EP1212806B1 - Hochfrequenz-bandpassfilteranordnung mit dämpfungspolen - Google Patents

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EP1212806B1
EP1212806B1 EP00960529A EP00960529A EP1212806B1 EP 1212806 B1 EP1212806 B1 EP 1212806B1 EP 00960529 A EP00960529 A EP 00960529A EP 00960529 A EP00960529 A EP 00960529A EP 1212806 B1 EP1212806 B1 EP 1212806B1
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EP
European Patent Office
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resonator
resonators
frequency
bandpass filter
bandstop
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EP00960529A
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Heinz Chaloupka
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Cryoelectra GmbH
Original Assignee
Cryoelectra GmbH
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Publication date
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    • H01P1/207—Hollow waveguide filters
    • H01P1/209—Hollow waveguide filters comprising one or more branching arms or cavities wholly outside the main waveguide

Definitions

  • the invention relates to a high-frequency bandpass filter arrangement, consisting of one Main resonator and at least one to the main resonator coupled blocking resonator, the main resonator by one, on both sides by discontinuities in Shape of a break or metal wall limited Line section is defined, and at a center frequency has an electromagnetic natural vibration.
  • the invention relates to the structure of bandpass filters from coupled resonators for highly selective filtering of high frequency electromagnetic signals in one Operating frequency range, which is above about 0.5 GHz and is below about 100 GHz.
  • High frequency bandpass filters are an important one Component in systems of communication technology, such as B. in terrestrial and satellite-based round, Directional and mobile radio as well as in radar and Navigation systems.
  • B. in Individual filters the function of the radio receiver Preselection, i.e. suppressing unwanted Interference signals and filter banks the function of the Frequency drains.
  • Individuals serve in radio transmitters
  • Bandpass filter u. a. to suppress out-of-band spectral components in the output signal of the amplifier and Filter banks are used in the form of output multiplexers Merging different carrier signals on one common antenna.
  • passive electromagnetic filter is based on the Storage of electrical and magnetic field energy.
  • the Storage of electrical and magnetic field energy separately from each other, in a finite number spatial separate discrete elements, namely in capacities and Inductors instead. Because the geometric dimensions of these discrete components much smaller than that Operating wavelength, typically less than one Tenths of the guided wavelength, must be and on the other hand, the idle quality of these components Reduction in dimensions decreases sharply for steep-sided filters preferred above about 1 GHz Coupled resonator structures instead of Interconnections of discrete capacities and Inductors used.
  • resonators which are the building blocks of the filter class considered here is one large number of different types to choose from.
  • Out coaxial TEM line pieces and waveguide pieces become coaxial resonators or cavity resonators formed where the electromagnetic field is completely enclosed by conductive surfaces.
  • These resonators can be used for volume reduction and Partial change in the spatial field profile or completely with low loss dielectric material be filled. This takes place in dielectric resonators Field confinement mainly through the interface between the dielectric material and the surrounding one Air and that from this interface to the outside space decaying field is possibly by metal casing shielded.
  • the selection of the design of the resonators is u. a. of that of the filter specification (see below) required idle quality of the resonators affected.
  • a high idle quality means in conventional Technology has a relatively large geometric dimension Resonators.
  • this is in the lower GHz range for the entirety of all resonators of a filter Available volume is limited.
  • a reduction in Volume requirements of around 50% can be obtained from Dual use of resonators via orthogonal modes (Dual-mode resonators).
  • An exception to the rule that high idling quality, large geometric dimensions mean, is achieved when using cooled planar High temperature superconductor resonators.
  • the electrical behavior of a bandpass filter becomes characterized by frequency bandwidth (Pass width) and position of the pass band the maximum insertion loss and minimum Reflection attenuation in the pass band, by the width the transition areas between passband and Exclusion area as well as the minimal blocking attenuation in the Stop band.
  • the filter's resonators become the frequency response of the filter degraded in such a way that the achievable steepness of the Filter edges is limited by rounding effects and the dissipative insertion loss in the pass band is increased. Since this degradation is a first approximation only from N and not from the number M of transmission zeros depends, so you can at given Idle quality of the resonators filters with higher Slope steepness and less dissipative Realize insertion loss by increasing M / N.
  • the one with filters from coupled resonators today predominantly followed path to the generation of Transmission zeros consist in the introduction of Couplings between not directly adjacent resonators ("Couplings"), in addition to the direct couplings neighboring resonators.
  • Couplings with a suitable strength and sign that is, couplings between non-adjacent ones Resonators lead to transmission zeros in the restricted areas, whereby pro Overcoupling, depending on the position of the coupling path, one or two Transmission zeros are produced.
  • Ratio M / N and the greatest freedom of choice the frequency position of the individual transmission zeros this leads to a coupling scheme, which as "canonical coupling structure" is called and at even number N using N-2 different overcouplings on N-2 freely placeable Transmission zeros leads.
  • M N-2 zeros, which are symmetrical to the pass band one has at least (N-2) / 2 couplings.
  • This band stop serves Interference frequencies outside the pass band to eliminate.
  • FIG. 6 of this publication shows the layout of a 5-pin bandpass using microstrip technology.
  • the 4 transmission zeros are realized by 4 additional resonators in the form of ⁇ / 4 stub lines.
  • Figure 8 of the publication shows a 3-pin filter made of 3 parallel-coupled microstrip line resonators.
  • the 2 transmission zeros are realized in that the middle resonator is provided with 2 blocking resonators in the form of stub lines.
  • a band-stop filter with two mutually separate blocking ranges can also be used instead of a bandpass filter.
  • the used pass band lies between the two band band stop band.
  • a filter of this type is known from US Pat. No. 5,291,161 A, which consists of a continuous main line and galvanically coupled stub lines and in which each stub line generates a transmission zero point. From IC Hunter and JR Rhodes "Electronically tunable microwave bandstop filters" in IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. MTT-30, No.
  • the second disadvantage is that the number N of attenuation zeros is less than the number of resonators in the pass band used between the two stop areas and therefore the maximum steepness of the filter edges between pass band and stop area that can be achieved for a given resonator number N R cannot be achieved.
  • the object is achieved by the in the Objects described claims solved.
  • the invention uses bandpass filter structures proposed in which blocking resonators such the structure is integrated that each blocking resonator both one of the desired transmission zeros in the Restricted area as well as together with the rest Filter structure an additional damping zero in the Passband realized.
  • impedance-symmetrical and impedance-unbalanced filter elements are to be understood that with an impedance-symmetrical Filter element when connecting the input and output gates with the same termination resistance, the maximum values of the Power transmission factor with negligible Losses reach one, while at transmission unbalanced filter element complete Power transmission only for highly asymmetrical gate resistors is achievable.
  • Figure 1e shows the principle in a schematic manner Structure of an impedance-symmetrical according to the invention
  • Figures 1a to 1d show schematic way structures, which the state of the Correspond to technology and therefore only for gradual Explanation of the basic principle of the invention Serve structure according to Figure 1e.
  • Fig. 1a symbolically shows a homogeneous high-frequency line 1, in which this line as a metallic TEM line z. B. as a coaxial line, as a planar line such. B. a microstrip line or strip line or coplanar line, or as a waveguide or as a dielectric line.
  • FIG. 1b schematically shows a structure modified compared to FIG. 1a, in which two discontinuities 3 are inserted symmetrically into the cable run.
  • These discontinuities define a line section of finite length a, on which electromagnetic natural vibrations occur at those frequencies at which the length a corresponds to an integer multiple of half the line wavelength, and these natural vibrations are characterized by standing waves with nodes and antinodes of the electrical and magnetic field strength along the line , with a node of the electric or magnetic field strength existing in the plane of symmetry 4 at the resonance frequency.
  • the discontinuities limiting the line piece can technically z. B. in the form of line interruptions or in the form of metallic diaphragms, and it is also well known in the art that about the strength of the coupling between the leads and the ends of the line section serving as a resonator, the frequency bandwidth ⁇ f of the transmission curve can be changed.
  • Figure 1c shows a structure modified from Figure 1a, in which a resonance circuit 6 ("blocking resonator”) is coupled to the line, so that the frequency response of the power transmission factor 7 has a transmission zero at the frequency f s .
  • This structure represents the construction of a unipolar bandstop ("notch filter”), which is well known in the prior art.
  • FIG. 1d shows a structure modified from FIG. 1c, in which instead of a blocking resonator two blocking resonators 8 with different resonance frequencies are coupled and lead to two transmission zeros at f s1 and f s2 .
