoeffizienten
als Kupfer.
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Der Innenleiter 84 wird von dielektrischen Elementen 86a und
86b gehalten, deren jedes ebenfalls einen quadratischen
Querschnitt hat. Das Metallgehäuse 74 weist eine erste und eine
zweite Anschlußstelle 76a und 76b auf, welche jeweils ein
langgestrecktes Koppelelement von einer
Resonator-Koppelschleife, wie beispielsweise von der Koppelschleife 34,
aufnehmen.
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Die Gesamtlänge der Übertragungsleitung 72 liegt in der
Größenordnung von 11,5 Zoll (29,2 cm), wobei der Bereich hoher
Impedanz 74 eine Länge in der Größenordnung von 7 Zoll (17,8
cm) und die Impedanz 22 eine solche von 114 Ohm hat. Die
beiden Viertelwellenlängen-Impedanz-Transformator-Abschnitte 76a
und 76b haben eine Länge in der Größenordnung 2, 2 Zoll (5,6
cm).
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Die Impedanz-Transformations-Abschnitte 76a und 76b enthalten
jeweils ein dielektrisches Material, das unter der Marke
REXOLITE handelsüblich ist. Die Impedanz 21 realisierter
Ausführungsformen der Abschnitte 76a und 76b hat eine
Größenordnung von 71 Ohm im Gegensatz zum Konstruktionswert von 75,4
Ohm.
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Die Fig. 8 zeigt eine der einstellbaren Koppelschleifen 34,
welche ein langgestrecktes zylindrisches Koppelelement (eine
leitfähige Metallsäule) 90 aufweist, die elektrischen Kontakt
zum Mittelleiter 84 hat. Wie in Fig. 8 dargestellt, ist die
Koppelschleife 34 durch einen manuell verstellbaren Griff 92
einstellbar, um die Kopplung zum jeweiligen Resonator
einstellen zu können.
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Die Säule 90 der Schleife 34 ist durch eine Hülse aus
REXOLITE vom Ring 94a isoliert. Die Einstellung der Koppelschleife
erfolgt durch Drehen des Metallringes 94a, der am Griff 92
befestigt ist, der seinerseits mit dem Teil 94b der
Koppelschleife 34 verlötet ist. Der Ring 94a steht im elektrischen
Kontakt mit dem äußeren metallischen Leiter 82 und mit dem
Resonator-Metallgehäuse 30. Unter dem drehbaren Element 90
ist eine Stütze 96 aus TEFLON vorgesehen, um den Innenleiter
84 abzustützen.
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Die Fig. 9 zeigt ein Diagramm 96a des Durchlaßfaktors des
Filters 70 sowie ein Diagramm 96b des
Eingangs-Reflexionsverlustes desselben. Die Fig. 9 hat eine horizontale
Ausdehnung von 2 MHz und eine vertikale Unterteilung entspricht 3
dB.
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Die Fig. 10 zeigt eine schematische Darstellung einer
Variante 100 eines Filters mit fünf Resonatoren, dessen
Charakteristik und Verhalten ähnlich dem Filter 22 mit sechs
Resonatoren ist, das in Fig. 1 dargestellt ist. Das Filter 100 der
Fig. 10 weist eine Übertragungsleitung 102 mit variabler
Impedanz auf, die ein Eingabe-Ende 102a und ein Ausgabe-Ende
102b hat.
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Die Übertragungsleitung 102 kann in ähnlicher Weise aufgebaut
sein, wie die Übertragungsleitung 72 der Fig. 7. Die
Übertragungsleitung 102 weist einen ersten und einen zweiten
Eingabe-Abschnitt 104a und 104b auf, deren jeder ein
dielektrisches Element aus TEFLON enthält und deren jeder eine
charakteristische Impedanz in der Größenordnung von 50 Ohm hat.
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Der Abschnitt 104a kann eine beliebige Länge haben. Der
Abschnitt 104b ist ein Viertelwellenlängen-Abschnitt.
