WO2001017057A1 - Hochfrequenz-bandpassfilteranordnung mit dämpfungspolen - Google Patents

Hochfrequenz-bandpassfilteranordnung mit dämpfungspolen Download PDF

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bandpass filter
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Heinz Chaloupka
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Cryoelectra Gmbh
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    • H01P1/209—Hollow waveguide filters comprising one or more branching arms or cavities wholly outside the main waveguide

Definitions

  • the invention relates to a high-frequency bandpass filter arrangement, consisting of a main resonator and at least one blocking resonator coupled to the main resonator, the main resonator being defined by a line piece delimited on both sides by discontinuities in the form of an interruption or metal wall, and one at a center frequency Has electromagnetic natural vibration.
  • the invention relates to the construction of bandpass filters from coupled resonators for the highly selective filtering of high-frequency electromagnetic signals in one
  • Operating frequency range which is above approx. 0.5 GHz and below approx. 100 GHz.
  • High-frequency bandpass filters form an important component in systems of communication technology, such as B. in terrestrial and satellite-based broadcasting, radio and cellular as well as in radar and navigation systems.
  • B. in radio receivers individual filters the function of preselection, that is the negative pressure of unwanted interference signals and filter banks the function of frequency sewerage.
  • individual bandpass filters are used, among other things, to suppress out-of-band spectral components in the output signal of the amplifiers, and filter banks are used in the form of output multiplexers Merging different carrier signals on a common antenna.
  • passive electromagnetic filters With high-frequency bandpass filters, a distinction can first be made between active and passive designs. If high demands are placed on linearity and low noise, only the passive filters considered further here can be considered.
  • the function of passive electromagnetic filters is based on the storage of electrical and magnetic field energy. In the case of filters made of discrete components, the storage of electrical and magnetic field energy takes place separately from one another, in a finite number of spatially separated discrete elements, namely in capacitors and inductors. Since the geometrical dimensions of these discrete components have to be much smaller than the operating wavelength, typically less than one tenth of the guided wavelength, and on the other hand the idle quality of these components decreases sharply with a reduction in dimensions, structures are preferred for steep-sided filters above approx. 1 GHz Coupled resonators used instead of interconnections of discrete capacitors and inductors.
  • Coaxial resonators or cavity resonators are formed from coaxial TEM line pieces and waveguide pieces, in which the electromagnetic field is completely enclosed by conductive surfaces. These resonators can partially or to reduce the volume and change the spatial field profile completely filled with low loss dielectric material. In dielectric resonators, the field is mainly enclosed by the interface between the dielectric material and the surrounding air, and the field that decays outwardly from this interface is shielded by a metal housing, if necessary.
  • Planar resonators which include microstrip, stripline and coplanar resonators, consist of planar interconnects on a dielectric substrate.
  • the selection of the design of the resonators is u. a. influenced by the idling quality of the resonators required by the filter specification (see below).
  • a high idling quality means a relatively large geometric dimension of the resonators.
  • the volume available for all the resonators of a filter is limited in the lower GHz range. The volume requirement is reduced by approx. 50% by using resonators in two ways using orthogonal modes
  • the electrical behavior of a bandpass filter is characterized by the frequency bandwidth (passband width) and the position of the passband, by the maximum insertion loss and minimum reflection attenuation in the passband, by the width of the transition areas between the passband and the stopband, and by the minimum blocking attenuation in the stopband.
  • the number N of attenuation zeros (reflection zeros) in the pass band and the number M of attenuation poles (transmission zeros) at finite frequencies in the stop band are used. This characterization by reflection zeros and transmission zeros is based on the behavior in the (fictitious) lossless case and zeros are paid several times according to their order.
  • the number N of the necessary zero damping points and thus the minimum number of necessary resonators follows.
  • the necessary number N of damping zeros in the pass band decreases monotonically with increasing M / N.
  • the way in which filters from coupled resonators are predominantly used today to produce transmission zeros consists in the introduction of couplings between non-directly adjacent resonators (“overcouplings”), in addition to the direct couplings of neighboring resonators.
  • This bandstop is used to eliminate interference frequencies that are outside the pass band.
  • M 0.
  • a bandstop is connected in series to the filter second gate.
  • a band-stop filter with two separated blocking ranges can also be used instead of a bandpass filter.
  • the used pass band lies between the two band band stop band.
  • Capacitive-coupled stub lines can also be used instead of the galvanically coupled stub lines.
  • a continuous transmission line with stub lines (branch lines) coupled to it is also known from DE 24 42 618 C2.
  • a disadvantage of the use of such filter structures from a main line with N passing from the filter input to the filter output R coupled stub lines as blocking resonators is the fact that the high blocking attenuation remains limited to frequency ranges of finite width and thus lets the filter through again beyond these ranges.
  • the second disadvantage is that the number N of the dampers in the utilized passband between the two blocking ranges gs zeros is less than the number of resonators and thus the maximum steepness of the filter flanks between the pass band and the stop band that can be achieved for a given resonator number N R cannot be achieved.
  • the object is achieved according to the invention by the subjects presented in the claims.
  • bandpass filter structures are proposed in which blocking resonators are integrated into the structure in such a way that each blocking resonator realizes both one of the desired transmission zero points in the blocking area and, together with the rest of the filter structure, a damping zero point in the pass band.
  • the length of the main resonator will be like this chosen so that it corresponds approximately to half the line wavelength at the center frequency of the bandpass filter.
  • the blocking frequency of the one blocking resonator is chosen to be lower and that of the other blocking resonator is chosen to be larger than the center frequency and as a result each of the two blocking resonators generates a transmission zero and an additional pole by interaction with the main resonator.
  • a single impedance-symmetrical filter element serves as a bandpass filter, one end of the main resonator is coupled electrically, galvanically or magnetically to the filter input and the other end to the filter output.
  • the bandpass filter is constructed from a cascade of several impedance-symmetrical filter elements, the adjacent main resonator ends that are not coupled to the input or output port are electrically, galvanically or magnetically coupled.
  • the length of the main resonator is chosen so that it is approximately the same corresponds to m times half the line wavelength at the center frequency and the distance between the outer blocking resonator pairs and the ends of the main resonator is approximately a quarter line wavelength.
  • the blocking frequencies of the two blocking resonators of each of the m blocking resonator pairs are chosen such that one is smaller and the other larger than the center frequency, and thereby each of the two blocking resonators generates a transmission zero and by interacting with it Main resonator an additional pole.
  • a single impedance-symmetrical filter element serves as a bandpass filter, one end of the main resonator is coupled to the filter output and the other end is electrically, galvanically or magnetically coupled to the filter output.
  • the bandpass filter is constructed from a cascade of several impedance-symmetrical filter elements, the adjacent main resonator ends that are not coupled to the input or output port are electrically, galvanically or magnetically coupled.
  • the impedance-unbalanced filter elements consist of a main resonator whose length corresponds to approximately a quarter of the line wavelength at the center frequency of the bandpass filter, in which one end is coupled to the adjacent filter element in such a way that this line end is terminated with high impedance (maximum of the electric field strength) and the other end is coupled to the adjacent filter element or the em or output gate of the bandpass in such a way that the line end is terminated with low impedance (current maximum at the line end), and at the low impedance end of the Main resonator a pair of blocking resonators is electrically or galvanically coupled.
  • impedance-symmetrical and impedance-asymmetrical filter elements are to be understood in such a way that with an impedance-symmetrical filter element when the input and output gates are connected with the same terminating resistance, the maximum values of the power transmission factor reach negligible losses , while with the transmission-asymmetrical filter element, complete power transmission can only be achieved for highly asymmetrical gate resistors.
  • Figures la to ld show in a schematic manner structures which correspond to the prior art and therefore only in steps Explanation of the basic principle of the structure according to the invention according to figure le serve.
  • Fig. La symbolically shows a homogeneous high-frequency line 1, in which this line as a metallic TEM line z. B. as a coaxial line, as a planar line such. B. a microstrip line or strip line or coplanar line, or as a waveguide or as a dielectric line. If the dissipation is neglected, the frequency response of the power transmission factor 2, i.e. the frequency dependence of the ratio of the power P 2 emerging at the reflection-free gate 2 to the power P incident at the gate 1 in the operating frequency range of the line considered, is equal to one regardless of the frequency.
  • FIG. 1b schematically shows a structure modified compared to FIG. 1 a, in which two discontinuities 3 are introduced symmetrically into the cable run.
  • These discontinuities define a line segment of finite length a, on which electromagnetic natural vibrations occur at those frequencies at which the length a corresponds to an integer multiple of half a line wavelength, and these natural vibrations are characterized by standing waves with nodes and bulges of the electrical and magnetic field strength along the line , where m of the plane of symmetry 4 at the resonance frequency is a node of the electric or magnetic field strength.