  • An essential aspect of the invention consists in forming the structure according to FIG. 1e from a combination of the structure according to FIG. 1b and the blocking resonator pair from FIG. 1d.
  • the line section of finite length forms a resonator, here referred to as the main resonator, which has a node of the electric or magnetic field in the middle.
  • An essential aspect of the invention is the choice of the coupling between the blocking resonators and the main resonator in such a way that this coupling disappears at the frequency f 0 . B.
  • the two blocking resonators thus assume a double function in that on the one hand they realize two transmission zeros - as in the structure according to FIG.
  • the frequency response 10 of the structure according to FIG. 1e is thus characterized by a suitable choice of the resonance frequencies and coupling strengths by three transmission maxima (damping zeros) at f 1 , f 2 and f 3 and two transmission zeros at f s1 and f s2 .
  • the frequency position of the transmission zeros is determined by the resonance frequencies of the blocking resonators and the frequency position of the average transmission maximum by the length of the main resonator.
  • the position of the two outer transmission maxima can be changed by the coupling strength between the main resonator and blocking resonators, with an increase in the coupling, these frequencies shifting towards the middle frequency.
  • the electrical field at frequency f 0 has a node in the plane of symmetry and thus the two blocking resonators must be electrically coupled according to the above design rules, while in the case of magnetic field maxima at the ends, because of the node of the magnetic one Field, a magnetic coupling must be present.
  • the length of the line section must correspond to a full wavelength instead of half the center frequency line wavelength.
  • N N g xQ
  • M NQ transmission zeros
  • An impedance-unbalanced filter element becomes realized according to the invention in that an impedance-symmetrical Filter element with a pair of blocking resonators 1e is modified, one of the two Discontinuities are brought close to the site which is coupled to the blocking resonator pair.
  • an impedance-symmetrical Filter element with a pair of blocking resonators 1e is modified, one of the two Discontinuities are brought close to the site which is coupled to the blocking resonator pair.
  • the impedance-symmetrical Link 5 located at one end of the cascade or it can be inserted centrally (see Fig. 4c).
  • Fig. 5 shows an example of the implementation of a 7-pin Filters with 6 transmission zeros in the form a single filter element according to that in Fig. 2c principle shown in coaxial line technology.
  • the Main resonator 1 has a rectangular exterior and Inner conductor and a length equal to 1.5 times that Center frequency wavelength.
  • the the line piece limiting discontinuities are more capacitive in form Coupler trained.
  • the blocking resonators 2 are as on End of short-circuited coaxial line pieces of one length of a quarter of a line wavelength, which are capacitively coupled to the main resonator.
  • Fig. 6 shows a modification of the structure of Fig. 5, by now the blocking resonators 2 galvanically with the Inner conductors of the main resonator are connected, but on Are capacitively loaded at the end.
  • Fig. 7 shows a structure of two impedance-unbalanced Filter elements and an impedance-symmetrical Link with 9 poles and 8 Receives transmission zeros.
  • the main resonator 1 consists of a short-circuited at both ends Rectangular waveguide, which at the center frequency Has a length corresponding to a waveguide wavelength.
  • the 4 blocking resonators 2 are in the form of short-circuited 1/4 waveguide pieces realized.
  • the coupling to the Gates can e.g. B. via a coaxial transition 3.
  • FIG. 9 shows an example of an implementation with dielectric resonators in the case of a filter comprising two impedance-symmetrical filter elements, each filter element producing three poles and two transmission zeros and thus the bandpass filter having a total of 6 poles and 4 transmission zeros.
  • the dimension of the main resonator is chosen so that it has a natural resonance at f 0 with the field distribution shown in FIG. 9b, and the dimension of the blocking resonators are chosen so that they resonate at the 4 blocking frequencies f 1 to f 4 and thereby have a field distribution corresponding to FIG. 9c. Because of the spatial field distribution of the main resonator, it does not couple to the resonance fields of the blocking resonators at f 0 . For frequencies different from f 0 , however, a coupling is obtained between the main resonator and the blocking resonators, with the result that an additional 4 natural resonances arise.
  • the coupling to the gates can e.g. B. via conductor loops 4.
  • the main resonator 5 consists of a dielectric cuboid of length a, which corresponds approximately to a wavelength of the surface wave on the dielectric cuboid. A field distribution corresponding to FIG. 10b is thereby obtained on the main resonator.
  • the 4 blocking resonators 1 to 4 also consist of dielectric cuboids, the individual lengths b1 to b4 of which influence the frequency position of the 4 transmission zeros.
  • the entire structure of the main dielectric resonator and 4 dielectric blocking resonators realizes 5 natural vibrations.
  • the frequency position of the poles can be changed via the coupling strength between the main and blocking resonators.
  • the "gaps" between the resonators with the widths h 1 to h 4 filled with air or a dielectric material with a relatively low dielectric constant serve to change this coupling strength.
  • the principle according to the invention can also apply to planar ones Resonator structures, such as B. microstrip line structures are used, including microstrip line structures from high temperature superconductors from Are interested as this despite an enormous Degree of miniaturization over a high idling quality feature.
  • FIG. 11 illustrates the implementation of an impedance-asymmetrical filter element according to the invention using microstrip line technology.
  • Fig. 11a the principle of a microstrip line resonator, which is well known in the prior art, is first brought to mind.
  • FIG. 11a shows the well-known structure of a microstrip line resonator 3, which at its ends is capacitively connected to the leads 4, 5 is coupled.
  • the frequency response of the power transmission factor 6 shows a maximum at the frequency f 0 and the width of this maximum can be changed via the strength of the coupling at the line ends (discontinuities).
  • FIG. 11b shows how an impedance-asymmetrical filter element according to the invention can be realized in microstrip line technology.
  • a T-shaped conductor structure is used in which the length of the individual arms corresponds to approximately a quarter of the line wavelength at the center frequency, a well-defined asymmetry in the length or width of the side arms 3 being necessary for the function.
  • the side arms represent a simple implementation of the blocking resonators, the blocking frequencies being influenced over the length of the arms. Together with the third arm, the side arms form a structure which resonates at two different frequencies and thus the T-structure is a special form of a dual-mode resonator.
  • the output gate can be capacitively connected to the T in the manner shown in FIG. 11b Structure to be coupled.
  • the frequency response 6 of the two-port thus created is characterized by two transmission maxima and two transmission zeros, the absolute value of the transmission maximum being able to be far below one due to the asymmetry. For this reason, a single asymmetrical filter element - in contrast to the impedance-symmetrical filter element - is not yet a usable bandpass filter.
  • this microstrip line structure can also be modified in a variety of ways, e.g. B. by using inhomogeneous line pieces of variable width.
  • Fig. 12 shows an example of how 4 impedance-unbalanced Filter members 1 and one conventional half-wave resonator 2 a 9-pin Filters with 8 transmission zeros are formed can.
  • the resonator 2 takes over in the cascade Providing an additional pole that Transformation of the impedance at gate 2 (e.g. 50 ohms) the low impedance level at the coupling point to Branch point of the T-shaped resonators.
  • the Dimensioning the parameters of each Filter elements for example. B. done so that a Cauer characteristic for the frequency response is achieved.

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Description

Die Erfindung betrifft eine Hochfrequenz-Bandpassfilteranordnung, bestehend aus einem Hauptresonator und mindestens einem an den Hauptresonator angekoppelten Sperr-Resonator, wobei der Hauptresonator durch ein, an beiden Seiten durch Diskontinuitäten in Form einer Unterbrechung oder Metallwand begrenztes Leitungsstück definiert ist, und bei einer Mittenfrequenz eine elektromagnetische Eigenschwingung aufweist. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf den Aufbau von Bandpass-Filtern aus gekoppelten Resonatoren zur hochselektiven Filterung hochfrequenter elektromagnetischer Signale in einem Betriebsfrequenzbereich, welcher oberhalb von ca. 0,5 GHz und unterhalb von ca. 100 GHz liegt.