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In der Nähe des Eingabe-Abschnittes 104b befindet sich ein
Impedanz-Transformator-Abschnitt 104c, welcher REXOLITE als
dielektrisches Material enthält. Der Impedanz-Transformator-
Abschnitt 104c ist ein Viertelwellenlängen-Abschnitt mit
einer charakteristischen Impedanz in der Größenordnung von 73
Ohm.
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Der allgemein mit 104d bezeichnete Zentralbereich der
Übertragungsleitung 102 besteht aus einer Vielzahl von
Viertelwellenlängen-Abschnitten, welche Luft als dielektrisches
Material enthalten. Jeder dieser Abschnitte hat eine
charakteristische Impedanz in der Größenordnung von 114 Ohm.
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Zwischen dem Zentralbereich 104d und dem Ausgabe-Ende 102b
weist die Übertragungsleitung 102 einen Viertelwellenlängen-
Abschnitt 104e mit REXOLITE als dielektrischem Material auf,
der sowohl mit dem Abschnitt 104c als auch mit den beiden
Ausgabe-Abschnitten 104f und 104g vergleichbar ist, deren
jeder eine charakteristische Impedanz in der Größenordnung von
50 Ohm hat.
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Der Ausgabe-Abschnitt 104g kann eine beliebige Länge haben.
Der Abschnitt 104f ist ein Viertelwellenlängen-Abschnitt.
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Die Hohlraumresonatoren, wie beispielsweise die Resonatoren
24, 26 und 28 von Fig. 1, sind, wie in Fig. 10 dargestellt,
an einer Vielzahl von Anschlußstellen 106a bis 106e an die
Übertragungsleitung 102 angekoppelt. Anders als das Filter 10
von Fig. 1 hat das Filter 100 im Zentralabschnitt 104d nur
drei Resonatoren. Anders als beim Filter 10 von Fig. 1, bei
welchem die Resonatoren 26a, 26b, 28a und 28b entlang des
Zentralbereiches der Übertragungsleitung mit einer ungeraden
Anzahl von Viertelwellenlängen dazwischen verteilt sind,
wurden die Längen der Abschnitte 108a und 108b ebenso wie die
Längen der Abschnitte 108c und 108d modifiziert. Die
Abschnitte 108a bis 108d liegen zu beiden Seiten der
Mittellinie 110 der Übertragungsleitung 102.
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Das Filter 100 der Fig. 10 zeigt mit fünf Resonatoren im
wesentlichen den gleichen Verhaltenstyp wie das Filter 10 von
Fig. 1 mit sechs Resonatoren.
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Der Aufbau des Filters 100 wird durch die Einstellung der
Längen des Übertragungsleitungs-Abschnittes 108a in
Verbin
dung mit 108b sowie durch Einstellung der Länge des
Abschnittes 108c in Verbindung mit der Einstellung der Länge des
Abschnittes 108d abgeschlossen.
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Die Ausdehnung des Abschnittes 108a wird um einen Betrag X&sub1;&sub2;
vergrößert, welcher einem Betrag X&sub1;&sub2; entspricht, um den der
Abschnitt 108b vermindert wird. In entsprechender Weise wird
die Länge des Abschnittes 108c um einen Betrag X&sub2;&sub3;
vergrößert, welcher einem Betrag X&sub2;&sub3; entspricht, um den der
Abschnitt 108d in seiner Länge vermindert wird.
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Die tatsächlichen Beträge X&sub1;&sub2; und X&sub2;&sub3; der Vergrößerung bzw.
Verminderung der Abschnitte 108a bis 108d können unter
Anwendung des Verfahrens der Filter-Konstruktion mittels
elliptischer Funktionen bestimmt werden, welches in dem Aufsatz von
J. D. Rhodes unter dem Titel "Waveguide Bandstop Elliptic
Function Filters" im November 1972 veröffentlicht wurde.