  • the structure thus created represents a 1-pole bandpass, which is well known in the prior art and which has a maximum due to a frequency response of the power transmission factor 5 1 (damping zero point) is marked at a frequency f 0 .
  • the discontinuities delimiting the line piece can technically e.g. B. in In the form of line interruptions or in the form of metallic diaphragms, and it is also well known from the prior art that the frequency bandwidth ⁇ f of the transmission curve can be changed via the strength of the coupling between the supply lines and the ends of the line piece serving as a resonator ,
  • FIG. 1 c shows a structure modified from FIG. 1 a, in which a resonance circuit 6 (“blocking resonator”) is coupled to the line, so that the frequency response of the power transmission factor 7 has a transmission zero at the frequency f s .
  • This structure represents the construction of a single-pole bandstopper (“notch filter”), which is well known in the prior art.
  • FIG. 1d shows a structure modified from FIG. 1c, in which instead of a blocking resonator two blocking resonators 8 with different resonance frequencies are coupled and lead to two transmission zeros at f s ⁇ and f s2 .
  • An essential aspect of the invention now consists in forming the structure according to FIG. Le from a combination of the structure according to FIG. 1b and the blocking resonator pair from FIG.
  • the line section of finite length forms a resonator, here referred to as the main resonator, which has a node of the electric or magnetic field in the middle.
  • An important aspect of the invention is the choice of the coupling between the blocking resonators and the main resonator in such a way that this coupling disappears at the frequency f 0 , this z. B.
  • the two blocking resonators thus take on a double function by, on the one hand, realizing two transmission zeros - as in the structure according to FIG.
  • the frequency response 10 of the structure according to FIG. Le is thus characterized by a suitable choice of the resonance frequencies and coupling strengths by three transmission maxima (damping zeros) at f x , f 2 and f 3 and two transmission zeros at f s ⁇ and f s2 .
  • the frequency position of the transmission zeros is determined by the resonance frequencies of the blocking resonators and the frequency position of the average transmission maximum by the length of the main resonator.
  • the position of the two outer transmission maxima can be changed by the coupling strength between the main resonator and the blocking resonators, with an increase in the coupling these frequencies shifting towards the middle frequency.
  • the electric field at frequency fo has a node in the plane of symmetry and thus the two blocking resonators must be electrically coupled according to the above design rules, while in the case of magnetic field maxima at the ends, because of the node of the magnetic field , there must be a magnetic coupling.
  • the length of the line stub In order to be able to use a magnetic coupling between the blocking resonators and the main resonator in the case of magnetic field maxima at the ends, the length of the line stub must correspond to a full wavelength instead of half a center frequency line wavelength.
  • N N g xQ
  • M NQ transmission zeros
  • An impedance-unbalanced filter element is realized in accordance with the invention by modifying an impedance-symmetrical filter element with a pair of blocking resonators according to FIG. 1e, one of the two discontinuities being brought close to where the blocking resonator is located -Pair is coupled.
  • At least one impedance-symmetrical element is added in a cascade of impedance-asymmetrical filter elements.
  • the impedance-symmetrical element 5 can be located at one end of the cascade, or it can be inserted centrally (see FIG. 4c).
  • the main resonator 1 has a rectangular outer and inner conductor and a length equal to 1.5 times the center frequency wavelength.
  • the discontinuities delimiting the line piece are designed in the form of capacitive couplers.
  • the blocking resonators 2 are as on Realized short-circuited coaxial line pieces of a length of about a quarter of a line wavelength, which are capacitively coupled to the main resonator.
  • FIG. 6 shows a modification of the structure according to FIG. 5, in that the blocking resonators 2 are now galvanically connected to the inner cavity of the main resonator, but are capacitively loaded at the end.
  • FIG. 7 shows a structure consisting of two impedance-asymmetrical filter elements and one impedance-symmetrical element, in which one obtains 9 poles and 8 transmission zeros.
  • FIG. 8 shows a filter consisting of an impedance-symmetrical filter element with 5 poles and 4 transmission zeros, which is implemented on the basis of rectangular hollow lines for the HIO wave type.
  • the main resonator 1 consists of a rectangular waveguide short-circuited at both ends, which has a length at the center frequency corresponding to a waveguide wavelength.
  • the 4 blocking resonators 2 are realized in the form of short-circuited 1/4 hollow pieces.
  • the coupling to the gates can e.g. B. via a coaxial transition 3.
  • FIG. 9 shows an example of an implementation with dielectric resonators in the case of a filter comprising two impedance-symmetrical filter elements, each filter element producing three poles and two transmission zeros, and thus the bandpass filter has a total of 6 poles and 4 transmission zeros.
  • Those made of a suitable dielectric material that is to say material with the highest possible dielectric constant, a low loss angle and a low one Temperature coefficients (eg barium titanate zirconate) produced main resonators 1 and blocking resonators 2 are spacers 3, z. B. made of quartz material; positioned to avoid excessive ohmic losses at a sufficient distance from the bottom of the metallic housing 5.
  • the dimension of the main resonator is chosen so that it has a natural resonance at fo with the field distribution shown in Fig. 9b, and the dimension of the blocking resonators are chosen so that they resonate at the 4 blocking frequencies fi to f 4 and thereby a field distribution according to Fig. 9c. Because of the spatial field distribution of the main resonator, it does not couple to the resonance fields of the blocking resonators at f 0 . For frequencies other than f 0 , however, a coupling is obtained between the main resonator and the blocking resonators, with the result that an additional 4 natural resonances occur.
  • the coupling to the gates can e.g. B. via conductor loops 4.
  • the main resonator 5 consists of a dielectric cuboid of length a, which corresponds approximately to a wavelength of the surface wave on the dielectric cuboid. In this way, a field distribution corresponding to FIG. 10b is obtained on the main resonator.
  • the 4 blocking resonators 1 to 4 also consist of dielectric cuboids, the individual lengths bl to b4 of which influence the frequency position of the 4 transmission zeros.
  • the entire structure of the main dielectric resonator and 4 dielectric blocking resonators realizes 5 natural vibrations.
  • the frequency position of the poles can be adjusted via the coupling strength between the main and Resonators are changed.
  • the “gaps” filled with air or a dielectric material with a relatively low dielectric number serve to change this coupling strength between the resomators with the widths hi to h 4 .
  • planar resonator structures such as, for. B.
  • microstrip line structures are used, microstrip line structures made of high-temperature superconductors are also of interest, since they have a high level of idling despite an enormous degree of miniaturization.
  • FIG. 11 shows the well-known structure of a microstrip line resonator 3, which at its ends is capacitively connected to the leads 4, 5 is coupled.
  • the frequency response of the power transmission factor 6 shows a maximum at the frequency f 0 and the width of this maximum can be changed via the strength of the coupling at the line ends (discontinuities).
  • FIG. 11b shows how an impedance-asymmetrical filter element according to the invention can be realized in microstrip line technology.
  • a T-shaped conductor structure is used, in which the length of the individual arms is approximately a quarter Line wavelength corresponds to the center frequency, whereby a well-defined asymmetry in the length or width of the side arms 3 is necessary for the function.
  • the side arms represent a simple implementation of the blocking resonators, the blocking frequencies being influenced over the length of the arms. Together with the third arm, the side arms form e structures, which resonate at two different frequencies and thus the T-structure represents a special form of a dual-mode resonator.
  • the output gate can be capacitively connected to the T in the manner shown in FIG. 11b Structure to be coupled.
  • the frequency response 6 of the two-port thus created is characterized by two transmission maxima and two transmission zeros, the absolute value of the transmission maximum being able to be far below one due to the asymmetry. For this reason, an individual asymmetrical filter element - in contrast to the impedance-symmetrical filter element - is not yet a usable bandpass filter.
  • this microstrip line structure can also be modified in a variety of ways, e.g. B. by using inhomogeneous pipe pieces of variable width.
  • FIG. 12 shows an example of how 4 impedance-asymmetrical filter elements 1 and a conventional half-wave resonator 2 can be used to form a 9-pole filter with 8 transmission zeros.
  • the resonator 2 in the cascade transforms the impedance at gate 2 (e.g. 50 ohms) to the low impedance level at the coupling point to the branching point of the T-shaped resonators.
  • the dimensioning of the parameters of each Filter elements, here z. B. done so that a Cauer characteristic is achieved for the frequency response.