Hochfrequenz-Bandpassfilter bilden eine wichtige Komponente in Systemen der Kommunikationstechnik, wie z. B. im terrestrischen und satellitengestützten Rund-, Richt- und Mobilfunk als auch in Radar- und Navigationssystemen. Hierbei übernehmen z. B. in Funkempfangern einzelne Filter die Funktion der Vorselektion, also des Unterdrückens unerwünschter Interferenzsignale und Filterbänke die Funktion der Frequenzkanalisation. In Funksendern dienen einzelne Bandpassfilter u. a. zur Unterdrückung von Außerband-Spektralanteilen im Ausgangssignal der Verstärker und Filterbänke dienen in Form von Ausgangsmultiplexern zum Zusammenführen verschiedener Trägersignale auf eine gemeinsame Antenne.
Bei Hochfrequenz-Bandpassfiltern kann zunächst eine Unterscheidung zwischen aktiven und passiven Ausführungen vorgenommen werden. Bei hohen Anforderungen an die Linearität und Rauscharmut kommen nur die hier weiter betrachteten passiven Filter in Frage. Die Funktion passiver elektromagnetischer Filter beruht auf der Speicherung elektrischer und magnetischer Feldenergie. Bei Filtern aus diskreten Bauelementen findet die Speicherung elektrischer und magnetischer Feldenergie separat voneinander, in einer endlichen Zahl räumlich getrennter diskreten Elemente, nämlich in Kapazitäten und Induktivitäten statt. Da die geometrischen Abmessungen dieser diskreten Bauelemente sehr viel kleiner als die Betriebswellenlänge, typischerweise kleiner als ein Zehntel der geführten Wellenlänge, sein müssen und andererseits die Leerlaufgüte dieser Bauelemente mit Verkleinerung der Abmessungen stark abnimmt, werden für steilflankige Filter oberhalb von ca. 1 GHz bevorzugt Strukturen aus gekoppelten Resonatoren anstelle von Zusammenschaltungen aus diskreten Kapazitäten und Induktivitäten benutzt.
Für die Bauformen von Resonatoren, welche die Bausteine der hier betrachteten Filterklasse darstellen, steht eine große Zahl unterschiedlicher Typen zur Auswahl. Aus koaxialen TEM-Leitungsstücken und Hohlleiterstücken werden Koaxialresonatoren bzw. Hohlraumresonatoren gebildet, bei denen das elektromagnetische Feld vollständig durch leitende Flächen eingeschlossen wird. Diese Resonatoren können zur Volumensreduktion und zur Veränderung des räumlichen Feldverlaufs teilweise oder vollständig mit verlustarmen dielektrischen Material gefüllt werden. In dielektrischen Resonatoren erfolgt der Feldeinschluß hauptsächlich durch die Grenzfläche zwischen dem dielektrischen Material und der umgebenden Luft und das von dieser Grenzfläche nach außen räumlich abklingende Feld wird gegebenenfalls durch Metallgehäuse abgeschirmt. Planare Resonatoren, zu denen Mikrostreifenleitungs- , Streifenleitungs- und Koplanarresonatoren gehören, bestehen aus planaren Leiterbahnen auf einem dielektrischen Substrat.
Die Auswahl der Bauform der Resonatoren wird u. a. von der von der Filterspezifikation (siehe unten) erforderlichen Leerlaufgüte der Resonatoren beeinflußt. Eine hohe Leerlaufgüte bedeutet in konventioneller Technologie eine relativ große geometrische Abmessung der Resonatoren. Andererseits ist im unteren GHz-Bereich das für die Gesamtheit aller Resonatoren eines Filters zur Verfügung stehende Volumen begrenzt. Eine Reduktion des Volumenbedarfs um ca. 50 % erhält man durch Doppelausnutzung von Resonatoren über orthogonale Moden (Dual-Mode-Resonatoren). Eine Ausnahme von der Regel, daß hohe Leerlaufgüten große geometrische Abmessungen bedeuten, erreicht man bei Verwendung gekühlter planarer Resonatoren aus Hochtemperatur-Supraleitern. Eine weitere technologische Entwicklung in Richtung auf kompakte Hochgüteresonatoren ergibt sich aus den Fortschritten bei der Entwicklung extrem verlustarmer dielektrischer Materialien mit hoher Dielektrizitätszahl für dielektrische Resonatoren. Auf die Auswahl der Resonator-Bauform hat auch die geforderte Leistungsverträglichkeit (Erwärmung, Multipakting) einen Einfluß.
Das elektrische Verhalten eines Bandpassfilters wird charakterisiert durch Frequenz-Bandbreite (Durchlaßbreite) und Lage des Durchlassbereichs, durch die maximale Einfügungsdämpfung und minimale Reflexionsdämpfung im Durchlaßbereich, durch die Breite der Übergangsbereiche zwischen Durchlaßbereich und Sperrbereich sowie durch die minimale Sperrdämpfung im Sperrbereich.
Zur weiteren quantitativen Charakterisierung der Eigenschaften einer Filterstruktur wird die Zahl N der Dämpfungs-Nullstellen (Reflexions-Nullstellen) im Durchlaßbereich und die Zahl M der Dämpfungspole (Transmissions-Nullstellen) bei endlichen Frequenzen im Sperrbereich herangezogen. Bei dieser Charakterisierung durch Reflexions-Nullstellen und Transmissions-Nullstellen wird das Verhalten im (fiktiven) verlustfreien Fall zugrunde gelegt und Nullstellen werden entsprechend ihrer Ordnung mehrfach gezählt.
Zur Realisierung eines Bandpassfilters können NR Resonatoren untereinander so verkoppelt werden, daß das Gesamtsystem aus gekoppelten Resonatoren insgesamt N =NR Dämpfungs-Nullstellen im Bereich des Durchlaßbereichs aufweist (N=2NR bei Doppelausnutzung von Resonatoren). Weiterhin kann durch geeignete Koppelmaßnahmen (siehe weiter unten) erreicht werden, daß in den Sperrbereichen insgesamt M<N Dämpfungspole (Transmissions-Nullstellen) bei endlichen Frequenzen auftreten.
Aus dem Verhältnis der Übergangsbreite zur Durchlaßbreite ("relative Steilheit der Filterflanken") folgt die Zahl N der notwendigen Dämpfungs-Nullstellen und somit die Mindestzahl notwendiger Resonatoren.
Für die folgende Beschreibung der mit der Erfindung erzielten Vorteile ist von großer Wichtigkeit, daß bei gegebener relativer Steilheit der Filterflanken die notwendige Zahl N von Dämpfungs-Nullstellen im Durchlassbereich mit wachsendem M/N monoton abnimmt. Bei gegebener Durchlaßbreite kommt man für eine verlangte Flankensteilheit mit einer geringeren Zahl N, und damit einer geringeren Zahl NR von Resonatoren aus, wenn man anstelle eines Tschebyscheff-Filters mit M = 0, ein quasi-elliptisches Filter mit M>0 verwendet. Die erforderliche Zahl N wird weiter verringert, wenn man anstelle eine quasi-elliptischen Filters mit M < N-1 ein "echt elliptisches" Filter mit M= N-1 verwendet.
Aufgrund der ohmschen und dielektrischen Verluste in den Resonatoren des Filters wird der Frequenzgang des Filters in der Weise degradiert, daß die erzielbare Steilheit der Filterflanken durch Abrundungseffekte begrenzt wird und die dissipative Einfügungsdämpfung im Durchlaßbereich erhöht wird. Da diese Degradation aber in erster Näherung nur von N und nicht von der Zahl M der Transmissions-Nullstellen abhängt, kann man also bei gegebener Leerlaufgüte der Resonatoren Filter mit höheren Flankensteilheiten und geringerer dissipativer Einfügungsdämpfung realisieren, wenn man M/N erhöht.