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Zum anderen können schrittweise Vergrößerungen und
Verminderungen X&sub1;&sub2; und X&sub2;&sub3; der Längen der Abschnitte 108a bis 108d
auch durch iterative Optimierung mittels eines
handelsüblichen Schaltungssimulations-Computerprogrammes bestimmt
werden. Ein solches Simulationsprogramm wird von EEsof unter dem
Titel "Touchstone" vertrieben.
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Unter Anwendung des oben erwähnten, in dem Aufsatz von Rhodes
abgeleiteten Verfahrens liegt die Abweichung X&sub1;&sub2; der Länge
der Abschnitte 108a und 108b von einem Viertelwellenlängen-
Abschnitt in der Größenordnung von 23,62 Grad. Bei einem
realisierten Filter mit einem auf 845,75 MHz zentrierten
Sperrband hatte die Länge des Zentralbereiches 108d eine
Größenordnung von 3,49 Zoll (8,86 cm). Demzufolge ist die Länge des
Abschnittes 108a auf die Größenordnung von 4,4 Zoll (11,18
cm) verlängert worden. Die verminderte Länge des Abschnittes
108b, der um den gleichen Betrag X&sub1;&sub2; verkürzt wurde, um den
der Abschnitt 108a verlängert worden ist, hat die
Größenordnung von 2,57 Zoll (6,53 cm).
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Die schrittweise Änderung der Länge jedes der Abschnitte 108c
und 108d hat, ausgehend von der Viertelwellenlänge, die
Größenordnung von 11,6 Grad. Daher wurde die Länge des
Abschnittes 108c auf eine Länge in der Größenordnung von 3,94 Zoll
(10 cm) vergrößert und der Abschnitt 108d wurde in
entsprechender Weise auf eine Länge in der Größenordnung von 3,04
Zoll (7,72 cm) vermindert.
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Fig. 11 zeigt ein Diagramm einer realisierten
Ausführungsform des Filters 100 mit einer Kurve 112a des Einsetz-
Verlustes sowie einer Kurve 112b des Reflexionsverlustes des
Filters. Demzufolge können, wie durch einen Vergleich des
Diagrammes von Fig. 3B mit demjenigen der Fig. 11 zeigt,
Ergebnisse, die mit denjenigen vergleichbar sind, die mit
einem Filter mit sechs Resonatoren und mit Viertelwellenlängen-
Abständen zwischen den Resonatoren im Zentralabschnitt 18 der
Übertragungsleitung erreichbar sind, auch mit einem Filter
mit fünf Resonatoren erreicht werden, wie es in Fig. 10
dargestellt ist, wobei einige der Viertelwellenlängen-Zentral-
Abschnitte der Übertragungsleitung, wie zuvor beschrieben,
geändert werden.
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Das Verhalten des Filters 100 (wie auch der zuvor
beschriebenen Filter 10 und 70) kann noch weiter verbessert werden,
wenn die Wirkungen der Schleifenbaugruppen, wie
beispielsweise der Baugruppe 34 sowie weitere Streu-Reaktanz-Effekte,
welche ihre Ursache im jeweiligen Resonator haben,
kompensiert werden, indem die elektrische Länge der Abschnitte 108a
bis 108d um einen gleichmäßigen Betrag, beispielsweise in der
Größenordnung von 11 bis 12 Grad der Mittenfrequenz der Kerbe
des Filters vermindert wird. Beispielsweise kann die
elektrische Länge der genannten Abschnitte um einen Betrag in der
Größenordnung von 11,3 Grad vermindert werden.
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Der Abschnitt 108a hat nun eine Länge in der Größenordnung
von 3,97 Zoll (10,08 cm), der Abschnitt 108b hat eine Länge
in der Größenordnung von 2,14 Zoll (5,44 cm), der Abschnitt
108c hat eine Länge in der Größenordnung von 3,50 Zoll (8,89
cm) und der Abschnitt 108d hat eine Länge in der
Größenordnung von 2,60 Zoll (6,60 cm). Wie in der Fig. 12
dargestellt, besteht das Ergebnis einer solchen gemeinsamen
Längenverminderung darin, daß das Verhalten des Filters 10 in
bezug auf die Mittenfrequenz symmetrischer wird.