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Hochfrequenz- Bandpassfilteranordnung mit einem Hauptresonator und mindestens einem daran angeloppelten Sperr-Resonator. Es ist die Aufgabe der Erfindung, eine Filterstruktur so zu schaffen, dass bei gegebener Polzahl eine möglischst hohe Zahl von Transmissions-Nullstellen in den Sperrbereichen entsteht, wobei gegenüber bekannten Resonatorkonfigurationen von keiner Überkopplung zwischen nicht-benachbarten Resonatoren Gebrauch gemacht wird. Dazu wird erfindungsgemäss der mindestens eine Sperr-Resonator so an den Hauptresonator angekoppelt, dass der Sperr-Resonator in einer Doppelfunktion zusammen mit dem auptresonator sowohl Transmissions-Nullstellen als auch Transmissions-Polstellen erzeugt.

Description

Hochfrequenz-Bandpassfilteranordnung mit Dämpfungspolen
Die Erfindung betrifft eine Hochfrequenz- Bandpassfilteranordnung, bestehend aus einem Hauptresonator und mindestens einem an den Hauptresonator angekoppelten Sperr-Resonator, wobei der Hauptresonator durch ein, an beiden Seiten durch Diskontinuitäten in Form einer Unterbrechung oder Metallwand begrenztes Leitungsstuck definiert ist, und bei einer Mittenfrequenz eine elektromagnetische Eigenschwingung aufweist. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf den Aufbau von Bandpass-Filtern aus gekoppelten Resonatoren zur hochselektiven Filterung hochfrequenter elektromagnetischer Signale in einem
Betriebsfrequenzbereich, welcher oberhalb von ca. 0,5 GHz und unterhalb von ca. 100 GHz liegt.
Hochfrequenz-Bandpassfilter bilden eine wichtige Komponente in Systemen der Kommunikationstechnik, wie z. B. im terrestrischen und satellitengestützten Rund-, Rieht- und Mobilfunk als auch in Radar- und Navigationssystemen. Hierbei übernehmen z. B. in Funkempfangern einzelne Filter die Funktion der Vorselektion, also des Unterdruckens unerwünschter Interferenzsignale und Filterbanke die Funktion der Frequenzkanalisation. In Funksendern dienen einzelne Bandpassfilter u. a. zur Unterdrückung von Außerband- Spektralanteilen im Ausgangssignal der Verstärker und Filterbanke dienen in Form von Ausgangsmultiplexern zum Zusammenfuhren verschiedener Tragersignale auf eine gemeinsame Antenne.
Bei Hochfrequenz-Bandpassfiltern kann zunächst eine Unterscheidung zwischen aktiven und passiven Ausfuhrungen vorgenommen werden. Bei hohen Anforderungen an die Linearitat und Rauscharmut kommen nur die hier weiter betrachteten passiven Filter in Frage. Die Funktion passiver elektromagnetischer Filter beruht auf der Speicherung elektrischer und magnetischer Feldenergie. Bei Filtern aus diskreten Bauelementen findet die Speicherung elektrischer und magnetischer Feldenergie separat voneinander, in einer endlichen Zahl räumlich getrennter diskreten Elemente, namlich in Kapazitäten und Induktivitäten statt. Da die geometrischen Abmessungen dieser diskreten Bauelemente sehr viel kleiner als die Betriebswellenlange, typischerweise kleiner als ein Zehntel der geführten Wellenlange, sein müssen und andererseits die Leerlaufgute dieser Bauelemente mit Verkleinerung der Abmessungen stark abnimmt, werden für steilflankige Filter oberhalb von ca. 1 GHz bevorzugt Strukturen aus gekoppelten Resonatoren anstelle von Zusammenschaltungen aus diskreten Kapazitäten und Induktivitäten benutzt.
Für die Bauformen von Resonatoren, welche die Bausteine der hier betrachteten Filterklasse darstellen, steht eine große Zahl unterschiedlicher Typen zur Auswahl. Aus koaxialen TEM-Leitungsstucken und Hohlleiterstucken werden Koaxialresonatoren bzw. Hohlraumresonatoren gebildet, bei denen das elektromagnetische Feld vollständig durch leitende Flachen eingeschlossen wird. Diese Resonatoren können zur Volumensreduktion und zur Veränderung des räumlichen Feldverlaufs teilweise oder vollständig mit verlustarmen dielektrischen Material gefüllt werden. In dielektrischen Resonatoren erfolgt der Feldeinschluß hauptsächlich durch die Grenzflache zwischen dem dielektrischen Material und der umgebenden Luft und das von dieser Grenzflache nach außen raumlich abklingende Feld wird gegebenenfalls durch Metallgehause abgeschirmt. Planare Resonatoren, zu denen Mikrostreifenleitungs- , Streifenleitungs- und Koplanarresonatoren gehören, bestehen aus planaren Leiterbahnen auf einem dielektrischen Substrat.
Die Auswahl der Bauform der Resonatoren wird u. a. von der von der Filterspezifikation (siehe unten) erforderlichen Leerlaufgute der Resonatoren beeinflußt. Eine hohe Leerlaufgute bedeutet in konventioneller Technologie eine relativ große geometrische Abmessung der Resonatoren. Andererseits ist im unteren GHz-Bereich das für die Gesamtheit aller Resonatoren eines Filters zur Verfugung stehende Volumen begrenzt. Eine Reduktion des Volumenbedarfs um ca. 50 % erhalt man durch Doppelausnutzung von Resonatoren über orthogonale Moden
(Dual-Mode-Resonatoren) . Eine Ausnahme von der Regel, daß hohe Leerlaufgüten große geometrische Abmessungen bedeuten, erreicht man bei Verwendung gekühlter planarer Resonatoren aus Hochtemperatur-Supraleitern. Eine weitere technologische Entwicklung in Richtung auf kompakte Hochguteresonatoren ergibt sich aus den Fortschritten bei der Entwicklung extrem verlustarmer dielektrischer Materialien mit hoher Dielektrizitätszahl für dielektrische Resonatoren. Auf die Auswahl der Resonator- Bauform hat auch die geforderte Leistungsvertraglichkeit
(Erwärmung, Multipakting) einen Einfluß. Das elektrische Verhalten eines Bandpassfilters wird charakterisiert durch Frequenz-Bandbreite (Durchlaßbreite) und Lage des Durchlassbereichs, durch die maximale Einfugungsdampfung und minimale Reflexionsdampfung im Durchlaßbereich, durch die Breite der Ubergangsbereiche zwischen Durchlaßbereich und Sperrbereich sowie durch die minimale Sperrdampfung im Sperrbereich.
Zur weiteren quantitativen Charakterisierung der Eigenschaften einer Filterstruktur wird die Zahl N der Dampfungs-Nullstellen (Reflexions-Nullstellen) im Durchlaßbereich und die Zahl M der Dampfungspole (Transmissions-Nullstellen) bei endlichen Frequenzen im Sperrbereich herangezogen. Bei dieser Charakterisierung durch Reflexions-Nullstellen und Transmissions- Nullstellen wird das Verhalten im (fiktiven) verlustfreien Fall zugrunde gelegt und Nullstellen werden entsprechend ihrer Ordnung mehrfach gezahlt.
Zur Realisierung eines Bandpassfilters können NR Resonatoren untereinander so verkoppelt werden, daß das Gesamtsystem aus gekoppelten Resonatoren insgesamt N =NR Dampfungs-Nullstellen im Bereich des Durchlaßbereichs aufweist (N=2NR bei Doppelausnutzung von Resonatoren) . Weiterhin kann durch geeignete Koppelmaßnahmen (siehe weiter unten) erreicht werden, daß in den Sperrbereichen insgesamt M<N Dampfungspole (Transmissions-Nullstellen) bei endlichen Frequenzen auftreten.
Aus dem Verhältnis der Ubergangsbreite zur Durchlaßbreite („relative Steilheit der Filterflanken,,) folgt die Zahl N der notwendigen Dampfungs-Nullstellen und somit die Mindestzahl notwendiger Resonatoren. Für die folgende Beschreibung der mit der Erfindung erzielten Vorteile ist von großer Wichtigkeit, daß bei gegebener relativer Steilheit der Filterflanken die notwendige Zahl N von Dampfungs-Nullstellen im Durchlassbereich mit wachsendem M/N monoton abnimmt. Bei gegebener Durchlaßbreite kommt man für eine verlangte Flankensteilheit mit einer geringeren Zahl N, und damit einer geringeren Zahl NR von Resonatoren aus, wenn man anstelle eines Tschebyscheff-Filters mit M = 0, ein quasi-elliptisches Filter mit M>0 verwendet. Die erforderliche Zahl N wird weiter verringert, wenn man anstelle eine quasi-elliptischen Filters mit M < N-l ein „echt elliptisches,, Filter mit M= N-l verwendet.
Aufgrund der ohmschen und dielektrischen Verluste in den Resonatoren des Filters wird der Frequenzgang des Filters in der Weise degradiert, daß die erzielbare Steilheit der Filterflanken durch Abrundungseffekte begrenzt wird und die dissipative Emfugungsdampfung im Durchlaßbereich erhöht wird. Da diese Degradation aber in erster Näherung nur von N und nicht von der Zahl M der Transmissions- Nullstellen abhangt, kann man also bei gegebener Leerlaufgute der Resonatoren Filter mit höheren Flankensteilheiten und geringerer dissipativer Emfugungsdampfung realisieren, wenn man M/N erhöht.