Der bei Filtern aus gekoppelten Resonatoren heute überwiegend beschrittene Weg zur Erzeugung von Transmissions-Nullstellen besteht in der Einführung von Kopplungen zwischen nicht direkt benachbarten Resonatoren ("Überkopplungen"), zusätzlich zu den direkten Kopplungen benachbarter Resonatoren. Der konventionelle Bandpaß besteht aus einer Kaskade von Resonatoren, wobei die inneren Resonatoren mindestens mit ihren beiden Nachbarn gekoppelt und die beiden äußeren Resonatoren mit den Filtertoren gekoppelt sind. Ohne zusätzliche Kopplung zwischen nicht-benachbarten Resonatoren, treten keine Transmissions-Nullstellen bei endlichen Frequenzen auf, d. h. es gilt M = 0. Überkopplungen mit geeigneter Stärke und Vorzeichen, also Kopplungen zwischen nicht-benachbarten Resonatoren, führen zu Transmissions-Nullstellen in den Sperrbereichen, wobei pro Überkopplung, je nach Lage des Koppelpfades, ein bis zwei Transmissions-Nullstellen produziert werden. Strebt man aus den oben erwähnten Gründen ein möglichst großes Verhältnis M/N sowie die höchste Freiheit bei der Wahl der Frequenzlage der einzelnen Transmissions-Nullstellen an, so führt dies zu einem Kopplungsschema, welches als "kanonische Kopplungsstruktur" bezeichnet wird und bei geradzahliger Zahl N unter Benutzung von N-2 verschiedenen Überkopplungen auf N-2 frei plazierbare Transmissions-Nullstellen führt. Für M=N-2 Nullstellen, welche symmetrisch zum Durchlaßbereich liegen, benötigt man wenigstens (N-2)/2 Überkopplungen. Die praktische Realisierung solcher Filter mit einer hohen Zahl von Überkopplungen führt in der Regel auf topologische Probleme bei der Wahl der räumlichen Anordnung der Resonatoren und Koppelelemente. Da bei der kanonischen Kopplungsstruktur erster und letzter Resonator gekoppelt und damit in unmittelbarer Nähe zueinander angeordnet werden müssen, ergibt sich bei Filtern hoher Ordnung N ein Problem bei der Realisierung genügend hoher Sperrdämpfungen.
Nach dem Stand der Technik wird zur Realisierung von Transmissions-Nullstellen alternativ zur Verwendung einer Resonatoranordnung mit Überkopplungen zwischen nicht-benachbarten Resonatoren, eine in der angelsächsischen Literatur als "Extracted-Pole-Structure,, bezeichnete Konfiguration verwendet, wobei an die Zuleitungen zum Eingangs- und/oder Ausgangstor eines Bandpassfilters ohne Transmissions-Nullstellen bei endlichen Frequenzen (M = 0), zusätzliche Resonatoren so angekoppelt werden, daß sie Transmissions-Nullstellen in den Sperrbereichen realisieren. Eine solche Anordnung ist aus DE 42 32 054 A1 bekannt, bei dem einem Mikrowellen-Keramikfilter ohne Transmissions-Nullstellen bei endlichen Frequenzen (M = 0) eine Bandsperre aus mindestens einem Koaxialresonator in Reihe geschaltet wird (Kaskade aus Bandpassfilter mit M = 0 und Bandsperre). Diese Bandsperre dient dazu, Störfrequenzen, die außerhalb des Durchlassbereichs liegen, zu eliminieren. In US 3,747.030 A wird ein etwa eine viertel Wellenlänge langer Leitungsresonator dem Ein- oder Ausgang eines Filters aus konzentrierten Elementen mit M = 0 parallelgeschaltet. Dadurch wird dem Filterzweitor eine Bandsperre in Reihe geschaltet.
Aus H. Fechner "Cauerparameter-Bandpässe in Mikrostreifenleiter-Technik" Frequenz; vol. 34 (1980.03), Seiten 78-89, ist bekannt, daß man zur Erzielung der Transmissions-Nullstellen die Sperr-Resonatoren auch in das Innere der Banspassfilter-Struktur verlagern kann. So zeigt Bild 6 dieser Veröffentlichung das Layout eines 5-poligen Bandpasses in Mikrostreifenleitungs-Technik. Die 4 Transmissions-Nullstellen werden durch 4 zusätzliche Resonatoren in Form von λ/4-Stichleitungen realisiert. Bild 8 der Veröffentlichung zeigt einen 3-poligen Filter aus 3 parallel-gekoppelten Mikrostreifenleitungs-Resonatoren. Die 2 Transmissions-Nullstellen werden dadurch realisiert, daß der mittlere Resonator mit 2 Sperr-Resonatoren in Form von Stichleitungen versehen wird.
Diese bekannten Konzepte, durch Einfügung zusätzlicher Sperr-Resonatoren in die Bandpassfilter-Struktur, Transmissions-Nullstellen zu realisieren, haben gegenüber dem oben beschriebenen Konzept der "Überkopplung" den Nachteil, daß für einen Filter mit N Dämpfungsnullstellen im Durchlaßbereich mehr als N Resonatoren verwendet werden müssen.
Für die Funktion, die Signale in einem zusammenhängenden Frequenzbereich durchzulassen und die Signale in angrenzenden Frequenzbereichen zu sperren, kann anstelle eines Bandpassfilters auch eine Bandsperre mit zwei voneinander separierten Sperrbereichen eingesetzt werden. Hierbei liegt der ausgenutzte Durchlaßbereich zwischen den beiden Sperrbereichen der Bandsperre. Aus US 5,291,161 A ist ein Filter dieser Art bekannt, welches aus einer durchgehenden Hauptleitung und an diese galvanisch angekoppelten Stichleitungen besteht und bei dem jede Stichleitung eine Transmissionsnullstelle erzeugt. Aus I. C. Hunter und J.R. Rhodes "Electronically tunable microwave bandstop filters" in IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques , vol. MTT-30, No. 9, September 1982, Seiten 1361 bis 1367, ist bekannt, daß zur Erzeugung von Transmissions-Nullstellen anstelle der galvanisch angekoppelten Stichleitungen auch kapazitiv angekoppelte Stichleitungen Verwendung finden können. Aus DE 24 42 618 C2 ist ebenfalls eine durchgehende Transmissionsleitung mit an diese angekoppelten Stichleitungen (Zweigleitungen) bekannt. Ein Nachteil der Verwendung solcher Filterstrukturen aus einer vom Filtereingang zum Filterausgang durchgehenden Hauptleitung mit NR angekoppelten Stichleitungen als Sperr-Resonatoren ist die Tatsache, daß die hohe Sperrdämpfung auf Frequenzbereiche endlicher Breite beschränkt bleibt und somit das Filter jenseits dieser Bereiche wieder durchläßt. Der zweite Nachteil ist, daß im ausgenutzten Durchlaßbereich zwischen den beiden Sperrbereichen die Zahl N der Dämpfungs-Nullstellen geringer als die Zahl der Resonatoren ist und damit nicht die zu einer gegebenen Resonatorzahl NR maximal erreichbare Steilheit der Filterflanken zwischen Durchlass- und Sperrbereich erzielbar ist.
Mit der vorliegenden Erfindung soll dementsprechend ein Weg zur Realisierung von Bandpassfiltern aus gekoppelten Resonatoren mit bis zu M=N-1 beliebig im Sperrband plazierbaren Dämpfungspolen angegeben werden, wobei keine Überkopplungen und keine "Extracted-Pole"-Resonatoren und keine Bandsperr-Strukturen mit durchgehender Hauptleitung eingesetzt werden und damit die oben beschriebenen Nachteile dieser Konzepte vermieden werden.
Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die in den Patentansprüchen dargestellten Gegenstände gelöst. Gemäß der Erfindung werden Bandpassfilter-Strukturen vorgeschlagen, bei denen Sperr-Resonatoren derartig in die Struktur integriert sind, daß jeder Sperr-Resonator sowohl eine der erwünschten Transmissions-Nullstellen im Sperrbereich als auch zusammen mit der übrigen Filterstruktur eine zusätzliche Dämpfungs-Nullstelle im Durchlassbereich realisiert.
Durch diese Doppelfunktion der Sperr-Resonatoren werden im Gegensatz zu der bekannten Struktur (siehe Fechner, Frequenz 1980) für die Realisierung eines Filters mit N Polen und M=N-1 Transmissionsnullstellen nur N Resonatoren benötigt, während bei den von Fechner für Mikrostreifenleitungs-Filter vorgeschlagenen Strukturen N+M=2N-1 Resonatoren in Form von Stichleitungen benötigt werden.
Diese erfindungsgemäßen Bandpassfilter-Strukturen sind durch folgende Merkmale gekennzeichnet:
  • (a) Die Bandpassfilter werden aus einem, unten näher beschriebenen impedanz-symmetrischen Filterglied mit N = 2m+1 (m = natürliche Zahl) Polen und N-1 Transmissions-Nullstellen, oder aus einer Kaskade solcher impedanz-symmetrischen Filterglieder, oder einer Kaskade aus weiter unter beschriebenen impedanz-unsymmetrischen Filtergliedern mit jeweils N= 2 Polen und M =2 Transmissions-Nullstellen gebildet.