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Die Kurven der Fig. 12 zeigen, daß das Gesamtverhalten des
Filters 100 unter dem Gesichtspunkt der Symmetrie zur
Mittenfrequenz des Filters verbessert worden ist. Zusätzlich zeigt
die Fig. 12, daß geringe Streuungen in der Länge der
Viertelwellenlängen-Abschnitte im Zentralbereich 104d, wie sie in
einer normalen Fertigung auftreten können, das
Gesamtverhalten des Filters über den Abstand der Resonatoren voneinander
nicht extrem beeinträchtigen. Demzufolge sind
Filterkonstruktionen des in Fig. 10 dargestellten Typs in einfacher Weise
in einer normalen Fertigung entsprechend den
Nominalwertvorgaben herstellbar.
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Die Tabelle 2 zeigt einen beispielhaften Frequenzplan für das
Filter mit fünf Resonatoren nach Fig. 10. Die Frequenzen
bzw. die schrittweisen Abstufungen sind in MHz ausgedrückt.
Tabelle 2
Frequenzplan für ein Filter mit 5 Resonatoren
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f&sub1; = 845,225 = f&sub0; - 0,525
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f&sub2; = 845,375 = f&sub0; - 0,375
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f&sub3; = 845,750 = f&sub0;
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f&sub0; = 845,750
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f&sub4; = 846,125 = f&sub0; + 0,375
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f&sub5; = 846,275 = f&sub0; + 0,525
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Nach dem Schema der Tabelle 2 werden die beiden äußeren
Resonatoren auf Frequenzen f&sub1; und f&sub2; abgestimmt, die um den
gleichen Betrag von 0,525 MHz von der Mitte der Bandsperr-
Frequenz f&sub0; von 845,75 MHz entfernt sind. In entsprechender
Weise werden die beiden inneren Resonatoren jeweils auf
Frequenzen f&sub2; und f&sub4; abgestimmt, die von der Mittenfrequenz f&sub0; um
jeweils 0,375 MHz abweichen.
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Es versteht sich, daß entweder eine ungerade oder eine gerade
Anzahl von Resonatoren angewandt werden kann, ohne den
Grundgedanken der vorliegenden Erfindung zu verlassen.
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Fig. 13 zeigt ein Filter 120 mit sechs Resonatoren, welches
eine Übertragungsleitung 103 mit abgestufter Impedanz des in
den Fig. 1 und 10 dargestellten Typs enthält. Das Filter
120 weist Viertelwellenlängen-Abschnitte 122a und 122b auf,
deren jeder in der Nachbarschaft der jeweiligen Koppel-
Anschlußstelle 106b und 106d gelegen ist, an denen der
jeweilige abgestimmte Resonator an die Übertragungsleitung 103
angekoppelt werden kann. Weiterhin sind die Abschnitte 122a und
122b, wie es zuvor diskutiert wurde, um den entsprechenden
Betrag X&sub1;&sub2; gegenüber einem Viertelwellenlängen-Abschnitt
vergrößert bzw. verkleinert worden.
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Das Filter 120 weist auch veränderte Abschnitte 124a und 124b
auf, deren jeder, wie zuvor diskutiert, in der Länge
gegenüber einem Viertelwellenlängen-Abschnitt um einen Betrag X&sub2;&sub3;
verändert worden ist. Den geänderten Abschnitten 124a und
124b sind Anschlußstellen 106d und 106f zugeordnet, über die
jeweils abgestimmte Resonatoren an die Übertragungsleitung
103 anzukoppeln sind.