Der bei Filtern aus gekoppelten Resonatoren heute überwiegend beschπttene Weg zur Erzeugung von Transmissions-Nullstellen besteht in der Einfuhrung von Kopplungen zwischen nicht direkt benachbarten Resonatoren („Uberkopplungen,,) , zusätzlich zu den direkten Kopplungen benachbarter Resonatoren. Der konventionelle Bandpaß besteht aus einer Kaskade von Resonatoren, wobei die inneren Resonatoren mindestens mit ihren beiden Nachbarn gekoppelt und die beiden äußeren Resonatoren mit den Filtertoren gekoppelt sind. Ohne zusatzliche Kopplung zwischen nicht-benachbarten Resonatoren, treten keine Transmissions-Nullstellen bei endlichen Frequenzen auf, d. h. es gilt M = 0. Uberkopplungen mit geeigneter Starke und Vorzeichen, also Kopplungen zwischen nichtbenachbarten Resonatoren, fuhren zu Transmissions- Nullstellen in den Sperrbereichen, wobei pro Uberkopplung, je nach Lage des Koppelpfades, ein bis zwei Transmissions-Nullstellen produziert werden. Strebt man aus den oben erwähnten Gründen ein möglichst großes Verhältnis M/N sowie die höchste Freiheit bei der Wahl der Frequenzlage der einzelnen Transmissions-Nullstellen an, so fuhrt dies zu einem Kopplungsschema, welches als „kanonische Kopplungsstruktur,, bezeichnet wird und bei geradzahliger Zahl N unter Benutzung von N-2 verschiedenen Uberkopplungen auf N-2 frei plazierbare Transmissions-Nullstellen fuhrt. Für M=N-2 Nullstellen, welche symmetrisch zum Durchlaßbereich liegen, benötigt man wenigstens (N-2)/2 Uberkopplungen. Die praktische Realisierung solcher Filter mit einer hohen Zahl von Uberkopplungen fuhrt in der Regel auf topologische Probleme bei der Wahl der raumlichen Anordnung der Resonatoren und Koppelelemente. Da bei der kanonischen Kopplungsstruktur erster und letzter Resonator gekoppelt und damit in unmittelbarer Nahe zueinander angeordnet werden müssen, ergibt sich bei Filtern hoher Ordnung N ein Problem bei der Realisierung genügend hoher Sperrdampfungen .
Nach dem Stand der Technik wird zur Realisierung von Transmissions-Nullstellen alternativ zur Verwendung einer Resonatoranordnung mit Uberkopplungen zwischen nichtbenachbarten Resonatoren, eine in der angelsachsischen Literatur als „Extracted-Pole-Structure„ bezeichnete Konfiguration verwendet, wobei an die Zuleitungen zum Eingangs- und/oder Ausgangstor eines Bandpassfilters ohne Transmissions-Nullstellen bei endlichen Frequenzen (M = 0) , zusatzliche Resonatoren so angekoppelt werden, daß sie Transmissions-Nullstellen in den Sperrbereichen realisieren. Eine solche Anordnung ist aus DE 42 32 054 AI bekannt, bei dem einem Mikrowellen-Keramikfilter ohne Transmissions-Nullstellen bei endlichen Frequenzen (M = 0) eine Bandsperre aus mindestens einem Koaxialresonator in Reihe geschaltet wird (Kaskade aus Bandpassfilter mit M = 0 und Bandsperre) . Diese Bandsperre dient dazu, Storfrequenzen, die außerhalb des Durchlassbereichs liegen, zu eliminieren. In US 3,747.030 A wird ein etwa eine viertel Wellenlange langer Leitungsresonator dem Ein- oder Ausgang eines Filters aus konzentrierten Elementen mit M = 0 parallelgeschaltet. Dadurch wird dem Filterzweitor eine Bandsperre in Reihe geschaltet. Der Nachteil dieses Konzepts der Kaskadierung einer Bandsperre mit einem Bandpassfilter mit M = 0 liegt in der Notwendigkeit der Verwendung zusatzlicher Resonatoren für die Bandsperre, also in der Notwendigkeit für ein Filter mit N Dampfungsnullstellen im Durchlassbereich, insgesamt NR > N Resonatoren verwenden zu müssen.
Für die Funktion, die Signale in einem zusammenhangenden Frequenzbereich durchzulassen und die Signale in angrenzenden Frequenzbereichen zu sperren, kann anstelle eines Bandpassfilters auch eine Bandsperre mit zwei voneinander separierten Sperrbereichen eingesetzt werden. Hierbei liegt der ausgenutzte Durchlaßbereich zwischen den beiden Sperrbereichen der Bandsperre. Aus US 5,291,161 A ist ein Filter dieser Art bekannt, welches aus einer durchgehenden Hauptleitung und an diese galvanisch angekoppelten Stichleitungen besteht und bei dem jede Stichleitung eine Transmissionsnullstelle erzeugt. Aus I. C. Hunter und J.R. Rhodes „Electronically tunable microwave bandstop filters" in IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques , vol. MTT-30, No . 9, September 1982, Seiten 1361 bis 1367, ist bekannt, daß zur Erzeugung von Transmissions-Nullstellen anstelle der galvanisch angekoppelten Stichleitungen auch kapazitiv angekoppelte Stichleitungen Verwendung finden können. Aus DE 24 42 618 C2 ist ebenfalls eine durchgehende Transmissionsleitung mit an diese angekoppelten Stichleitungen (Zweigleitungen) bekannt. Ein Nachteil der Verwendung solcher Filterstrukturen aus einer vom Filtereingang zum Filterausgang durchgehenden Hauptleitung mit NR angekoppelten Stichleitungen als Sperr-Resonatoren ist die Tatsache, daß die hohe Sperrdämpfung auf Frequenzbereiche endlicher Breite beschränkt bleibt und somit das Filter jenseits dieser Bereiche wieder durchläßt. Der zweite Nachteil ist, daß im ausgenutzten Durchlaßbereich zwischen den beiden Sperrbereichen die Zahl N der Dampfungs-Nullstellen geringer als die Zahl der Resonatoren ist und damit nicht die zu einer gegebenen Resonatorzahl NR maximal erreichbare Steilheit der Filterflanken zwischen Durchlass- und Sperrbereich erzielbar ist.
Mit der vorliegenden Erfindung soll dementsprechend ein Weg zur Realisierung von Bandpassfiltern aus gekoppelten Resonatoren mit bis zu M=N-1 beliebig im Sperrband plazierbaren Dämpfungspolen angegeben werden, wobei keine Überkopplungen und keine „Extracted-Pole„-Resonatoren und keine Bandsperr-Struktureri mit durchgehender Hauptleitung eingesetzt werden und damit die oben beschriebenen Nachteile dieser Konzepte vermieden werden. Die Aufgabe wird erfindungsgemaß durch die in den Patentansprüchen dargestellten Gegenstande gelost. Gemäß der Erfindung werden Bandpassfilter-Strukturen vorgeschlagen, bei denen Sperr-Resonatoren derartig in die Struktur integriert sind, daß jeder Sperr-Resonator sowohl eine der erwünschten Transmissions-Nullstellen im Sperrbereich als auch zusammen mit der übrigen Filterstruktur eine Dampfungs-Nullstelle im Durchlassbereich realisiert. Diese Bandpassfilter- Strukturen gemäß den bevorzugten Ausfuhrungsformen der Erfindung sind durch folgende Merkmale gekennzeichnet:
(a) Die Bandpassfilter werden aus einem, unten näher beschriebenen impedanz-symmetrischen Filterglied mit N = 2m+l (m = naturliche Zahl) Polen und N-l Transmissions-Nullstellen, oder aus einer Kaskade solcher impedanz-symmetrischen Filterglieder, oder einer Kaskade aus weiter unter beschriebenen impedanz-unsymmetrischen Filtergliedern mit jeweils N= 2 Polen und M =2 Transmissions-Nullstellen gebildet .