  • (b) Ein impedanz-symmetrisches Filterglied mit N = 3 Polen und M= 2 Transmissions-Nullstellen besteht aus einem durch zwei Diskontinuitäten begrenztem Leitungsstück, als Hauptresonator bezeichnet, an das in der Mitte ein Paar von Sperr-Resonatoren angekoppelt ist, derart, daß aufgrund der longitudinalen Feldverteilung auf dem Hauptresonator die Kopplung zu den Sperr-Resonatoren bei der Resonanzfrequenz des Hauptresonators (Mittenfrequenz) verschwindet, jedoch bei davon abweichenden Frequenzen einen endlichen Wert annimmt. Die Länge des Hauptresonators wird so gewählt, daß sie etwa gleich der halben Leitungswellenlänge bei der Mittenfrequenz des Bandpassfilters entspricht. Die Sperrfrequenz des einen Sperr-Resonators wird kleiner und die des anderen Sperr-Resonators größer als die Mittenfrequenz gewählt und dadurch erzeugt jeder der beiden Sperr-Resonatoren eine Transmissions-Nullstelle und durch Zusammenwirken mit dem Hauptresonator einen zusätzlichen Pol. Dient ein einzelnes impedanz-symmetrisches Filterglied als Bandpassfilter, so wird ein Ende des Hauptresonators mit dem Filtereingang und das andere Ende mit dem Filterausgang elektrisch, galvanisch oder magnetisch verkoppelt. Wird das Bandpassfilter aus einer Kaskade mehrerer impedanz-symmetrischer Filterglieder aufgebaut, werden die nicht an das Eingangs- oder Ausgangstor angekoppelten benachbarten Hauptresonator-Enden elektrisch, galvanisch oder magnetisch verkoppelt.
  • (c) Ein impedanz-symmetrisches Filterglied mit N = 2m+1 Polen (m = natürliche Zahl größer 1) und M= N-1 = 2m Transmissions-Nullstellen besteht aus einem durch zwei Diskontinuitäten begrenztem Leitungsstück, als Hauptresonator bezeichnet, an den m Paare von Sperr-Resonatoren im gegenseitigen Abstand von ca. einer halben Mittenfrequenz-Wellenlänge angekoppelt sind, derart daß aufgrund der longitudinalen Feldverteilung auf dem Hauptresonator die Kopplung zu den Sperr-Resonatoren bei der Resonanzfrequenz des Hauptresonators (Mittenfrequenz) verschwindet, jedoch bei davon abweichenden Frequenzen einen endlichen Wert annimmt. Die Länge des Hauptresonators wird so gewählt, daß sie etwa gleich dem m-fachen der halben Leitungswellenlänge bei der Mittenfrequenz entspricht und der Abstand der äußeren Sperr-Resonator-Paare von den Enden des Hauptresonators beträgt ca. eine viertel Leitungswellenlänge. Die Sperrfrequenzen der beiden Sperr-Resonatoren eines jeden der m Sperr-Resonator-Paare werden so gewählt, daß eine kleiner und die andere größer als die Mittenfrequenz ist, und dadurch erzeugt jeder der beiden Sperr-Resonatoren eine Transmissions-Nullstelle und durch Zusammenwirken mit dem Hauptresonator einen zusätzlichen Pol. Dient ein einzelnes impedanz-symmetrisches Filterglied als Bandpassfilter, so wird ein Ende des Hauptresonators mit dem Filtereingang verkoppelt und das andere Ende mit dem Filterausgang elektrisch, galvanisch oder magnetisch verkoppelt. Wird das Bandpassfilter aus einer Kaskade mehrerer impedanz-symmetrischer Filterglieder aufgebaut, werden die nicht an das Eingangs- oder Ausgangstor angekoppelten benachbarten Hauptresonator-Enden elektrisch, galvanisch oder magnetisch verkoppelt.
  • (d) Zusätzlich zu den impedanz-symmetrischen Filtergliedern können zum Aufbau eines Bandpassfilters aus einer Kaskade mehrerer Filterglieder impedanz-unsymmetrische Filterglieder mit jeweils N= 2 Polen und M = 2 Transmissions-Nullstellen Verwendung finden. Die impedanz-unsymmetrischen Filterglieder bestehen aus einem Hauptresonator dessen Länge ca. einer viertel Leitungswellenlänge bei der Mittenfrequenz des Bandpassfilters entspricht, bei dem das eine Ende so an das benachbarte Filterglied angekoppelt ist, daß dieses Leitungsende hochohmig abgeschlossen ist (Maximum der elektrischen Feldstärke) und das andere Ende so an das benachbarte Filterglied oder das Einoder Ausgangstor des Bandpasses angekoppelt ist, daß das Leitungsende niederohmig abgeschlossen ist (Strommaximum am Leitungsende), und bei dem am niederohmigen Ende des Hauptresonators ein Paar von Sperr-Resonatoren elektrisch oder galvanisch angekoppelt ist.
    • Die oben getroffene Unterscheidung zwischen impedanz-symmetrischen und impedanz-unsymmetrischen Filtergliedern ist so zu verstehen, daß bei einem impedanz-symmetrischen Filterglied bei Beschaltung von Ein- und Ausgangstor mit dem gleichen Abschlußwiderstand, die Maximalwerte des Leistungs-Übertragungsfaktors bei vernachlässigbaren Verluste den Wert Eins erreichen, während beim übertragungs-unsymmetrischen Filterglied vollständige Leistungsübertragung nur für stark unsymmetrische Tor-Widerstände erreichbar ist.
    Die weitere Erläuterung der Erfindung erfolgt anhand des in den Zeichnungen 1 bis 4 dargestellten Grundprinzips und der in den Zeichnungen 5 bis 12 dargestellten Ausführungsbeispiele.
    Figur 1e zeigt auf schematische Weise den prinzipiellen Aufbau eines erfindungsgemäßen impedanz-symmetrischen Filterglieds mit N = 3 Polen und M =2 Transmissions-Nullstellen und die Figuren 1a bis 1d zeigen auf schematische Weise Strukturen, welche dem Stand der Technik entsprechen und daher nur zur schrittweisen Erläuterung des Grundprinzips der erfindungsgemäßen Struktur nach Figur 1e dienen.
    Fig. 1a zeigt symbolhaft eine homogene Hochfrequenzleitung 1, bei der diese Leitung als metallische TEM-Leitung z. B. als eine Koaxialleitung, als eine planare Leitung wie z. B. eine Mikrostreifenleitung oder Streifenleitung oder Koplanarleitung, oder als Hohlleiter oder als dielektrische Leitung ausgeführt sein kann. Bei Vernachlässigung der Dissipation wird der Frequenzgang des Leistungsübertragungsfaktors 2, also die Frequenzabhängigkeit des Verhältnisses der am reflexionsfrei abgeschlossenem Tor 2 heraustretenden Leistung P2 zu der am Tor 1 einfallenden Leistung Peinf, im betrachteten Betriebsfrequenzbereich der Leitung unabhängig von der Frequenz gleich Eins.
    Figur 1b zeigt schematisch eine gegenüber Figur 1a abgeänderte Struktur, bei der zwei Diskontinuitäten 3 symmetrisch in den Leitungszug eingeführt sind. Diese Diskontinuitäten definieren ein Leitungsstück endlicher Länge a, auf dem elektromagnetische Eigenschwingungen bei denjenigen Frequenzen auftreten, bei denen die Länge a einem ganzzahligen Vielfachen einer halben Leitungswellenlänge entspricht und diese Eigenschwingungen sind durch stehende Wellen mit Knoten und Bäuchen der elektrischen und magnetischen Feldstärke entlang der Leitung gekennzeichnet, wobei in der Symmetrieebene 4 bei der Resonanzfrequenz ein Knoten der elektrischen oder magnetischen Feldstärke existiert. Die so entstandene Struktur stellt einen, nach dem Stand der Technik wohlbekannten 1-poligen Bandpass dar, der durch einen Frequenzgang des Leistungsübertragungsfaktors 5 mit einem Maximum P2/Peinf= 1 (Dämpfungs-Nullstelle) bei einer Frequenz f0 gekennzeichnet ist. Die das Leitungsstück begrenzenden Diskontinuitäten können technisch z. B. in Form von Leitungsunterbrechungen oder in Form metallischer Blenden ausgebildet sein, und es ist nach dem Stand der Technik ebenfalls wohlbekannt, daß über die Stärke der Kopplung zwischen den Zuleitungen und den Enden des als Resonator dienenden Leitungsstücks, die Frequenz-Bandbreite Δf der Transmissionskurve verändert werden kann.