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Es versteht sich, daß die Impedanzen der verschiedenen in den
Fig. 10 und 13 dargestellten
Übertragungsleitungs-Abschnitte allgemein den in Fig. 1 angegebenen Impedanzwerten
der Übertragungsleitungs-Abschnitte mit den entsprechenden
Typen dielektrischer Materialien entsprechen. Das Filter 120
kann weiterhin durch Kürzen eines jeden der Abschnitte 122a,
122b, 124a und 124b um einen gemeinsamen Betrag k in der
Größenordnung von 11 bis 12 Grad der Bandsperr-Mittenfrequenz
des Filters kompensiert werden. Diese zuvor diskutierte
Kompensation kompensiert Reaktanz-Koppeleffekte der jeweiligen
Resonatoren.
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Die Fig. 14 und 15 in Kombination mit der nachstehenden
Tabelle 3 beschreiben verallgemeinerte Darstellungen der
zuvor diskutierten Filter, welche die vorliegende Erfindung
verkörpern. Das Filter von Fig. 14 hat eine ungerade Anzahl
von Resonatoren und ist mit dem Aufbau von Fig. 10
vergleichbar. Das Filter von Fig. 15 hat eine gerade Anzahl von
Resonatoren und ist mit dem Aufbau von Fig. 13 vergleichbar.
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Die Tabelle 3 zeigt verschiedene Beziehungen entsprechend der
vorliegenden Erfindung für die Filter der Fig. 14 und 15.
Die äußerste linke Spalte der Tabelle 3 jedes dieser Filter
weist einen oder mehrere Impedanz-Abschnitte auf, die um
einen Betrag k gekürzt sind, um die Effekte von
Diskontinuitäten der Übertragungsleitungen, Impedanzübergängen und/oder
nicht idealer Koppelmechanismen zu kompensieren. Der Betrag k
kann angewandt werden, um die Symmetrie der
Reflexionsverlust- und der Einsetzverlust-Charakteristiken des Filters zu
verbessern, oder er kann auch angewandt werden, um sie
absichtlich zu verzerren und dadurch eine gewünschte
Charakteristik zu erzielen. Weiterhin sind in der mittleren Spalte
der Tabelle 3 die Änderungen der verschiedenen Abschnitte der
Impedanzleitungen dargestellt, welche, wie zuvor diskutiert,
zu einem verbesserten Filterverhalten führen.
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Die äußerste rechte Spalte der Tabelle 3 zeigt die
Beziehungen der verschiedenen Übertragungsleitungs-Segmente, die dem
Impedanz-Transformator-Abschnitt, wie den Abschnitten 16a und
16b der Fig. 1, zugeordnet sind. Die Verwendung solcher
Abschnitte erhöht die wirksame Kopplung der Resonatoren zum
zentralen Übertragungsleitungs-Abschnitt mit höherer Impedanz
und führt, wie zuvor beschrieben, zu einem verbesserten
Verhalten. Die in den Fig. 14 und 15 mit E und E'
bezeichneten Eingabe- und Ausgabe-Abschnitte können jegliche
gewünsch
te Länge haben. Die Werte von k, X&sub1;&sub2; und X&sub2;&sub3; können, wie es
zuvor diskutiert wurde, gleich Null oder größer sein.
Tabelle 3
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wobei in der obigen Tabelle ni für i = 1 bis 5 eine ungerade
ganze Zahl gleich oder größer 1 ist.
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mi ist in der obigen Tabelle eine ungerade ganze Zahl gleich
oder größer 1 sowie für i = 4 und 5 kleiner als ni.
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Es versteht sich, daß an Stelle der Übertragungsleitungs-
Abschnitte auch andere Impedanz-Transformatoren verwendet
werden können, ohne vom Grundgedanken und Schutzumfang der
vorliegenden Erfindung abzuweichen. Die Fig. 16 bis 19
zeigen schematisch andere der vorliegenden Erfindung
entsprechende Filteranordnungen. In den Fig. 16 und 18 ist eine
ungerade Anzahl von Resonatoren beschrieben. In den Fig.
17 und 19 ist eine gerade Anzahl von Resonatoren beschrieben.