(b) Ein impedanz-symmetrisches Filterglied mit N = 3 Polen und M= 2 Transmissions-Nullstellen besteht aus einem durch zwei Diskontinuitäten begrenztem Leitungsstuck, als Hauptresonator bezeichnet, an das in der Mitte ein Paar von Sperr-Resonatoren angekoppelt ist, derart, daß aufgrund der longitudinalen Feldverteilung auf dem Hauptresonator die Kopplung zu den Sperr-Resonatoren bei der Resonanzfrequenz des Hauptresonators (Mittenfrequenz) verschwindet, jedoch bei davon abweichenden Frequenzen einen endlichen Wert annimmt. Die Lange des Hauptresonators wird so gewählt, daß sie etwa gleich der halben Leitungswellenlange bei der Mittenfrequenz des Bandpassfilters entspricht. Die Sperrfrequenz des einen Sperr-Resonators wird kleiner und die des anderen Sperr-Resonators großer als die Mittenfrequenz gewählt und dadurch erzeugt jeder der beiden Sperr-Resonatoren eine Transmissions- Nullstelle und durch Zusammenwirken mit dem Hauptresonator einen zusatzlichen Pol. Dient ein einzelnes impedanz-symmetrisches Filterglied als Bandpassfilter, so wird ein Ende des Hauptresonators mit dem Filtereingang und das andere Ende mit dem Filterausgang elektrisch, galvanisch oder magnetisch verkoppelt. Wird das Bandpassfilter aus einer Kaskade mehrerer impedanz-symmetrischer Filterglieder aufgebaut, werden die nicht an das Eingangs- oder Ausgangstor angekoppelten benachbarten Hauptresonator-Enden elektrisch, galvanisch oder magnetisch verkoppelt.
(c) Ein impedanz-symmetrisches Filterglied mit N = 2m+l Polen (m = natürliche Zahl großer 1) und M= N-l = 2m Transmissions-Nullstellen besteht aus einem durch zwei Diskontinuitäten begrenztem Leitungsstück, als Hauptresonator bezeichnet, an den m Paare von Sperr- Resonatoren im gegenseitigen Abstand von ca. einer halben Mittenfrequenz-Wellenlange angekoppelt sind, derart daß aufgrund der longitudinalen Feldverteilung auf dem Hauptresonator die Kopplung zu den Sperr-Resonatoren bei der Resonanzfrequenz des Hauptresonators (Mittenfrequenz) verschwindet, jedoch bei davon abweichenden Frequenzen einen endlichen Wert annimmt. Die Lange des Hauptresonators wird so gewählt, daß sie etwa gleich dem m-fachen der halben Leitungswellenlange bei der Mittenfrequenz entspricht und der Abstand der äußeren Sperr-Resonator-Paare von den Enden des Hauptresonators betragt ca. eine viertel Leitungswellenlange. Die Sperrfrequenzen der beiden Sperr-Resonatoren eines jeden der m Sperr-Resonator- Paare werden so gewählt, daß eine kleiner und die andere großer als die Mittenfrequenz ist, und dadurch erzeugt jeder der beiden Sperr-Resonatoren eine Transmissions-Nullstelle und durch Zusammenwirken mit dem Hauptresonator einen zusatzlichen Pol. Dient ein einzelnes impedanz- symmetrisches Filterglied als Bandpassfilter, so wird ein Ende des Hauptresonators mit dem Filteremgang verkoppelt und das andere Ende mit dem Filterausgang elektrisch, galvanisch oder magnetisch verkoppelt. Wird das Bandpassfilter aus einer Kaskade mehrerer impedanz-symmetrischer Filterglieder aufgebaut, werden die nicht an das Eingangs- oder Ausgangstor angekoppelten benachbarten Hauptresonator-Enden elektrisch, galvanisch oder magnetisch verkoppelt.
(d) Zusätzlich zu den impedanz-symmetrischen Filtergliedern können zum Aufbau eines Bandpassfilters aus einer Kaskade mehrerer Filterglieder impedanz-unsymmetrische Filterglieder mit jeweils N= 2 Polen und M = 2 Transmissions- Nullstellen Verwendung finden. Die impedanzunsymmetrischen Filterglieder bestehen aus einem Hauptresonator dessen Lange ca. einer viertel Leitungswellenlange bei der Mittenfrequenz des Bandpassfilters entspricht, bei dem das eine Ende so an das benachbarte Filterglied angekoppelt ist, daß dieses Leitungsende hochohmig abgeschlossen ist (Maximum der elektrischen Feldstarke) und das andere Ende so an das benachbarte Filterglied oder das Em- oder Ausgangstor des Bandpasses angekoppelt ist, daß das Leitungsende niederohmig abgeschlossen ist (Strommaximum am Leitungsende) , und bei dem am niederohmigen Ende des Hauptresonators ein Paar von Sperr-Resonatoren elektrisch oder galvanisch angekoppelt ist.
Die oben getroffene Unterscheidung zwischen impedanz- symmetrischen und impedanz-unsymmetrischen Filtergliedern ist so zu verstehen, daß bei einem impedanz-symmetrischen Filterglied bei Beschaltung von Ein- und Ausgangstor mit dem gleichen Abschlußwiderstand, die Maximalwerte des Leistungs-Ubertragungsfaktors bei vernachlassigbaren Verluste den Wert Eins erreichen, wahrend beim ubertragungs-unsymmetrischen Filterglied vollständige Leistungsubertragung nur für stark unsymmetrische Tor- Widerstände erreichbar ist.
Die weitere Erläuterung der Erfindung erfolgt anhand des in den Zeichnungen 1 bis 4 dargestellten Grundprinzips und der in den Zeichnungen 5 bis 12 dargestellten Ausfuhrungsbeispiele .
Figur le zeigt auf schematische Weise den prinzipiellen Aufbau eines erfmdungsgemaßen impedanz-symmetrischen Filterglieds mit N = 3 Polen und M =2 Transmissions- Nullstellen und die Figuren la bis ld zeigen auf schematische Weise Strukturen, welche dem Stand der Technik entsprechen und daher nur zur schrittweisen Erläuterung des Grundprinzips der erfindungsgemaßen Struktur nach Figur le dienen. Fig. la zeigt symbolhaft eine homogene Hochfrequenzleitung 1, bei der diese Leitung als metallische TEM-Leitung z. B. als eine Koaxialleitung, als eine planare Leitung wie z. B. eine Mikrostreifenleitung oder Streifenleitung oder Koplanarleitung, oder als Hohlleiter oder als dielektrische Leitung ausgeführt sein kann. Bei Vernachlässigung der Dissipation wird der Frequenzgang des Leistungsubertragungsfaktors 2, also die Frequenzabhangigkeit des Verhältnisses der am reflexionsfrei abgeschlossenem Tor 2 heraustretenden Leistung P2 zu der am Tor 1 einfallenden Leistung Peιnfr im betrachteten Betriebsfrequenzbereich der Leitung unabhängig von der Frequenz gleich Eins.
Figur lb zeigt schematisch eine gegenüber Figur la abgeänderte Struktur, bei der zwei Diskontinuitäten 3 symmetrisch in den Leitungszug eingeführt sind. Diese Diskontinuitäten definieren ein Leitungsstuck endlicher Lange a, auf dem elektromagnetische Eigenschwingungen bei denjenigen Frequenzen auftreten, bei denen die Lange a einem ganzzahligen Vielfachen einer halben Leitungswellenlange entspricht und diese Eigenschwingungen sind durch stehende Wellen mit Knoten und Bauchen der elektrischen und magnetischen Feldstarke entlang der Leitung gekennzeichnet, wobei m der Symmetrieebene 4 bei der Resonanzfrequenz ein Knoten der elektrischen oder magnetischen Feldstarke existiert. Die so entstandene Struktur stellt einen, nach dem Stand der Technik wohlbekannten 1-polιgen Bandpass dar, der durch einen Frequenzgang des Leistungsubertragungsfaktors 5 mit einem Maximum
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1 (Dampfungs-Nullstelle) bei einer Frequenz f0 gekennzeichnet ist. Die das Leitungsstuck begrenzenden Diskontinuitäten können technisch z. B. in Form von Leitungsunterbrechungen oder in Form metallischer Blenden ausgebildet sein, und es ist nach dem Stand der Technik ebenfalls wohlbekannt, daß über die Starke der Kopplung zwischen den Zuleitungen und den Enden des als Resonator dienenden Leitungsstucks, die Frequenz-Bandbreite Δf der Transmissionskurve verändert werden kann.
Figur lc zeigt eine gegenüber Figur la abgeänderte Struktur, bei dem ein Resonanzkreis 6 („Sperr-Resonator,,) an die Leitung angekoppelt ist, so daß der Frequenzgang des Leistungsubertragungsfaktors 7 eine Transmissions- Nullstelle bei der Frequenz fs aufweist. Diese Struktur stellt den nach dem Stand der Technik wohlbekannten Aufbau einer einpoligen Bandsperre („Notch-Filter,,) dar.
Figur ld zeigt eine gegenüber Figur lc abgeänderte Struktur dar, bei der anstelle eines Sperr-Resonators zwei Sperr-Resonatoren 8 mit unterschiedlichen Resonanzfrequenzen angekoppelt sind und zu zwei Transmissions-Nullstellen bei fsι und fs2 fuhren.