    Figur 1c zeigt eine gegenüber Figur 1a abgeänderte Struktur, bei dem ein Resonanzkreis 6 ("Sperr-Resonator") an die Leitung angekoppelt ist, so daß der Frequenzgang des Leistungsübertragungsfaktors 7 eine Transmissions-Nullstelle bei der Frequenz fs aufweist. Diese Struktur stellt den nach dem Stand der Technik wohlbekannten Aufbau einer einpoligen Bandsperre ("Notch-Filter") dar.
    Figur 1d zeigt eine gegenüber Figur 1c abgeänderte Struktur dar, bei der anstelle eines Sperr-Resonators zwei Sperr-Resonatoren 8 mit unterschiedlichen Resonanzfrequenzen angekoppelt sind und zu zwei Transmissions-Nullstellen bei fs1 und fs2 führen.
    Ein wesentlicher Aspekt der Erfindung besteht nun darin, aus einer Kombination der Struktur nach Figur 1b und des Sperr-Resonator-Paars von Figur 1d, die Struktur nach Figur 1e zu bilden. Das Leitungsstück endlicher Länge bildet einen Resonator, hier als Hauptresonator bezeichnet, welcher in der Mitte einen Knoten des elektrischen oder magnetischen Felds besitzt. Ein wesentlicher Aspekt der Erfindung ist die Wahl der Kopplung zwischen den Sperr-Resonatoren und dem Hauptresonator in der Weise, daß bei der Frequenz f0 diese Kopplung verschwindet, wobei dies z. B. dadurch erreicht wird, daß bei Vorliegen eines Knoten des elektrischen Felds eine elektrische Kopplung und bei Vorliegen eines Knotens des magnetischen Felds, eine magnetische Kopplung zwischen Hauptresonator und den Sperr-Resonatoren gewählt wird. Durch diese Maßnahme wird einerseits die Resonanz des Hauptresonators bei der Frequenz f0 nicht durch das Sperr-Resonator-Paar gestört und andererseits erhält man aufgrund der Kopplung zwischen Sperr-Resonator-Paar und Hauptresonator für Frequenzen verschieden von f0 zwei zusätzliche Eigenschwingungen. In dieser erfindungsgemäßen Struktur übernehmen die beiden Sperr-Resonatoren damit eine Doppelfunktion, indem sie einerseits - wie in der Struktur nach Figur 1d - zwei Transmissions-Nullstellen realisieren und andererseits zusammen mit dem Leitungsstück insgesamt 3 Eigenschwingungen (3 Pole) produzieren. Der Frequenzgang 10 der Struktur nach Fig. 1e ist also bei geeigneter Wahl der Resonanzfrequenzen und Koppelstärken durch drei Transmissionsmaxima (Dämpfungs-Nullstellen) bei f1, f2 und f3 sowie zwei Transmissions-Nullstellen bei fs1 und fs2 gekennzeichnet. Bei diesem Filterglied zur Realisierung von 3 Polen und zwei Transmissions-Nullstellen wird die Frequenzlage der Transmissions-Nullstellen durch die Resonanzfrequenzen der Sperr-Resonatoren bestimmt und die Frequenzlage des mittleren Transmissions-Maximums durch die Länge des Hauptresonators. Die Lage der beiden äußeren Transmissionsmaxima kann durch die Koppelstärke zwischen Hauptresonator und Sperr-Resonatoren verändert werden, wobei bei einer Vergrößerung der Kopplung, diese Frequenzen sich in Richtung auf die mittlere Frequenz verschieben.
    Ein weiterer wesentlicher Aspekt der Erfindung ist die in Figur 2a bis 2c dargestellte Verallgemeinerung des Prinzips nach Figur 1e zur Realisierung von Filtergliedern mit M = 2m Transmissions-Nullstellen und N = M+1 =2m+1 Polen. In Figur 2a ist nochmals der Fall m=1 entsprechend Figur 1e dargestellt. Falls das Leitungsstück bei der Mittenfrequenz eine halbe Wellenlänge lang ist ("Mittenfrequenz-Leitungswellenlänge"), hängt die Art der Kopplung zwischen den Sperr-Resonatoren und dem Hauptresonator davon ab, ob sich an den Enden des Leitungsstücks die Betrags-Maxima des elektrischen oder magnetischen Felds befinden. Im Falle elektrischer Feldmaxima an den Enden besitzt das elektrische Feld bei der Frequenz f0 einen Knoten in der Symmetrieebene und damit müssen nach obigen Designregeln die beiden Sperr-Resonatoren elektrisch gekoppelt werden, während im Falle magnetischer Feldmaxima an den Enden, wegen des Knoten des magnetischen Felds, eine magnetische Kopplung vorliegen muß. Um im Falle magnetischer Feldmaxima an den Enden trotzdem eine magnetische Kopplung zwischen Sperr-Resonatoren und Haupresonator verwenden zu können, muß die Länge des Leitungsstücks anstelle einer halben Mittenfrequenz-Leitungswellenlänge gleich einer vollen Wellenlänge entsprechen.
    Figur 2b zeigt die erfindungsgemäße Verallgemeinerung für m=2, also N=5 Pole und M=4 Transmissions-Nullstellen, wobei zwei Paare von Sperr-Resonatoren im gegenseitigen Abstand von etwa einer halben Leitungswellenlänge verwendet werden.
    Figur 2c zeigt die erfindungsgemäße Erweiterung auf ein Filterglied mit N =7 Polen und M =N -1=6 Transmissions-Nullsteilen.
    Die Vergrößerung der Polzahl N eines Filterglieds nach dem in den Abbildungen 2a bis 2c gezeigtem Prinzip wird durch die Frequenzlage höherer unerwünschter Eigenschwingungen des Hauptresonators begrenzt, wobei die Verlängerung des Hauptresonators zur Erhöhung der Polzahl, die Eigenresonanzen des Hauptresonators im Frequenzbereich immer weiter zusammenrückt. Um trotz dieser Begrenzung Filter höherer Polzahl realisieren zu können, werden in einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung zwei alternative Wege beschritten, nämlich eine Kaskadierung von impedanz-symmetrischen Filtergliedern nach Fig. 2a bis 2c und die Einführung impedanzunsymmetrischer Filterglieder mit zwei Polen und zwei Transmissions-Nullstellen pro Filterglied.
    Figur 3 zeigt, wie aus einer Kaskade von Q Filtergliedern mit jeweils Ng Polen und Mg=N-1 Transmissions-Nullstellen ein Filter mit der Polzahl N=NgxQ und M=N-Q Transmissions-Nullstellen gebildet wird. Beispielhaft sind der Fall eines 9-poligen (9-kreisigen) Filters mit 6 Transmissions-Nullstellen aus 3 Filtergliedern mit Ng=3 sowie eines 10-poligen Filters mit 8 Transmissions-Nullstellen aus 3 Filtergliedern mit Ng=5 dargestellt.
    Ein impedanz-unsymmetrisches Filterglied wird erfindungsgemäß dadurch realisiert, daß ein impedanzsymmetrisches Filterglied mit einem Sperr-Resonatoren-Paar nach Fig. 1e modifiziert wird, wobei eine der beiden Diskontinuitäten in die Nähe der Stelle gebracht wird, an der das Sperr-Resonator-Paar angekoppelt ist. Damit entsteht die in Fig. 4a gezeigte T-förmige Struktur mit einer von der Ankoppelstelle des Sperr-Resonator-Paars ca. um eine viertel Mittenfrequenz-Leitungswellenlänge entfernten Diskontinuität 2 ("hochohmiges Ende") und einer zweiten Diskontinuität ("niederohmiges Ende", 3), welche sich nahe an der Koppelstelle des Sperr-Resonator-Paars befindet.
    Um die Impedanz-Unsymmetrie zu kompensieren, wird in einer Kaskade aus impedanz-unsymmetrischen Filtergliedern mindestens ein impedanz-symmetrisches Glied hinzugefügt. Hierbei kann sich, wie in Fig. 4b gezeigt, das impedanzsymmetrische Glied 5 an einem Ende der Kaskade befinden, oder es kann zentral (siehe Fig. 4c) eingefügt werden.