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Beim Filter von Fig. 16 ist eine ungerade Anzahl von
Resonatoren 150a bis 150c über Koppeleinrichtungen, wie
beispielsweise Koppler 152, an eine Übertragungsleitung 154 mit fester
Impedanz angekoppelt. Die Leitung 154 endet in einem ersten
und einem zweiten Impedanz-Transformator 156a bzw. 156b.
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Wie in Fig. 16 dargestellt, ist die Leitung 154 in einen
Bereich 154a mit einer Länge "A" und einen Bereich 154b mit der
Länge "B" unterteilt. Es ist eine Mittellinie 154c
dargestellt, zu welcher die Resonator-Frequenzen paarweise
symmetrisch sind.
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Die Resonator-Frequenzen erfüllen untereinander die folgenden
Beziehungen:
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f&sub3; > f&sub2; > f&sub1;
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f&sub0; = f&sub2; - (f&sub1; + f&sub3;)/2
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Die Längen A und B können wie folgt definiert werden:
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A = n&sub1; · 90º + x - k
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B = n&sub2; · 90º + x - k
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n&sub1; und n&sub2; sind ungerade ganze Zahlen, die größer oder gleich
eins sind. Die Größe k kann jeden Wert annehmen. x oder k
können auch gleich Null sein.
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Beim Filter von Fig. 17 ist eine gerade Anzahl von
Resonatoren 150a bis 150d an eine Übertragungsleitung 154 mit fester
Impedanz angekoppelt. In Fig. 17 tragen entsprechende
Elemente die gleichen Bezugszahlen wie in Fig. 16.
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Die Fig. 17 zeigt einen Zentralbereich 154d, dem paarweise
symmetrische Resonator-Frequenzen zugeordnet sind. Die Werte
von A, B, x und k werden wie oben bestimmt. Die Länge des
Bereiches 154 kann wie folgt bestimmt werden:
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C = n&sub3; · 90º - k
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n&sub3; ist eine ungerade ganze Zahl größer oder gleich eins. Die
Resonator-Frequenzen erfüllen untereinander die folgenden
Beziehungen:
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f&sub4; > f&sub3; > f&sub2; > f&sub1;
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f&sub0; = (f&sub2; + f&sub3;)/2 = (f&sub1; + f&sub4;)/2
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Bei dem Filter der Fig. 18 ist eine ungerade Anzahl von
Resonatoren 150a bis 150c zum Teil an einer zentral
angeordneten Übertragungsleitung 160 mit fester Impedanz und zum Teil
an im Abstand davon angeordneten Übertragungsleitungen 162
und 164 mit fester Impedanz angekoppelt.
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Die Leitung 160 hat eine Impedanz Z&sub2;. Die Leitungen 162 und
164 haben eine Impedanz Z&sub0;, wobei Z&sub2; > Z&sub0; ist.
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Die Werte A und B in Fig. 18 werden wie die entsprechenden
Werte in Fig. 16 bestimmt. Die Resonator-Frequenzen der
Fig. 18 erfüllen untereinander die gleichen Beziehungen, wie
die Frequenzen der Resonatoren von Fig. 16.
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Bei dem Filter der Fig. 19 ist eine gerade Anzahl von
Resonatoren 150a bis 150d an Übertragungsleitungen 160, 162 und
164 mit konstanter Impedanz angekoppelt. Elemente der Fig.
19, die Elementen in den Fig. 16 bis 18 entsprechen,
wurden mit gleichen Bezugszahlen versehen.
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Die Werte A, B und C von Fig. 19 können in der Weise
bestimmt werden, wie es oben im Zusammenhang mit Fig. 17
beschrieben wurde. Die Frequenz-Beziehungen des Filters von
Fig. 19 sind die gleichen wie für das Filter von Fig. 17. In
den Fig. 10, 13, 16 bis 19 kann die mit dem Symbol "A"
bezeichnete Länge der Übertragungsleitungen mit fester Impedanz
jeden beliebigen Wert haben.