Ein wesentlicher Aspekt der Erfindung besteht nun darin, aus einer Kombination der Struktur nach Figur lb und des Sperr-Resonator-Paars von Figur ld, die Struktur nach Figur le zu bilden. Das Leitungsstück endlicher Lange bildet einen Resonator, hier als Hauptresonator bezeichnet, welcher in der Mitte einen Knoten des elektrischen oder magnetischen Felds besitzt. Ein wesentlicher Aspekt der Erfindung ist die Wahl der Kopplung zwischen den Sperr-Resonatoren und dem Hauptresonator in der Weise, daß bei der Frequenz f0 diese Kopplung verschwindet, wobei dies z. B. dadurch erreicht wird, daß bei Vorliegen eines Knoten des elektrischen Felds eine elektrische Kopplung und bei Vorliegen eines Knotens des magnetischen Felds, eine magnetische Kopplung zwischen Hauptresonator und den Sperr-Resonatoren gewählt wird. Durch diese Maßnahme wird einerseits die Resonanz des Hauptresonators bei der Frequenz f0 nicht durch das Sperr-Resonator-Paar gestört und andererseits erhalt man aufgrund der Kopplung zwischen Sperr-Resonator-Paar und Hauptresonator für Frequenzen verschieden von fn zwei zusatzliche Eigenschwingungen. In dieser erfmdungsgemaßen Struktur übernehmen die beiden Sperr- Resonatoren damit eine Doppelfunktion, indem sie einerseits - wie in der Struktur nach Figur ld - zwei Transmissions-Nullstellen realisieren und andererseits zusammen mit dem Leitungsstuck insgesamt 3 Eigenschwingungen (3 Pole) produzieren. Der Frequenzgang 10 der Struktur nach Fig. le ist also bei geeigneter Wahl der Resonanzfrequenzen und Koppelstarken durch drei Transmissionsmaxima (Dampfungs-Nullstellen) bei fx, f2 und f3 sowie zwei Transmissions-Nullstellen bei fsι und fs2 gekennzeichnet. Bei diesem Filterglied zur Realisierung von 3 Polen und zwei Transmissions-Nullstellen wird die Frequenzlage der Transmissions-Nullstellen durch die Resonanzfrequenzen der Sperr-Resonatoren bestimmt und die Frequenzlage des mittleren Transmissions-Maximums durch die Lange des Hauptresonators. Die Lage der beiden äußeren Transmissionsmaxima kann durch die Koppelstarke zwischen Hauptresonator und Sperr-Resonatoren verändert werden, wobei bei einer Vergrößerung der Kopplung, diese Frequenzen sich in Richtung auf die mittlere Frequenz verschieben.
Ein weiterer wesentlicher Aspekt der Erfindung ist die in Figur 2a bis 2c dargestellte Verallgemeinerung des Prinzips nach Figur le zur Realisierung von Filtergliedern mit M = 2m Transmissions-Nullstellen und N = M+l =2m+l Polen. In Figur 2a ist nochmals der Fall m=l entsprechend Figur le dargestellt. Falls das Leitungsstuck bei der Mittenfrequenz eine halbe Wellenlange lang ist ( „Mittenfrequenz-Leitungswellen- lange,,), hangt die Art der Kopplung zwischen den Sperr- Resonatoren und dem Hauptresonator davon ab, ob sich an den Enden des Leitungsstucks die Betrags-Maxima des elektrischen oder magnetischen Felds befinden. Im Falle elektrischer Feldmaxima an den Enden besitzt das elektrische Feld bei der Frequenz fo einen Knoten in der Symmetrieebene und damit müssen nach obigen Designregeln die beiden Sperr-Resonatoren elektrisch gekoppelt werden, wahrend im Falle magnetischer Feldmaxima an den Enden, wegen des Knoten des magnetischen Felds, eine magnetische Kopplung vorliegen muß. Um im Falle magnetischer Feldmaxima an den Enden trotzdem eine magnetische Kopplung zwischen Sperr-Resonatoren und Haupresonator verwenden zu können, muß die Lange des Leitungsstucks anstelle einer halben Mittenfrequenz-Leitungswellenlange gleich einer vollen Wellenlange entsprechen.
Figur 2b zeigt die erfmdungsgemaße Verallgemeinerung für m=2, also N=5 Pole und M=4 Transmissions-Nullstellen, wobei zwei Paare von Sperr-Resonatoren im gegenseitigen Abstand von etwa einer halben Leitungswellenlange verwendet werden.
Figur 2c zeigt die erf dungsgemaße Erweiterung auf ein Filterglied mit N =7 Polen und M =N -1=6 Transmissions- Nullstellen.
Die Vergrößerung der Polzahl N eines Filterglieds nach dem in den Abbildungen 2a bis 2c gezeigtem Prinzip wird durch die Frequenzlage höherer unerwünschter Eigenschwingungen des Hauptresonators begrenzt, wobei die Verlängerung des Hauptresonators zur Erhöhung der Polzahl, die Eigenresonanzen des Hauptresonators im Frequenzbereich immer weiter zusammenruckt. Um trotz dieser Begrenzung Filter höherer Polzahl realisieren zu können, werden in einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung zwei alternative Wege beschritten, namlich eine Kaskadierung von impedanz-symmetrischen Filtergliedern nach Fig. 2a bis 2c und die Einfuhrung impedanzunsymmetrischer Filterglieder mit zwei Polen und zwei Transmissions-Nullstellen pro Filterglied.
Figur 3 zeigt, wie aus einer Kaskade von Q Filtergliedern mit jeweils Ng Polen und Mg=N-l Transmissions-Nullstellen ein Filter mit der Polzahl N=NgxQ und M=N-Q Transmissions- Nullstellen gebildet wird. Beispielhaft sind der Fall eines 9-polιgen ( 9-kreιsιgen) Filters mit 6 Transmissions-Nullstellen aus 3 Filtergliedern mit Ng=3 sowie eines 10-polιgen Filters mit 8 Transmissions- Nullstellen aus 3 Filtergliedern mit Ng=5 dargestellt.
Ein impedanz-unsymmetrisches Filterglied wird erf dungsgemaß dadurch realisiert, daß ein impedanz- symmetrisches Filterglied mit einem Sperr-Resonatoren- Paar nach Fig. le modifiziert wird, wobei eine der beiden Diskontinuitäten in die Nahe der Stelle gebracht wird, an der das Sperr-Resonator-Paar angekoppelt ist. Damit entsteht die in Fig. 4a gezeigte T-formige Struktur mit einer von der Ankoppelstelle des Sperr-Resonator-Paars ca. um eine viertel Mittenfrequenz-Leitungswellenlange entfernten Diskontinuität 2 ( „hochohmiges Ende,,) und einer zweiten Diskontinuität („niederohmiges Ende,,, 3), welche sich nahe an der Koppelstelle des Sperr-Resonator- Paars befindet.
Um die Impedanz-Unsymmetrie zu kompensieren, wird in einer Kaskade aus impedanz-unsymmetrischen Filtergliedern mindestens ein impedanz-symmetrisches Glied hinzugefügt. Hierbei kann sich, wie in Fig. 4b gezeigt, das impedanz- symmetrische Glied 5 an einem Ende der Kaskade befinden, oder es kann zentral (siehe Fig. 4c) eingefugt werden.
Für die in den Abbildungen le, 2a bis 2c, 3 und 4 prinzipiell schematisch dargestellten erfindungsgemaßen Filterstrukturen ergibt sich eine sehr große Zahl von technischen Ausgestaltungsmoglichkeiten, die sich u. a. unterscheiden hinsichtlich
a) des Leitungstyps aus dem der Hauptresonator aufgebaut ist, b) der Bauform der Sperr-Resonatoren c) der Kopplungsart zwischen Sperr-Resonator und Hauptresonator d) der Gestaltung der Diskontinuitäten (Kopplung) zwischen Hauptresonatoren in Kaskade und dem Hauptresonatoren und Toren.
Fig. 5 zeigt exemplarisch die Realisierung eines 7- poligen Filters mit 6 Transmissions-Nullstellen in Form eines einzelnen Filterglieds nach dem in Fig. 2c gezeigten Prinzip in Koaxialleitungstechnik. Der Hauptresonator 1 hat einen rechteckformigen Außen- und Innenleiter und eine Lange gleich dem 1,5-fachen der Mittenfrequenz-Wellenlange. Die das Leitungsstuck begrenzenden Diskontinuitäten sind in Form kapazitiver Koppler ausgebildet. Die Sperr-Resonatoren 2 sind als am Ende kurzgeschlossenen Koaxilleitungsstucke einer Lange von ca. einer viertel Leitungswellenlange realisiert, welche kaspazitiv an den Hauptresonator gekoppelt sind.