    Für die in den Abbildungen 1e, 2a bis 2c, 3 und 4 prinzipiell schematisch dargestellten erfindungsgemäßen Filterstrukturen ergibt sich eine sehr große Zahl von technischen Ausgestaltungsmöglichkeiten, die sich u. a. unterscheiden hinsichtlich
  • a) des Leitungstyps aus dem der Hauptresonator aufgebaut ist,
  • b) der Bauform der Sperr-Resonatoren
  • c) der Kopplungsart zwischen Sperr-Resonator und Hauptresonator
  • d) der Gestaltung der Diskontinuitäten (Kopplung) zwischen Hauptresonatoren in Kaskade und dem Hauptresonatoren und Toren.
    • Fig. 5 zeigt exemplarisch die Realisierung eines 7-poligen Filters mit 6 Transmissions-Nullstellen in Form eines einzelnen Filterglieds nach dem in Fig. 2c gezeigten Prinzip in Koaxialleitungstechnik. Der Hauptresonator 1 hat einen rechteckförmigen Außen- und Innenleiter und eine Länge gleich dem 1,5-fachen der Mittenfrequenz-Wellenlänge. Die das Leitungsstück begrenzenden Diskontinuitäten sind in Form kapazitiver Koppler ausgebildet. Die Sperr-Resonatoren 2 sind als am Ende kurzgeschlossenen Koaxilleitungsstücke einer Länge von ca. einer viertel Leitungswellenlänge realisiert, welche kaspazitiv an den Hauptresonator gekoppelt sind.
    Fig. 6 zeigt eine Modifikation der Struktur nach Fig. 5, indem nun die Sperr-Resonatoren 2 galvanisch mit dem Innenleiter des Hauptresonators verbunden sind, aber am Ende kapazitiv belastet sind.
    Fig. 7 zeigt eine Struktur aus zwei impedanz-unsymmetrischen Filtergliedern und einem impedanz-symmetrischen Glied , bei der man 9 Pole und 8 Transmissions-Nullstellen erhält.
    Fig. 8 zeigt ein Filter aus einem impedanz-symmetrischen Filterglied mit 5 Polen und 4 Transmissions-Nullstellen, welches auf der Basis von Rechteckhohlleitungen für den H10-Wellentyp realisiert ist. Der Hauptresonator 1 besteht aus einer an beiden Enden kurzgeschlossenen Rechteckhohlleitung, welche bei der Mittenfrequenz eine Länge entsprechend einer Hohlleiter-Wellenlänge hat. Die 4 Sperr-Resonatoren 2 sind in Form von kurzgeschlossenen 1/4-Hohlleiterstücken realisiert. Die Ankopplung zu den Toren kann z. B. über einen Koaxial-Übergang 3 erfolgen.
    Fig. 9 zeigt beispielhaft eine Realisierung mit dielektrischen Resonatoren im Fall eines Filters aus zwei impedanz-symmetrischen Filtergliedern, wobei jedes Filterglied drei Pole und zwei Transmissions-Nullstellen produziert und somit das Bandpassfilter insgesamt 6 Pole und 4 Transmissions-Nullstellen aufweist. Die aus geeignetem dielektrischen Material, also Material mit einer möglichst hohen Dielektrizitätszahl, einem niedrigen Verlustwinkel und einem geringen Temperaturkoeffizienten (z.B. Bariumtitanat Zirkonat) hergestellten Hauptresonatoren 1 und Sperr-Resonatoren 2 sind über Abstandshalter 3, z. B. aus Quarzmaterial; zur Vermeidung zu starker ohmscher Verluste in einer genügenden Entfernung vom Boden des metallischen Gehäuses 5 positioniert. Die Abmessung des Hauptresonators wird so gewählt, daß dieser bei f0 eine Eigenresonanz mit der in Fig. 9b gezeigten Feldverteilung aufweist, und die Abmessung der Sperr-Resonatoren werden so gewählt, daß diese bei den 4 Sperrfrequenzen f1 bis f4 resonieren und dabei eine Feldverteilung entsprechend Fig. 9c aufweisen. Aufgrund der räumlichen Feldverteilung des Hauptresonators koppelt dieser bei f0 nicht an die Resonanzfelder der Sperr-Resonatoren. Für von f0 verschiedene Frequenzen erhält man jedoch eine Kopplung zwischen dem Hauptresonator und den Sperr-Resonatoren mit dem Resultat, daß zusätzlich 4 Eigenresonanzen entstehen. Die Ankopplung an die Tore kann z. B. über Leiterschleifen 4 erfolgen.
    Fig. 10 zeigt beispielhaft eine weitere mögliche Bauform eines Filterglieds aus dielektrischem Material. Der Hauptresonator 5 besteht aus einem dielektrischen Quader der Länge a, welche etwa gleich einer Wellenlänge der Oberflächenwelle auf dem dielektrischen Quader entspricht. Dadurch erhält man auf dem Hauptresonator eine Feldverteilung entsprechend Fig. 10b. Die 4 Sperr-Resonatoren 1 bis 4 bestehen ebenfalls aus dielektrischen Quadern, deren individuelle Längen b1 bis b4 die Frequenzlage der 4 Transmissions-Nullstellen beeinflussen. Das gesamte Gebilde aus dielektrischem Hauptresonator und 4 dielektrischen Sperr-Resonatoren realisiert 5 Eigenschwingungen. Die Frequenzlage der Pole kann über die Koppelstärke zwischen Haupt- und Sperr-Resonatoren verändert werden. Zur Veränderung dieser Koppelstärke dienen die mit Luft oder einem dielektrischen Material relativ geringer Dielektrizitätszahl gefüllten "Lücken" zwischen den Resomatoren mit den Weiten h1 bis h4.
    Das erfindungsgemäße Prinzip kann auch auf planare Resonatorstrukturen, wie z. B. Mikrostreifenleitungsstrukturen angewendet werden, wobei auch Mikrostreifenleitungs-Strukturen aus Hochtemperatur-Supraleitern von Interesse sind, da diese trotz eines enormen Miniaturisierungsgrads über eine hohe Leerlaufgüte verfügen.
    In Fig. 11 wird die Realisierung eines erfindungsgemäßen impedanz-unsymmetrischen Filterglieds in Mikrostreifenleitungs-Technologie erläutert. In Fig. 11a wird zunächst das nach dem Stand der Technik wohlbekannte Prinzip eines Mikrostreifenleitungs-Resonators in Erinnerung gebracht. Bei dieser Struktur befindet sich auf einem geeigneten dielektischem Substrat 1 eine durchgehende Leiterschicht 2 auf der einen und eine strukturierte Leiterschicht auf der anderen Seite, Fig. 11a zeigt die wohlbekannte Struktur eines Mikrostreifenleitungs-Resonators 3, welcher an seinen Enden kapazitiv mit den Zuleitungen 4,5 verkoppelt ist. Der Frequenzgang des Leistungsübertragungsfaktors 6 zeigt ein Maximum bei der Frequenz f0 und die Breite dieses Maximums läßt sich über die Stärke der Kopplung an den Leitungsenden (Diskontinuitäten) verändern. Fig. 11b zeigt, wie ein erfindungsgemäßes impedanz-unsymmetrisches Filterglied in Mikrostreifenleitungs-Technologie realisiert werden kann. Dazu wird eine T-förmige Leiterstruktur verwendet, bei der die Länge der einzelnen Arme etwa einer viertel Leitungswellenlänge bei der Mittenfrequenz entspricht, wobei eine wohldefinierte Unsymmetrie in der Länge oder Breite der Seitenarme 3 für die Funktion notwendig ist. Die Seitenarme stellen eine einfache Realisierung der Sperr-Resonatoren dar, wobei die Sperrfrequenzen über die Länge der Arme beeinflußt wird. Zusammen mit dem dritten Arm, bilden die Seitenarme ein Gebilde, welches bei zwei unterschiedlichen Frequenzen resoniert und damit stellt die T-Struktur eine Sonderform eines Dual-Mode-Resonators dar. Das Ausgangstor kann auf die in Fig. 11b gezeigte Weise kapazitiv an die T-Struktur angekoppelt werden. Der Frequenzgang 6 des so entstandenen Zweitors ist durch zwei Transmissionsmaxima und zwei Transmissions-Nullstellen gekennzeichnet, wobei aufgrund der Unsymmetrie der absolute Wert des Transmissionsmaximums weit unter Eins liegen kann. Aus diesem Grund stellt ein einzelnes unsymmetrisches Filterglied - im Gegensatz zum Impedanz-symmetrischen Filterglied- noch kein brauchbares Bandpassfilter dar. Wie bei allen oben gezeigten Realisierungsbeispielen, läßt sich auch diese Mikrostreifenleitungsstruktur in vielfältiger Weise abändern, z. B. durch Verwendung inhomogener Leitungsstücke veränderlicher Breite.