Fig. 6 zeigt eine Modifikation der Struktur nach Fig. 5, indem nun die Sperr-Resonatoren 2 galvanisch m t dem Innenle ter des Hauptresonators verbunden sind, aber am Ende kapazitiv belastet sind.
Fig. 7 zeigt eine Struktur aus zwei impedanz- unsymmetrischen Filtergliedern und einem impedanz- symmetrischen Glied , bei der man 9 Pole und 8 Transmissions-Nullstellen erhalt.
Fig. 8 zeigt em Filter aus einem impedanz-symmetrischen Filterglied mit 5 Polen und 4 Transmissions-Nullstellen, welches auf der Basis von Rechteckhohlleitungen für den HIO-Wellentyp realisiert ist. Der Hauptresonator 1 besteht aus einer an beiden Enden kurzgeschlossenen Rechteckhohlleitung, welche bei der Mittenfrequenz eine Lange entsprechend einer Hohlleiter-Wellenlänge hat. Die 4 Sperr-Resonatoren 2 sind in Form von kurzgeschlossenen 1/4-Hohlleιterstucken realisiert. Die Ankopplung zu den Toren kann z. B. über einen Koaxial-Ubergang 3 erfolgen.
Fig. 9 zeigt beispielhaft eine Realisierung mit dielektrischen Resonatoren im Fall eines Filters aus zwei impedanz-symmetrischen Filtergliedern, wobei jedes Filterglied drei Pole und zwei Transmissions-Nullstellen produziert und somit das Bandpassfilter insgesamt 6 Pole und 4 Transmissions-Nullstellen aufweist. Die aus geeignetem dielektrischen Material, also Material mit einer möglichst hohen Dielektrizitatszahl, einem niedrigen Verlustwinkel und einem geringen Temperaturkoeffizienten (z.B. Bariumtitanat Zirkonat) hergestellten Hauptresonatoren 1 und Sperr-Resonatoren 2 sind über Abstandshalter 3, z. B. aus Quarzmaterial; zur Vermeidung zu starker ohmscher Verluste in einer genugenden Entfernung vom Boden des metallischen Gehäuses 5 positioniert. Die Abmessung des Hauptresonators wird so gewählt, daß dieser bei fo eine Eigenresonanz mit der in Fig. 9b gezeigten Feldverteilung aufweist, und die Abmessung der Sperr-Resonatoren werden so gewählt, daß diese bei den 4 Sperrfrequenzen fi bis f4 resonieren und dabei eine Feldverteilung entsprechend Fig. 9c aufweisen. Aufgrund der raumlichen Feldverteilung des Hauptresonators koppelt dieser bei f0 nicht an die Resonanzfelder der Sperr-Resonatoren. Für von f0 verschiedene Frequenzen erhält man jedoch eine Kopplung zwischen dem Hauptresonator und den Sperr-Resonatoren mit dem Resultat, daß zusatzlich 4 Eigenresonanzen entstehen. Die Ankopplung an die Tore kann z. B. über Leiterschleifen 4 erfolgen.
Fig. 10 zeigt beispielhaft eine weitere mögliche Bauform eines Filterglieds aus dielektrischem Material. Der Hauptresonator 5 besteht aus einem dielektrischen Quader der Länge a, welche etwa gleich einer Wellenlange der Oberflachenwelle auf dem dielektrischen Quader entspricht. Dadurch erhalt man auf dem Hauptresonator eine Feldverteilung entsprechend Fig. 10b. Die 4 Sperr- Resonatoren 1 bis 4 bestehen ebenfalls aus dielektrischen Quadern, deren individuelle Langen bl bis b4 die Frequenzlage der 4 Transmissions-Nullstellen beeinflussen. Das gesamte Gebilde aus dielektrischem Hauptresonator und 4 dielektrischen Sperr-Resonatoren realisiert 5 Eigenschwingungen. Die Frequenzlage der Pole kann über die Koppelstarke zwischen Haupt- und Sperr- Resonatoren verändert werden. Zur Veränderung dieser Koppelstärke dienen die mit Luft oder einem dielektrischen Material relativ geringer Dielektrizitatszahl gefüllten „Lücken,, zwischen den Resomatoren mit den Weiten hi bis h4.
Das erfindungsgemäße Prinzip kann auch auf planare Resonatorstrukturen, wie z. B. Mikrostreifenleitungs- strukturen angewendet werden, wobei auch Mikrostreifen- leitungs-Strukturen aus Hochtemperatur-Supraleitern von Interesse sind, da diese trotz eines enormen Miniaturisierungsgrads über eine hohe Leerlaufgute verfugen .
In Fig. 11 wird die Realisierung eines erfindungsgemäßen impedanz-unsymmetrischen Filterglieds in Mikrostreifen- leitungs-Technologie erläutert. In Fig. 11a wird zunächst das nach dem Stand der Technik wohlbekannte Prinzip eines Mikrostreifenleitungs-Resonators in Erinnerung gebracht. Bei dieser Struktur befindet sich auf einem geeigneten dielektischem Substrat 1 eine durchgehende Leiterschicht 2 auf der einen und eine strukturierte Leiterschicht auf der anderen Seite, Fig. 11a zeigt die wohlbekannte Struktur eines Mikrostreifenleitungs-Resonators 3, welcher an seinen Enden kapazitiv mit den Zuleitungen 4,5 verkoppelt ist. Der Frequenzgang des Leistungsubertragungsfaktors 6 zeigt ein Maximum bei der Frequenz f0 und die Breite dieses Maximums läßt sich über die Stärke der Kopplung an den Leitungsenden (Diskontinuitäten) verandern. Fig. 11b zeigt, wie ein erfindungsgemäßes impedanz-unsymmetrisches Filterglied in Mikrostreifen- leitungs-Technologie realisiert werden kann. Dazu wird eine T-förmige Leiterstruktur verwendet, bei der die Länge der einzelnen Arme etwa einer viertel Leitungswellenlange bei der Mittenfrequenz entspricht, wobei eine wohldef ierte Unsymmetrie in der Lange oder Breite der Seitenarme 3 für die Funktion notwendig ist. Die Seitenarme stellen eine einfache Realisierung der Sperr-Resonatoren dar, wobei die Sperrfrequenzen über die Lange der Arme beeinflußt wird. Zusammen mit dem dritten Arm, bilden die Seitenarme e Gebilde, welches bei zwei unterschiedlichen Frequenzen resoniert und damit stellt die T-Struktur eine Sonderform eines Dual-Mode-Resonators dar. Das Ausgangstor kann auf die in Fig. 11b gezeigte Weise kapazitiv an die T-Struktur angekoppelt werden. Der Frequenzgang 6 des so entstandenen Zweitors ist durch zwei Transmissionsmaxima und zwei Transmissions- Nullstellen gekennzeichnet, wobei aufgrund der Unsymmetrie der absolute Wert des Transmissionsmaximums weit unter Eins liegen kann. Aus diesem Grund stellt em einzelnes unsymmetrisches Filterglied - im Gegensatz zum impedanz-symmetrischen Filterglied- noch kein brauchbares Bandpassfilter dar. Wie bei allen oben gezeigten Realisierungsbeispielen, laßt sich auch diese Mikrostreifenleitungsstruktur in vielfaltiger Weise abändern, z. B. durch Verwendung inhomogener Leitungsstucke veränderlicher Breite.
Fig. 12 zeigt exemplarisch, wie aus 4 impedanz- unsymmetrischen Filtergliedern 1 und einem konventionellen Halbwellen-Resonator 2 em 9-polιges Filter mit 8 Transmissions-Nullstellen gebildet werden kann. Der Resonator 2 übernimmt in der Kaskade neben der Bereitstellung eines zusätzlichen Pols, die Transformation der Impedanz an Tor 2 (z. B. 50 Ohm) auf das niedrige Impedanzniveau an der Koppelstelle zum Verzweigungspunkt der T-formigen Resonatoren. Die Dimensionierung der Parameter der einzelnen Filterglieder, kann hierbei z. B. so erfolgen, daß eine Cauer-Charakteristik für den Frequenzgang erzielt wird.

Claims

Patentansprüche
1. Hochfrequenz-Bandpassfilteranordnung, bestehend aus einem Hauptresonator (1) und mindestens einem an den Hauptresonator (1) angekoppelten Sperr-Resonator (4, 6, 8), wobei der Hauptresonator (1) durch ein, an beiden Seiten durch Diskontinuitäten (2 und 3 in Fig. bis 2c) in Form einer Unterbrechung oder Metallwand begrenztes Leitungsstück definiert ist, und bei einer Mittenfrequenz (fo)eine elektromagnetische Eigenschwingung aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß der an den Hauptresonator angekoppelte Sperr-Resonator (4) bei seiner Sperrfrequenz (fs) für eine Welle auf dem Leitungsstück des Hauptresonators (1) einen Reflexionsfaktor vom Betrag Eins realisiert, und daß der mindestens eine Sperr-Resonator an denjenigen Orten entlang des Leitungsstücks mit dem Hauptresonator gekoppelt sind, an denen aufgrund der raumlichen Variation des elektrischen und magnetischen Felds entlang der Leitung die frequenzabhängige Kopplung zwischen dem Sperr-Resonator und dem Hauptresonator bei der Mittenfrequenz des Bandpassfilters verschwindet.
2. Hochfrequenz-Bandpassfilteranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der mindestens eine Sperr- Resonator durch ein Paar von symmetrisch zueinander angeordneten Sperr-Resonatoren gebildet ist.
. Hochfrequenz-Bandpassfilteranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ankopplung des mindestens einen Sperr-Resonators an den Hauptresonator elektrisch erfolgt.
4. Hochfrequenz-Bandpassfilteranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ankopplung des mindestens einen Sperr-Resonators an den Hauptresonator magnetisch erfolgt.
5. Hochfrequenz-Bandpassfilteranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ankopplung des mindestens einen Sperr-Resonators an den Hauptresonator galvanisch erfolgt.
6. Bandpassfilter nach Anspruch 1 mit drei Eigenfrequenzen (Polen) und zwei Transmissions- Nullstellen, dadurch gekennzeichnet, daß der
Hauptresonator durch em Leitungsstuck mit einer Lange, welche bei der Mittenfrequenz des Bandpassfilters etwa einer halben Leitungswellenlange entspricht, gebildet wird, daß zwei Sperr-Resonatoren in der Mitte des Leitungsstucks so an den Hauptresonator so angekoppelt werden, daß die frequenzabhangige Kopplung bei der Mittenfrequenz verschwindet, daß die Sperrfrequenz eines der beiden Sperr- Resonatoren kleiner als die Mittenfrequenz des Bandpassfilters und die Sperrfrequenz des anderen Sperr-Resonators großer als die Mittenfrequenz des Bandpassfilters ist, daß für die Sperrfrequenzen der beiden Sperr- Resonatoren diejenigen Frequenzen im Sperrbereich gewahlt werden, bei denen Transmissions-Nullstellen des Bandpassfilters gewünscht werden, und daß mit der Starke der Kopplung zwischen den Sperr-Resonatoren und dem Hauptresonator die drei Transmissionsmaxima innerhalb des Durchlassbereichs so verschoben werden, daß die Reflexionsdampfung im Durchlassbereich über einem vorgegebenen Minimalwert liegt.
7. Bandpassfilter nach Anspruch 1 mit fünf Eigenfrequenzen (Polen) und vier Transmissions- Nullstellen, dadurch gekennzeichnet, daß der Hauptresonator durch ein Leitungsstuck mit einer Lange, welche bei der Mittenfrequenz etwa einer Leitungswellenlange entspricht, gebildet wird, daß zwei Paare von Sperr-Resonatoren in einem gegenseitigen Abstand von ca. einer halben Mittenfrequenz-Leitungswellenlange längs des Leitungsstucks des Hauptresonators und einem Abstand von ca. einer viertel Leitungswellenlange zwischen den äußeren Sperr-Resonator-Paaren und den Enden des Leitungsstucks an den Hauptresonator so angekoppelt werden, daß die frequenzabhangige Kopplung bei der Mittenfrequenz des Bandpassfilters verschwindet.
8. Bandpassfilter nach Anspruch 1 mit 2m+l (mit m als naturlicher Zahl) Eigenfrequenzen (Polen) und 2m Transmissions-Nullstellen, dadurch gekennzeichnet, daß der Hauptresonator durch ein Leitungsstuck mit einer Lange von ca. dem m-fachen einer halben Mittenfrequenz-Leitungswellenlange gebildet wird, daß m Paare von Sperr-Resonatoren in einem gegenseitigen Abstand von einer halben Mittenfrequenz- Leitungswellenlange längs des Leitungsstucks und einem Abstand ca. einer viertel Leitungswellenlänge zwischen den äußeren Sperr-Resonator-Paaren und den Enden des Leitungsstücks an den Hauptresonator so angekoppelt werden, daß die frequenzabhängige Kopplung bei der Mittenfrequenz des Bandpasses verschwindet.
9. Bandpassfilter nach Anspruch 1 mit 2m+l (mit m als natürlicher Zahl) Eigenfrequenzen (Polen) und 2m Transmissions-Nullstellen, dadurch gekennzeichnet, daß der Hauptresonator durch ein Leitungsstück mit einer Länge von ca. dem (m+1) -fachen einer halben Mittenfrequenz-Leitungswellenlänge gebildet wird, daß m Paare von Sperr-Resonatoren in einem gegenseitigen Abstand von einer halben Mittenfrequenz- Leitungswellenlänge längs des Leitungsstücks und einem Abstand ca. einer halben Leitungswellenlänge zwischen den äußeren Sperr-Resonator-Paaren und den Enden des Leitungsstücks an den Hauptresonator so angekoppelt werden, daß die frequenzabhängige Kopplung bei der Mittenfrequenz des Bandpassfilters verschwindet.
10. Bandpassfilter nach Anspruch 1 mit einer Kaskade von Filtergliedern (Anzahl Q) , bei dem diese Filterglieder aus Bandpassfiltern nach einem der Ansprüche 2 bis 5 gebildet werden, dadurch gekennzeichnet, daß ein Ende des als Hauptresonator dienenden Leitungsstücks eines Filterglieds elektrisch oder magnetisch oder galvanisch mit dem benachbarten Ende des Leitungsstücks des nächsten Filterglieds gekoppelt ist, und bei dem die beiden äußeren Enden der Leitungsstücke der äußeren Filterglieder mit dem Eingangs- bzw. dem Ausgangstor gekoppelt sind.
1.Bandpassfilter nach Anspruch 1, mit zwei
Transmissions-Polen und zwei Transmissions-Nullstellen (Fig. 4a), bestehend aus einem Hauptresonator in Form eines Leitungsstucks (1 in Fig. 4a), welches bei der Mittenfrequenz des Bandpassfilters ca. eine viertel Leitungswellenlange lang ist, dadurch gekennzeichnet, daß em Ende (2) mit dem Eingangstor (Tor 1) des Bandpassfilters derart elektrisch, magnetisch oder galvanisch gekoppelt ist, daß bei der Mittenfrequenz em Maximum der elektrischen Feldstarke an diesem Ende entsteht, und dessen anderes Ende (3) so mit dem Ausgangstor des Bandpasses elektrisch, magnetisch oder galvanisch verkoppelt ist, dass bei der Mittenfrequenz em Minimum der elektrischen Feldstarke an diesem Ende entsteht, daß em Paar von Sperr-Resonatoren galvanisch oder elektrisch oder magnetisch in der Nahe des zweiten Tors (3 in Fig. 4a) angekoppelt ist, daß die Sperrfrequenzen der beiden Sperr-Resonatoren gleich den vorgegebenen Frequenzen der Transmission- Nullstellen im Sperrbereich gewählt werden, daß die Frequenzlage der beiden Transmissions-Maxima im Durchlassbereich durch Veränderung der Kopplungsstarke zwischen den Sperr-Resonatoren und dem ca. eine viertel Wellenlange langem Leitungstuck verändert werden kann.
12.Bandpassfilter nach Anspruch 11, mit galvanischer
Kopplung zwischen dem Sperr-Resonator-Paar und dem ca. eine viertel Leitungswellenlange langem Leitungsstuck, dadurch gekennzeichnet, daß dieses Leitungsstuck zusammen mit den beiden Sperr-Resonatoren einen T- formigen Resonator (Fig. 11b) mit zwei verschiedenen Eigenfrequenzen bildet, und daß der Filtereingang elektrisch mit dem unter Ende des vertikalen Teils des „T „ und der Filterausgang mit dem oberen Ende des vertikalen Teils des „T„ elektrisch gekoppelt ist.
13.Bandpassfilter aus einer Kaskade von Filtergliedern, welche zum Teil aus Bandpass-Strukturen nach den Ansprüchen 11 oder 12, und zum anderen Teil aus Bandpass-Strukturen nach einem der Ansprüche 1 bis 9 bestehen.
14.Bandpassfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonatoren als Koaxialresonatoren ausgebildet sind.
15. Bandpassfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonatoren als Hohlraumresonatoren ausgebildet sind.
16. Bandpassfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonatoren als dielektrische Resonatoren ausgebildet sind.
17. Bandpassfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 13, mit planaren Mikrostreifenleitungsresonatoren oder Koplanar-Resonatoren einschließlich planarer Resonatoren aus Hochtemperatur-Supraleitern.
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