    Fig. 12 zeigt exemplarisch, wie aus 4 impedanz-unsymmetrischen Filtergliedern 1 und einem konventionellen Halbwellen-Resonator 2 ein 9-poliges Filter mit 8 Transmissions-Nullstellen gebildet werden kann. Der Resonator 2 übernimmt in der Kaskade neben der Bereitstellung eines zusätzlichen Pols, die Transformation der Impedanz an Tor 2 (z. B. 50 Ohm) auf das niedrige Impedanzniveau an der Koppelstelle zum Verzweigungspunkt der T-förmigen Resonatoren. Die Dimensionierung der Parameter der einzelnen Filterglieder, kann hierbei z. B. so erfolgen, daß eine Cauer-Charakteristik für den Frequenzgang erzielt wird.

    Claims (14)

    1. Hochfrequenz-Bandpassfilteranordnung, bestehend aus einem Hauptresonator (1) und mindestens einem an den Hauptresonator (1) angekoppelten Sperr-Resonator (4, 6, 8), wobei der Hauptresonator (1) durch ein, an beiden Seiten durch Diskontinuitäten (2 und 3 in Fig. bis 2c) in Form einer Unterbrechung oder Metallwand begrenztes Leitungsstück definiert ist, und bei einer Mittenfrequenz (f0) eine elektromagnetische Eigenschwingung aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß der an den Hauptresonator angekoppelte Sperr-Resonator (4) bei seiner Sperrfrequenz (fs) für eine Welle auf dem Leitungsstück des Hauptresonators (1) einen Reflexionsfaktor vom Betrag Eins realisiert, und daß der mindestens eine Sperr-Resonator an denjenigen Orten entlang des Leitungsstücks mit dem Hauptresonator gekoppelt sind, an denen aufgrund der räumlichen Variation des elektrischen und magnetischen Felds entlang der Leitung die frequenzabhängige Kopplung zwischen dem Sperr-Resonator und dem Hauptresonator bei der Mittenfrequenz des Bandpassfilters verschwindet, wobei der Sperr-Resonator eine Transmissions-Nullstelle im Sperrbereich als auch zusammen mit der übrigen Filterstruktur eine Dämpfungs-Nullstelle im Durchlaßbereich realisiert.
    2. Hochfrequenz-Bandpassfilteranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der mindestens eine Sperr-Resonator durch ein Paar von symmetrisch zueinander angeordneten Sperr-Resonatoren gebildet ist.
    3. Hochfrequenz-Bandpassfilteranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ankopplung des mindestens einen Sperr-Resonators an den Hauptresonator elektrisch erfolgt.
    4. Hochfrequenz-Bandpassfilteranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ankopplung des mindestens einen Sperr-Resonators an den Hauptresonator magnetisch erfolgt.
    5. Hochfrequenz-Bandpassfilteranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ankopplung des mindestens einen Sperr-Resonators an den Hauptresonator galvanisch erfolgt.
    6. Bandpassfilter nach Anspruch 1 mit drei Eigenfrequenzen (Polen) und zwei Transmissions-Nullstellen, dadurch gekennzeichnet, daß der Hauptresonator durch ein Leitungsstück mit einer Länge, welche bei der Mittenfrequenz des Bandpassfilters etwa einer halben Leitungswellenlänge entspricht, gebildet wird, daß zwei Sperr-Resonatoren in der Mitte des Leitungsstücks so an den Hauptresonator so angekoppelt werden, daß die frequenzabhängige Kopplung bei der Mittenfrequenz verschwindet,
      daß die Sperrfrequenz eines der beiden Sperr-Resonatoren kleiner als die Mittenfrequenz des Bandpassfilters und die Sperrfrequenz des anderen Sperr-Resonators größer als die Mittenfrequenz des Bandpassfilters ist,
      daß für die Sperrfrequenzen der beiden Sperr-Resonatoren diejenigen Frequenzen im Sperrbereich gewählt werden, bei denen Transmissions-Nullstellen des Bandpassfilters gewünscht werden,
      und daß mit der Stärke der Kopplung zwischen den Sperr-Resonatoren und dem Hauptresonator die drei Transmissionsmaxima innerhalb des Durchlassbereichs so verschoben werden, daß die Reflexionsdämpfung im Durchlassbereich über einem vorgegebenen Minimalwert liegt.
    7. Bandpassfilter nach Anspruch 1 mit fünf Eigenfrequenzen (Polen) und vier Transmissions-Nullstellen, dadurch gekennzeichnet, daß der Hauptresonator durch ein Leitungsstück mit einer Länge, welche bei der Mittenfrequenz etwa einer Leitungswellenlänge entspricht, gebildet wird, daß zwei Paare von Sperr-Resonatoren in einem gegenseitigen Abstand von ca. einer halben Mittenfrequenz-Leitungswellenlänge längs des Leitungsstücks des Hauptresonators und einem Abstand von ca. einer viertel Leitungswellenlänge zwischen den äußeren Sperr-Resonator-Paaren und den Enden des Leitungsstücks an den Hauptresonator so angekoppelt werden, daß die frequenzabhängige Kopplung bei der Mittenfrequenz des Bandpassfilters verschwindet.
    8. Bandpassfilter nach Anspruch 1 mit 2m+1 (mit m als natürlicher Zahl) Eigenfrequenzen (Polen) und 2m Transmissions-Nullstellen, dadurch gekennzeichnet, daß der Hauptresonator durch ein Leitungsstück mit einer Länge von ca. dem m-fachen einer halben Mittenfrequenz-Leitungswellenlänge gebildet wird, daß m Paare von Sperr-Resonatoren in einem gegenseitigen Abstand von einer halben Mittenfrequenz-Leitungswellenlänge längs des Leitungsstücks und einem Abstand ca. einer viertel Leitungswellenlänge zwischen den äußeren Sperr-Resonator-Paaren und den Enden des Leitungsstücks an den Hauptresonator so angekoppelt werden, daß die frequenzabhängige Kopplung bei der Mittenfrequenz des Bandpasses verschwindet.
    9. Bandpassfilter nach Anspruch 1 mit 2m+1 (mit m als natürlicher Zahl) Eigenfrequenzen (Polen) und 2m Transmissions-Nullstellen, dadurch gekennzeichnet, daß der Hauptresonator durch ein Leitungsstück mit einer Länge von ca. dem (m+1)-fachen einer halben Mittenfrequenz-Leitungswellenlänge gebildet wird,
      daß m Paare von Sperr-Resonatoren in einem gegenseitigen Abstand von einer halben Mittenfrequenz-Leitungswellenlänge längs des Leitungsstücks und einem Abstand ca. einer halben Leitungswellenlänge zwischen den äußeren Sperr-Resonator-Paaren und den Enden des Leitungsstücks an den Hauptresonator so angekoppelt werden, daß die frequenzabhängige Kopplung bei der Mittenfrequenz des Bandpassfilters verschwindet.
    10. Bandpassfilter nach Anspruch 1 mit einer Kaskade von Filtergliedern (Anzahl Q), bei dem diese Filterglieder aus Bandpassfiltern nach einem der Ansprüche 2 bis 5 gebildet werden, dadurch gekennzeichnet, daß ein Ende des als Hauptresonator dienenden Leitungsstücks eines Filterglieds elektrisch oder magnetisch oder galvanisch mit dem benachbarten Ende des Leitungsstücks des nächsten Filterglieds gekoppelt ist, und bei dem die beiden äußeren Enden der Leitungsstücke der äußeren Filterglieder mit dem Eingangs- bzw. dem Ausgangstor gekoppelt sind.
    11. Bandpassfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonatoren als Koaxialresonatoren ausgebildet sind.
    12. Bandpassfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonatoren als Hohlraumresonatoren ausgebildet sind.
    13. Bandpassfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonatoren als dielektrische Resonatoren ausgebildet sind.
    14. Bandpassfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 10, mit planaren Mikrostreifenleitungsresonatoren oder Koplanar-Resonatoren einschließlich planarer Resonatoren aus Hochtemperatur-Supraleitern.
    EP00960529A 1999-08-31 2000-08-26 Hochfrequenz-bandpassfilteranordnung mit dämpfungspolen Expired - Lifetime EP1212806B1 (de)

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